特開 2023-7755 ＤＣ／ＤＣコンバータ、電力変換システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2023007755

(43)【公開日】2023-01-19

(54)【発明の名称】ＤＣ／ＤＣコンバータ、電力変換システム

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20230112BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 P

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021110804

(22)【出願日】2021-07-02

(71)【出願人】

【識別番号】314012076

【氏名又は名称】パナソニックＩＰマネジメント株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100123102

【弁理士】

【氏名又は名称】宗田 悟志

(72)【発明者】

【氏名】岡松 昌志

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AS04

5H730AS05

5H730AS08

5H730AS17

5H730BB13

5H730BB14

5H730BB57

5H730DD04

5H730DD16

5H730FD01

5H730FD11

5H730FD31

5H730FF09

5H730FG05

(57)【要約】

【課題】安定した制御が可能なＤＣ／ＤＣコンバータを実現する。
【解決手段】直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）を含み、第１直流電源（ＳＢ１）と第１平滑コンデンサ（Ｃ１）に対して並列接続される第１アームと、直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）を含み、第２直流電源（Ｂｄｃ）と第２平滑コンデンサ（Ｃ２）に対して並列接続された第２アームの中点にリアクトル（Ｌ１）が接続される。制御部（２１）は、第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧が均衡状態になることを回避するように、第１スイッチング素子（Ｑ１）－第４スイッチング素子（Ｑ４）を制御する。
【選択図】図４

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を含み、第１直流電源と第１平滑コンデンサに対して並列接続された第１アームと、
直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子を含み、第２直流電源と第２平滑コンデンサに対して並列接続された第２アームと、
前記第１アームの中点と前記第２アームの中点に接続されたリアクトルと、
前記第１直流電源の電圧と前記第２直流電源の電圧が均衡状態になることを回避するように、前記第１スイッチング素子－前記第４スイッチング素子を制御する制御部と、
を備える、ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記制御部は、前記第１直流電源の電圧と前記第２直流電源の電圧との差が閾値以下になると、前記第２直流電源の電圧の電圧指令値を、前記第１直流電源の電圧と前記第２直流電源の電圧との差が設定値より大きくなるように補正する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

前記制御部は、
前記第１直流電源から前記第２直流電源に電力を供給する場合において、前記第１直流電源の電圧と前記第２直流電源の電圧との差が前記閾値以下になると、前記第２直流電源の電圧の電圧指令値に所定値を加算する、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項4】

前記制御部は、
前記第２直流電源から前記第１直流電源に電力を供給する場合において、前記第１直流電源の電圧と前記第２直流電源の電圧との差が前記閾値以下になると、前記第２直流電源の電圧の電圧指令値から所定値を減算する、請求項２または３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項5】

前記制御部は、
前記第１直流電源から前記第２直流電源に電力を供給する場合において、
前記第１直流電源の電圧が前記第２直流電源の電圧より低い状態では、前記第１スイッチング素子を常時オン状態、前記第２スイッチング素子を常時オフ状態に制御し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して、前記第１直流電源の電圧を昇圧し、
前記第１直流電源の電圧が前記第２直流電源の電圧より高い状態では、前記第３スイッチング素子を常時オン状態、前記第４スイッチング素子を常時オフ状態に制御し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御して、前記第１直流電源の電圧を降圧する、請求項１から４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項6】

前記制御部は、
前記第１直流電源に前記第２直流電源から電力を供給する場合において、
前記第１直流電源の電圧が前記第２直流電源の電圧より低い状態では、前記第１スイッチング素子を常時オン状態、前記第２スイッチング素子を常時オフ状態に制御し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子をＰＷＭ制御して前記第２直流電源の電圧を降圧し、
前記第１直流電源の電圧が前記第２直流電源の電圧より高い状態では、前記第３スイッチング素子を常時オン状態、前記第４スイッチング素子を常時オフ状態に制御し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御して、前記第２直流電源の電圧を昇圧する、請求項１から５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項7】

前記第１直流電源は、蓄電部である、請求項１から６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項8】

蓄電部と直流バスの間に接続された請求項１から７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記直流バスと電力系統の間に接続されたインバータと、を備え、
前記蓄電部が前記第１直流電源であり、前記直流バスが前記第２直流電源である、電力変換システム。

【請求項9】

蓄電部と直流バスの間に接続された請求項１から７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
太陽電池と前記直流バスの間に接続された別のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記直流バスと電力系統の間に接続されたインバータと、を備え、
前記蓄電部が前記第１直流電源であり、前記直流バスが前記第２直流電源である、電力変換システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、双方向に昇降圧可能なＤＣ／ＤＣコンバータ、電力変換システムに関する。

【背景技術】

【0002】

近年、蓄電システムや、蓄電システムと太陽光発電システムを連携させたハイブリッド蓄電システム（創蓄連携システムとも）が普及してきている。従来、蓄電ユニットと直流バスの間に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータとして、昇圧チョッパ型双方向コンバータ（図３参照）を採用する例が多かった。

【0003】

昇圧チョッパ型双方向コンバータでは、蓄電ユニットの電圧が、直流バスの電圧以下の状態を前提としているため、高電圧の蓄電ユニットを使用する場合、直流バスの電圧を高く制御する必要がある。その場合、部品の耐圧などの条件から、使用できる蓄電ユニットの機種が制限される。また、直流バスの電圧と系統電圧の差が大きくなるため、インバータの変換効率が低下する。

【0004】

そこで４つのスイッチング素子を使用したＨブリッジ型双方向コンバータを採用することが考えられる（例えば、特許文献１、２参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１８－１９１４１３号公報

【特許文献2】特開２０１５－１６２９５１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、Ｈブリッジ型双方向コンバータを採用した場合、蓄電ユニットの電圧と直流バスの電圧が近似する領域