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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2023178004
(43)【公開日】2023-12-14
(54)【発明の名称】電力変換装置の制御装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20231207BHJP
H01F 37/00 20060101ALI20231207BHJP
H01F 27/24 20060101ALI20231207BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 Y
H01F37/00 M
H01F37/00 R
H01F27/24 W
H02M3/155 W
【審査請求】有
【請求項の数】2
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022091016
(22)【出願日】2022-06-03
(71)【出願人】
【識別番号】000005326
【氏名又は名称】本田技研工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002505
【氏名又は名称】弁理士法人航栄事務所
(72)【発明者】
【氏名】進藤 勇佑
(72)【発明者】
【氏名】北本 良太
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AS04
5H730BB14
5H730BB57
5H730BB82
5H730BB88
5H730DD03
5H730FG05
5H730FG10
5H730FG22
5H730ZZ17
(57)【要約】
【課題】１相動作時の損失を低減可能な３相磁気結合リアクトルを用いた電力変換装置の制御装置を提供する。
【解決手段】第１外側コア部２１及び第２外側コア部２３は、それぞれ第１方向の中央に外側ギャップ２６、２８を有し、内側コア部２２は、第１方向の中央に外側ギャップ２６、２８より第１方向の長さが大きい内側ギャップ２７を有することで、３相のインダクタンスをバランスさせ、外側コイル１１、１３及び内側コイル１２を選択する３相動作時のリプル電流及び損失を低減させる。また、いずれか１つのコイル１１～１３を選択する１相動作時は、インダクタンスが大きくなる内側コイル１２を選択することで、リプル電流及び損失を低減させる。
【選択図】図３
【解決手段】第１外側コア部２１及び第２外側コア部２３は、それぞれ第１方向の中央に外側ギャップ２６、２８を有し、内側コア部２２は、第１方向の中央に外側ギャップ２６、２８より第１方向の長さが大きい内側ギャップ２７を有することで、３相のインダクタンスをバランスさせ、外側コイル１１、１３及び内側コイル１２を選択する３相動作時のリプル電流及び損失を低減させる。また、いずれか１つのコイル１１～１３を選択する１相動作時は、インダクタンスが大きくなる内側コイル１２を選択することで、リプル電流及び損失を低減させる。
【選択図】図３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
３相磁気結合リアクトルを用いた電力変換装置の制御装置であって、
前記３相磁気結合リアクトルは、
第１外側コイルと、
第２外側コイルと、
前記第１外側コイルと前記第２外側コイルとの間に配置された内側コイルと、
前記第１外側コイルが巻回される第１外側コア部と、前記第２外側コイルが巻回される第２外側コア部と、前記内側コイルが巻回される内側コア部と、を備えるコアと、を備え、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部は、それぞれ第１方向に延設され、且つ、前記第１方向に直交する第２方向に並べて配置され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で一端側は、前記第２方向に延設された第１連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で他端側は、前記第２方向に延設された第２連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部を通る磁束は、いずれかのコア部に巻回されるコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きに対し、他のコア部に巻回される他のコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きが逆向きになるように構成され、
前記第１外側コア部及び前記第２外側コア部は、それぞれ前記第１方向の中央に外側ギャップを有し、
前記内側コア部は、前記第１方向の中央に前記外側ギャップより前記第１方向の長さが大きい内側ギャップを有し、
前記制御装置は、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか１つのコイルに電流を流して動作させる１相動作、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか２つのコイルに電流を流して動作させる２相動作、及び
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルの全てのコイルに電流を流して動作させる３相動作、を切り替え可能であって、
前記１相動作では、前記内側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
前記３相磁気結合リアクトルは、
第１外側コイルと、
第２外側コイルと、
前記第１外側コイルと前記第２外側コイルとの間に配置された内側コイルと、
前記第１外側コイルが巻回される第１外側コア部と、前記第２外側コイルが巻回される第２外側コア部と、前記内側コイルが巻回される内側コア部と、を備えるコアと、を備え、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部は、それぞれ第１方向に延設され、且つ、前記第１方向に直交する第２方向に並べて配置され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で一端側は、前記第２方向に延設された第１連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で他端側は、前記第２方向に延設された第２連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部を通る磁束は、いずれかのコア部に巻回されるコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きに対し、他のコア部に巻回される他のコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きが逆向きになるように構成され、
前記第１外側コア部及び前記第２外側コア部は、それぞれ前記第１方向の中央に外側ギャップを有し、
前記内側コア部は、前記第１方向の中央に前記外側ギャップより前記第１方向の長さが大きい内側ギャップを有し、
前記制御装置は、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか１つのコイルに電流を流して動作させる１相動作、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか２つのコイルに電流を流して動作させる２相動作、及び
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルの全てのコイルに電流を流して動作させる３相動作、を切り替え可能であって、
前記１相動作では、前記内側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
【請求項2】
請求項１に記載の電力変換装置の制御装置であって、
前記制御装置は、
前記２相動作では、前記第１外側コイル及び前記第２外側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
前記制御装置は、
前記２相動作では、前記第１外側コイル及び前記第２外側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
近年、より多くの人々が手ごろで信頼でき、持続可能かつ先進的なエネルギーへのアクセスを確保できるようにするため、エネルギーの効率化に貢献する研究開発が行われている。
【0003】
電気自動車やＨＥＶ（Hybrid Electrical Vehicle：ハイブリッド電気自動車）などにも搭載されるＤＣ－ＤＣコンバータには、コアの周囲にコイルを装着することで構成されるリアクトルが用いられる。近年では、大出力のコンバータにおいて駆動相を複数設け電流を分割することで高効率化を目指した多相コンバータが用いられる。このような多相コンバータにおいては、動作させる相の数によって損失が変化することが知られており、小出力時にスイッチング損失の低減のために動作相数を低減する制御方法が一般的である。
【0004】
例えば、特許文献１では、電流を中心とした損失マップを作成し、最も効率が良くなる相数で動作させることが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】特開２０１７－１５３２４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
特許文献１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータは、２相のコアが一体化された磁気結合リアクトルを２つ用いた４相リアクトルを利用するものであり、３相のコアが一体化された３相磁気結合リアクトルではない。３相磁気結合リアクトルにおいても、低電流時はスイッチングロスの低減のため少ない動作相数とすることが望ましい。
【0007】
３相磁気結合リアクトルで１相動作させる場合、どの相を選択すれば損失を低減できるか検討の余地があった。
【0008】
本発明は、１相動作時の損失を低減可能な３相磁気結合リアクトルを用いた電力変換装置の制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本発明は、
３相磁気結合リアクトルを用いた電力変換装置の制御装置であって、
前記３相磁気結合リアクトルは、
第１外側コイルと、
第２外側コイルと、
前記第１外側コイルと前記第２外側コイルとの間に配置された内側コイルと、
前記第１外側コイルが巻回される第１外側コア部と、前記第２外側コイルが巻回される第２外側コア部と、前記内側コイルが巻回される内側コア部と、を備えるコアと、を備え、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部は、それぞれ第１方向に延設され、且つ、前記第１方向に直交する第２方向に並べて配置され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で一端側は、前記第２方向に延設された第１連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で他端側は、前記第２方向に延設された第２連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部を通る磁束は、いずれかのコア部に巻回されるコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きに対し、他のコア部に巻回される他のコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きが逆向きになるように構成され、
前記第１外側コア部及び前記第２外側コア部は、それぞれ前記第１方向の中央に外側ギャップを有し、
前記内側コア部は、前記第１方向の中央に前記外側ギャップより前記第１方向の長さが大きい内側ギャップを有し、
前記制御装置は、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか１つのコイルに電流を流して動作させる１相動作、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか２つのコイルに電流を流して動作させる２相動作、及び
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルの全てのコイルに電流を流して動作させる３相動作、を切り替え可能であって、
前記１相動作では、前記内側コイルを選択する。
３相磁気結合リアクトルを用いた電力変換装置の制御装置であって、
前記３相磁気結合リアクトルは、
第１外側コイルと、
第２外側コイルと、
前記第１外側コイルと前記第２外側コイルとの間に配置された内側コイルと、
前記第１外側コイルが巻回される第１外側コア部と、前記第２外側コイルが巻回される第２外側コア部と、前記内側コイルが巻回される内側コア部と、を備えるコアと、を備え、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部は、それぞれ第１方向に延設され、且つ、前記第１方向に直交する第２方向に並べて配置され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で一端側は、前記第２方向に延設された第１連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で他端側は、前記第２方向に延設された第２連結部で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部を通る磁束は、いずれかのコア部に巻回されるコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きに対し、他のコア部に巻回される他のコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きが逆向きになるように構成され、
前記第１外側コア部及び前記第２外側コア部は、それぞれ前記第１方向の中央に外側ギャップを有し、
前記内側コア部は、前記第１方向の中央に前記外側ギャップより前記第１方向の長さが大きい内側ギャップを有し、
前記制御装置は、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか１つのコイルに電流を流して動作させる１相動作、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか２つのコイルに電流を流して動作させる２相動作、及び
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルの全てのコイルに電流を流して動作させる３相動作、を切り替え可能であって、
前記１相動作では、前記内側コイルを選択する。
【発明の効果】
【0010】
本発明によれば、３相磁気結合リアクトルを用いた電力変換装置において１相動作時の損失を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【0011】
【図1】３相インターリーブ型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０の回路図である。
【図2】ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に用いられる３相磁気結合リアクトル１の斜視図である。
【図3】３相磁気結合リアクトル１の平面図を示す図である。
【図4】相２と相３の２相動作における、各コア部の磁束の向きを示す図である。
【図5】相１と相３の２相動作における、各コア部の磁束の向きを示す図である。
【図6】ギャップ２６～２８を説明するための図である。
【図7】コア２０の漏れ磁束を説明するための図である。
【図8】磁束密度Ｂと、磁界の強さＨと、透磁率μとの関係を示す図である。
【図9】ギャップ２６～２８の長さto、tiと、インダクタンスとの関係を示す図である。
【図10】３相動作時のリブルの電流依存性を示す図である。
【図11】コイル１１～１３の電流と、インダクタンスとの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0012】
以下、本発明の一実施形態の電力変換装置の制御装置について、図面を参照して説明する。
【0013】
先ず、本発明の制御装置の制御対象である電力変換装置の一例としての３相インターリーブ型のＤＣ－ＤＣコンバータを説明する。図１は、３相インターリーブ型のＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。
【0014】
図１に示す３相インターリーブ型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０（以下、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０）は、平滑コンデンサＣ１と、３つのコイル１１～１３を有する３相磁気結合リアクトル１（以下、３相リアクトル）と、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置ＣＴＲと、を備える。
【0015】
このＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、平滑コンデンサＣ１側の電圧Ｖ１を入力電圧とし、平滑コンデンサＣ２側の電圧Ｖ２を出力電圧として動作する場合、入力電圧Ｖ１を昇圧する。
【0016】
３相リアクトル１は、コイル１１～１３の入力端子が高電位側の電源ラインに並列に接続される。３相リアクトル１のコイル１１は、出力端子が、直列に接続されたスイッチ部ＳＷ１とダイオードＤ１の中間ノードに接続され、第１電圧変換部１４を構成する。３相リアクトル１のコイル１２は、出力端子が、直列に接続されたスイッチ部ＳＷ２とダイオードＤ２の中間ノードに接続され、第２電圧変換部１５を構成する。３相リアクトル１のコイル１３は、出力端子が、直列に接続されたスイッチ部ＳＷ３とダイオードＤ３の中間ノードに接続され、第３電圧変換部１６を構成する。スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、それぞれＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子と、このスイッチング素子に並列接続された還流ダイオードとを有する。
【0017】
なお、３相リアクトル１の「３相」とは、変換部の数が３つのであることを意味し、後述する１相動作とは、第１電圧変換部１４～第３電圧変換部１６のうちスイッチング動作する変換部の数が１つであることを意味し、２相動作とは、スイッチング動作する変換部の数が２つであることを意味し、３相動作とは、スイッチング動作する変換部の数が３つであることを意味する。以下の説明では、第１電圧変換部１４を「相１」、第２電圧変換部１５を「相２」、第３電圧変換部１６を「相３」と称することがある。
【0018】
スイッチ部ＳＷ１～ＳＷ３の各スイッチング素子は、制御装置ＣＴＲからの信号によってオンオフ制御される。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が有する３つの電圧変換部１４、１５、１６は電気的に並列に接続されており、少なくとも１つの電圧変換部１４、１５、１６のスイッチング素子を所望のタイミングでオンオフ切換動作することによって、電圧Ｖ１を直流のまま昇圧して電圧Ｖ２を出力する。電圧変換部１４、１５、１６のスイッチ部ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のオンオフ切換動作は、スイッチング制御部からＤＣ－ＤＣコンバータ１０へのパルス状の所定のデューティ比を有するスイッチング信号によって制御される。
【0019】
電圧変換部１４、１５、１６のスイッチング素子をオンオフ切換制御すると、オン動作中にはＤＣ－ＤＣコンバータ１０への入力電流がスイッチング素子側に流れて３相リアクトル１はエネルギーを蓄え、オフ動作中にはＤＣ－ＤＣコンバータ１０への入力電流がダイオード側に流れて３相リアクトル１は蓄えたエネルギーを放出する。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の３つの電圧変換部１４、１５、１６のうち１つのみを駆動する１相動作の場合には、オフ動作中のＤＣ－ＤＣコンバータ１０の１つの電圧変換部を流れた電流が出力される。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の３つの電圧変換部１４、１５、１６のうち２つを駆動する２相動作の場合には、例えば駆動する各電圧変換部１４、１５、１６のオンオフ切換位相を１８０度ずつずらすインターリーブ制御が行われる。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の３つの電圧変換部１４、１５、１６の全てを駆動する３相動作の場合には、例えば各電圧変換部１４、１５、１６のオンオフ切換位相を１２０度ずつずらすインターリーブ制御が行われる。
【0020】
続いて、３相リアクトル１の構造について説明する。以下の説明では、３つのコイル１１～１３のうち、外側に配置されたコイル１１、１３をそれぞれ第１外側コイル１１、第２外側コイル１３と称し、第１外側コイル１１と第２外側コイル１３に挟まれたコイル１２を内側コイル１２と称する。また、図２及び図３に示すように、３相リアクトル１をＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸の直交座標系を用いて各部位の位置関係について説明する。
【0021】
３相リアクトル１は、図２に示すように、第１外側コイル１１と、第２外側コイル１３と、内側コイル１２と、コア２０と、これらを収容する筐体４０と、を備える。
【0022】
コア２０は、例えば、軟磁性体の粉末を成型した圧粉磁心で構成される。コア２０は、図３に示すように、Ｘ軸方向に延設されＹ軸方向に沿って互いに平行に並べて配置された第１外側コア部２１、内側コア部２２、及び第２外側コア部２３と、Ｘ軸方向一端側でＹ軸方向に延設され、これら第１外側コア部２１、内側コア部２２、及び第２外側コア部２３を連結する第１連結部２４と、Ｘ軸方向他端側でＹ軸方向に延設され、これら第１外側コア部２１、内側コア部２２、及び第２外側コア部２３を連結する第２連結部２５と、を備える。言い換えると、コア２０は、Ｘ軸方向及びＹ軸方向に沿って形成されるＸＹ平面上に配置された、平面構造のコアである。Ｘ軸方向が本発明の第１方向であり、Ｙ軸方向が本発明の第２方向である。
【0023】
第１外側コア部２１及び第２外側コア部２３は、それぞれＸ方向の中央にギャップ２６、２８（以下、外側ギャップ２６、２８）を有する。また、内側コア部２２は、Ｘ方向の中央にギャップ２７（以下、内側ギャップ２７）を有する。これらのギャップ２６～２８は、各相の磁気抵抗を調整するために設けられるが、詳しくは後述する。
【0024】
第１外側コア部２１には第１外側コイル１１が巻回され、第２外側コア部２３には第２外側コイル１３が巻回され、内側コア部２２には内側コイル１２が巻回される。したがって、第１外側コア部２１、内側コア部２２、及び第２外側コア部２３は、それぞれＸ軸方向に延設され、且つ、Ｙ軸方向に並べて配置される。各コイル１１～１３の巻き数及び巻き方向は、等しくなるように構成される。
【0025】
この３相リアクトル１では、各コイル１１、１２、１３のいずれか２つ以上のコイルに電流を流した場合、いずれの組合せでも各コイルにて生じる磁束の方向（以下、磁束方向）が互いに逆向きになっており、コアで生じる磁束を低減できる。即ち、第１外側コア部２１、第２外側コア部２３、及び内側コア部２２を通る磁束は、いずれかのコア部に巻回されるコイルに由来してそのコア部に発生する直流磁束の向きに対し、他のコア部に巻回される他のコイルに由来してそのコア部に発生する直流磁束の向きが逆向きになるように構成される。これにより、コア２０の磁気飽和を抑制することができ、より大きなインダクタンスを発生できる。
【0026】
【0027】
図４は、相２と相３の２相動作における、各コア部の磁束の向きを示す図であり、図５は、相１と相３の２相動作における、各コア部の磁束の向きを示す図である。以下の説明では、図４及び図５に示すように、Ｘ方向における紙面上方の向きを＋Ｘ方向とし、Ｘ方向における紙面下方の向きを－Ｘ方向とし、Ｙ方向における紙面右方の向きを＋Ｙ方向とし、Ｙ方向における紙面左方の向きを－Ｙ方向として説明する。
【0028】
図４に示すように、２相動作において相２及び相３を選択した場合、内側コイル１２（相２）に流れる電流によってコア２０に発生する磁束（図中、白抜き矢印）は、内側コア部２２で正方向（図中、－Ｘ方向から＋Ｘ方向）に発生し、第１外側コア部２１及び第２外側コア部２３で逆方向（図中、＋Ｘ方向から－Ｘ方向）に発生する。
【0029】
これに対し、第２外側コイル１３（相３）に流れる電流によってコア２０に発生する磁束（図中、ハッチング付き矢印）は、第２外側コア部２３で正方向（図中、－Ｘ方向から＋Ｘ方向）に発生し、内側コア部２２及び第１外側コア部２１で逆方向（図中、＋Ｘ方向から－Ｘ方向）に発生する。
【0030】
即ち、磁束の方向を模式的に示す図４の矢印から分かるように、内側コイル１２（相２）及び第２外側コイル１３（相３）に流れる電流の向きが同じ場合、内側コイル１２（相２）に由来して内側コア部２２に発生する直流磁束の向きに対し、第２外側コイル１３（相３）に由来して内側コア部２２に発生する直流磁束の向きが逆向きになる。また、第２外側コイル１３（相３）に由来して第２外側コア部２３に発生する直流磁束の向きに対し、内側コイル１２（相２）に由来して第２外側コア部２３に発生する直流磁束の向きが逆向きになる。
【0031】
また、図５に示すように、２相動作において相１及び相３を選択した場合、第１外側コイル１１（相１）に流れる電流によってコア２０に発生する磁束（図中、白抜き矢印）は、第１外側コア部２１で正方向（図中、－Ｘ方向から＋Ｘ方向）に発生し、内側コア部２２及び第２外側コア部２３で逆方向（図中、＋Ｘ方向から－Ｘ方向）に発生する。
【0032】
これに対し、第２外側コイル１３（相３）に流れる電流によってコア２０に発生する磁束（図中、ハッチング付き矢印）は、第２外側コア部２３で正方向（図中、－Ｘ方向から＋Ｘ方向）に発生し、内側コア部２２及び第１外側コア部２１で逆方向（図中、＋Ｘ方向から－Ｘ方向）に発生する。
【0033】
即ち、磁束の方向を模式的に示す図５の矢印から分かるように、第１外側コイル１１（相１）及び第２外側コイル１３（相３）に流れる電流の向きが同じ場合、第１外側コイル１１（相１）に由来して第１外側コア部２１に発生する直流磁束の向きに対し、第２外側コイル１３（相３）に由来して第１外側コア部２１に発生する直流磁束の向きが逆向きになる。また、第２外側コイル１３（相３）に由来して第２外側コア部２３に発生する直流磁束の向きに対し、第１外側コイル１１（相１）に由来して第２外側コア部２３に発生する直流磁束の向きが逆向きになる。なお、詳しい説明は省略するが、このことは、２相動作において相１及び相２を選択した場合も同様であり、３相動作においても同様である。
【0034】
このように構成されたＤＣ－ＤＣコンバータ１０では、駆動する電圧変換部１４、１５、１６の数を増やすことで、出力電流のリプルを低減することができる。また、駆動する電圧変換部１４、１５、１６の数の増加によってスイッチング損失は増大するが、導通損失は減少する。制御装置ＣＴＲは、駆動する電圧変換部１４、１５、１６の数毎の損失を考慮したＤＣ－ＤＣコンバータ１０のエネルギー効率を示すマップ等を用いて駆動する電圧変換部１４、１５、１６の数を選択する。また、制御装置ＣＴＲは、１相動作及び２相動作において、駆動する相を選択する。制御装置ＣＴＲは、後述するように１相動作時に電圧変換部１５（相２）、即ち内側コイル１２を選択する。また、制御装置ＣＴＲは、２相動作時に前述したように電圧変換部１５（相２）及び第３電圧変換部１６（相３）を選択してもよく、第１電圧変換部１４（相１）及び第３電圧変換部１６（相３）を選択してもよく、第１電圧変換部１４（相１）及び電圧変換部１５（相２）を選択してもよい。なお、３相動作の場合、第１電圧変換部１４（相１）～第３電圧変換部１６（相３）の全ての相を動作させるので相を選択する余地はない。
【0035】
次に、コア２０に設けられるギャップ２６～２８について説明するとともに、１相動作時に電圧変換部１５（相２）、即ち内側コイル１２を選択する理由について説明する。ここでギャップ２６～２８は、３相動作において最適になるように設計される。
【0036】
図６は、ギャップ２６～２８を説明するための図である。
【0037】
（３相動作）
コア２０の各部のパラメータを以下のように定義する。
外側コア部２１、２３から内側コア部２２を通る磁路長：li
外側コア部２１、２３から外側コア部２１、２３を通る磁路長：lo
外側コア部２１、２３から内側コア部２２を通る磁気抵抗：Rmi
外側コア部２１、２３から外側コア部２１、２３を通る磁気抵抗：Rmo
内側コア部２２のギャップ２７の長さ：ti
外側コア部２１、２３のギャップ２６、２８の長さ：to
真空透磁率：μ0
コア２０の絶対透磁率：μ
コア２０の比透磁率：μr=μ0/μ
コア２０の断面積：A
コイル１１～１３の巻数：N
コイル１１～１３の通電電流：I
コア２０の各部のパラメータを以下のように定義する。
外側コア部２１、２３から内側コア部２２を通る磁路長：li
外側コア部２１、２３から外側コア部２１、２３を通る磁路長：lo
外側コア部２１、２３から内側コア部２２を通る磁気抵抗：Rmi
外側コア部２１、２３から外側コア部２１、２３を通る磁気抵抗：Rmo
内側コア部２２のギャップ２７の長さ：ti
外側コア部２１、２３のギャップ２６、２８の長さ：to
真空透磁率：μ0
コア２０の絶対透磁率：μ
コア２０の比透磁率：μr=μ0/μ
コア２０の断面積：A
コイル１１～１３の巻数：N
コイル１１～１３の通電電流：I
【0038】
磁気抵抗Rmiと磁気抵抗Rmoは、それぞれ以下の（１）式で表される。
【0039】
【数1】
（１）
【0040】
外側コア部２１、２３から見ると、磁束は、liの磁路とloの磁路に分流するため、この相から発生する磁束Φoは、以下の（２）式で表される。
【0041】
【数2】
【0042】
内側コア部２２から見ると、磁束は、liの磁路２つに分流するため、この相から発生する磁束Φiは、以下の（３）式で表される。
【0043】
【数3】
【0044】
一方の外側コア部２１、２３から他方の外側コア部２１、２３に流れる磁束Φo2oは、以下の（４）式で表される。
【0045】
【数4】
（４）
【0046】
内側コア部２２から一方の外側コア部２１、２３に流れる磁束Φi2oは、以下の（５）式で表される。
【0047】
【数5】
（５）
【0048】
したがって、外側コア部２１、２３で打ち消された結果、残る磁束Φoは、以下の（６）式で表される。
【0049】
【数6】
（６）
【0050】
また同様に、内側コア部２２で打ち消された結果、残る磁束Φiは、以下の（７）式で表される。
【0051】
【数7】
（７）
【0052】
磁気結合の効果が最も大きいのは、外側コア部２１、２３及び内側コア部２２で打ち消された結果、残る磁束が０のときであるため、以下の（８）式が成り立つ。
【0053】
【数8】
（８）
【0054】
このとき、磁気抵抗を寸法パラメータで表すと、以下の（９）式となる。
【0055】
【数9】
（９）
【0056】
もしくは、比透磁率で表すと、以下の（１０）式となる。
【0057】
【数10】
（１０）
【0058】
このように、磁気結合の効果が最も大きくなる外側ギャップ２６、２８及び内側ギャップ２７の長さto、tiは、言い換えると、３相動作時の効率が最もよい外側ギャップ２６、２８及び内側ギャップ２７の長さto、tiは、それぞれのコア２０内での磁路長lo、liの差と比透磁率とを用いて相対的に表せる。そして、内側ギャップ２７の長さtiは、外側ギャップ２６、２８の長さtoより必ず大きくなる。
【0059】
つぎに、外側ギャップ２６、２８及び内側ギャップ２７の長さto、tiの最適値の設定方法について説明する。図７は、コア２０の漏れ磁束を説明するための図である。図８は、磁束密度Ｂと、磁界の強さＨと、透磁率μとの関係を示す図である。図９は、ギャップ２６～２８の長さto、tiと、インダクタンスとの関係を示す図である。
【0060】
第１外側コア部２１の各部のパラメータを以下のように定義する。
漏れ磁束の磁路の磁気抵抗：RmoLeak
空気部分の磁気抵抗：RmoAir
コイル１１がある部分の外側コア部２１内の磁気抵抗：RmoCore
外側ギャップ２６の磁気抵抗：RmoGap
コイル１１がある部分のコア長さ：lcoil
漏れ磁束の磁路の磁気抵抗：RmoLeak
空気部分の磁気抵抗：RmoAir
コイル１１がある部分の外側コア部２１内の磁気抵抗：RmoCore
外側ギャップ２６の磁気抵抗：RmoGap
コイル１１がある部分のコア長さ：lcoil
【0061】
このとき、RmoLeak=RmoAir+RmoCore+RmoGapとなる。そして、第１外側コア部２１の漏れ磁束は、以下の（１１）式で表される。
【0062】
【数11】
（１１）
【0063】
また、漏れ磁束によるインダクタンスは、以下の（１２）式で表せられる。
【0064】
【数12】
（１２）
【0065】
このとき、外側ギャップ２６の設計によって変化するパラメータは、比透磁率μと外側ギャップ２６の長さtoである。また、比透磁率μは、図８に示すように、ＢＨカーブに沿うため、外側ギャップ２６の長さtoに依存する。外側ギャップ２６の長さtoとインダクタンスの関係としては、インダクタンスが最大となる外側ギャップ２６の長さtoが存在し、それより大きくなっても、小さくなってもインダクタンスが低下するカーブを描く（図９参照）。
【0066】
同様のことが他方の外側ギャップ２８や内側ギャップ２７についても言えるが、コア２０内の直流磁束を打ち消すために、外側ギャップ２６、２８の長さtoと内側ギャップ２７の長さtiとの相対関係（（１０）式参照）を維持すると、双方のギャップ長さto、tiをインダクタンスが最大となるように同時に設定することは不可能である。そのため、図９に示すように、双方のギャップ長さto、tiを敢えてインダクタンスの最大点からずらし、インダクタンスが相間でバランスを取れる最適点で設計することが望ましい。
【0067】
【0068】
前述の説明では、コア２０の透磁率μが部位によらず一定であることを前提にしていた。しかしながら、漏れ磁束を考慮すると、ある電流値でコア２０内の磁束がバランスする設計のとき、他の電流値ではバランス点からの透磁率μの変化量が異なるため、各相間で直流磁束がバランスせず、各相のインダクタンスに差が生じる。例えば、ある電流値I0でインダクタンスがバランスしているとした場合、コア内の磁束キャンセルの条件から、以下の（１３）、（１４）式が成り立つ。
【0069】
【数13】
（１３）
【0070】
【数14】
（１４）
【0071】
コア２０では、外側ギャップ２６、２８より内側ギャップ２７の方が長いため、コア２０内の磁路の磁束をキャンセルできるときのコア２０の透磁率μは、内側コア部２２の方が外側コア部２１、２３より大きい。つまり、内側コア部２２は低磁束領域、外側コア部２１、２３は高磁束領域で使用していることになる。図１０に示すように、３相動作時は、ＢＨカーブの特性上、バランスしているバランス点から低電流側にシフトすると、高磁束で使っていた外側コア部２１、２３の方が透磁率μの変化が大きくなる。これにより、外側コア部２１、２３（外側コイル１１、１３）では、内側コア部２２（内側コイル１２）と比べてインダクタンスの電流依存性が大きく、低電流値でインダクタンス値が大きくなるため、リプルは相対的に小さくなる。
【0072】
（１相動作）
一方、１相動作時では、内側コイル１２を選択した場合、ギャップ２６～２８の長さto、tiの違いにより、直流磁束が制限されて飽和しづらいため、電流が大きくなってもインダクタンスが大きくとれる。つまり、３相動作時の設計制約に従って設計すると、１相動作時の低電流条件下では、図１１に示すように、インダクタンスは、外側コイル１１、１３よりも内側コイル１２の方が大きくなる。したがって、１相動作時のリプルを小さくするには、内側コイル１２を選択して動作させることが望ましい。
一方、１相動作時では、内側コイル１２を選択した場合、ギャップ２６～２８の長さto、tiの違いにより、直流磁束が制限されて飽和しづらいため、電流が大きくなってもインダクタンスが大きくとれる。つまり、３相動作時の設計制約に従って設計すると、１相動作時の低電流条件下では、図１１に示すように、インダクタンスは、外側コイル１１、１３よりも内側コイル１２の方が大きくなる。したがって、１相動作時のリプルを小さくするには、内側コイル１２を選択して動作させることが望ましい。
【0073】
以上、図面を参照しながら各種の実施の形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
【0074】
本明細書には少なくとも以下の事項が記載されている。なお、括弧内には、上記した実施形態において対応する構成要素等を示しているが、これに限定されるものではない。
【0075】
（１） ３相磁気結合リアクトル（３相磁気結合リアクトル１）を用いた電力変換装置（ＤＣ－ＤＣコンバータ１０）の制御装置（制御装置ＣＴＲ）であって、
前記３相磁気結合リアクトルは、
第１外側コイル（第１外側コイル１１）と、
第２外側コイル（第２外側コイル１３）と、
前記第１外側コイルと前記第２外側コイルとの間に配置された内側コイル（内側コイル１２）と、
前記第１外側コイルが巻回される第１外側コア部（第１外側コア部２１）と、前記第２外側コイルが巻回される第２外側コア部（第２外側コア部２３）と、前記内側コイルが巻回される内側コア部（内側コア部２２）と、を備えるコア（コア２０）と、を備え、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部は、それぞれ第１方向（Ｘ軸方向）に延設され、且つ、前記第１方向に直交する第２方向（Ｙ軸方向）に並べて配置され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で一端側は、前記第２方向に延設された第１連結部（第１連結部２４）で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で他端側は、前記第２方向に延設された第２連結部（第２連結部２５）で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部を通る磁束は、いずれかのコア部に巻回されるコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きに対し、他のコア部に巻回される他のコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きが逆向きになるように構成され、
前記第１外側コア部及び前記第２外側コア部は、それぞれ前記第１方向の中央に外側ギャップ（外側ギャップ２６、２８）を有し、
前記内側コア部は、前記第１方向の中央に前記外側ギャップより前記第１方向の長さが大きい内側ギャップ（内側ギャップ２７）を有し、
前記制御装置は、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか１つのコイルに電流を流して動作させる１相動作、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか２つのコイルに電流を流して動作させる２相動作、及び
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルの全てのコイルに電流を流して動作させる３相動作、を切り替え可能であって、
前記１相動作では、前記内側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
前記３相磁気結合リアクトルは、
第１外側コイル（第１外側コイル１１）と、
第２外側コイル（第２外側コイル１３）と、
前記第１外側コイルと前記第２外側コイルとの間に配置された内側コイル（内側コイル１２）と、
前記第１外側コイルが巻回される第１外側コア部（第１外側コア部２１）と、前記第２外側コイルが巻回される第２外側コア部（第２外側コア部２３）と、前記内側コイルが巻回される内側コア部（内側コア部２２）と、を備えるコア（コア２０）と、を備え、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部は、それぞれ第１方向（Ｘ軸方向）に延設され、且つ、前記第１方向に直交する第２方向（Ｙ軸方向）に並べて配置され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で一端側は、前記第２方向に延設された第１連結部（第１連結部２４）で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部の前記第１方向で他端側は、前記第２方向に延設された第２連結部（第２連結部２５）で連結され、
前記第１外側コア部、前記第２外側コア部、及び前記内側コア部を通る磁束は、いずれかのコア部に巻回されるコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きに対し、他のコア部に巻回される他のコイルに由来して該コア部に発生する直流磁束の向きが逆向きになるように構成され、
前記第１外側コア部及び前記第２外側コア部は、それぞれ前記第１方向の中央に外側ギャップ（外側ギャップ２６、２８）を有し、
前記内側コア部は、前記第１方向の中央に前記外側ギャップより前記第１方向の長さが大きい内側ギャップ（内側ギャップ２７）を有し、
前記制御装置は、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか１つのコイルに電流を流して動作させる１相動作、
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルのうちいずれか２つのコイルに電流を流して動作させる２相動作、及び
前記第１外側コイル、前記第２外側コイル、及び前記内側コイルの全てのコイルに電流を流して動作させる３相動作、を切り替え可能であって、
前記１相動作では、前記内側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
【0076】
（１）によれば、第１外側コア部及び第２外側コア部は、それぞれ第１方向の中央に外側ギャップを有し、内側コア部は、第１方向の中央に外側ギャップより第１方向の長さが大きい内側ギャップを有するので、３相動作時のリプル電流が低減されるように３相のインダクタンスをバランスさせることができる。また、内側コイルは、ギャップの長さの違いにより、外側コイルよりもインダクタンスが大きくなるので、１相動作時に内側コイルを選択することで、１相動作時のリプル電流及び損失を低減できる。
【0077】
（２） （１）に記載の電力変換装置の制御装置であって、
前記制御装置は、
前記２相動作では、前記第１外側コイル及び前記第２外側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
前記制御装置は、
前記２相動作では、前記第１外側コイル及び前記第２外側コイルを選択する、電力変換装置の制御装置。
【0078】
（２）によれば、２相動作では第１外側コイル及び第２外側コイルが選択され、１相動作では内側コイルが選択されるので、使用頻度の差を抑えて各コイル等の負荷を均等化することができる。
【符号の説明】
【0079】
１ ３相磁気結合リアクトル
１０ ＤＣ－ＤＣコンバータ（電力変換装置）
１１ 第１外側コイル
１２ 内側コイル
１３ 第２外側コイル
２０ コア
２１ 第１外側コア部
２２ 内側コア部
２３ 第２外側コア部
２４ 第１連結部
２５ 第２連結部
２６ 外側ギャップ
２７ 内側ギャップ
２８ 外側ギャップ
ＣＴＲ 制御装置
１０ ＤＣ－ＤＣコンバータ（電力変換装置）
１１ 第１外側コイル
１２ 内側コイル
１３ 第２外側コイル
２０ コア
２１ 第１外側コア部
２２ 内側コア部
２３ 第２外側コア部
２４ 第１連結部
２５ 第２連結部
２６ 外側ギャップ
２７ 内側ギャップ
２８ 外側ギャップ
ＣＴＲ 制御装置
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】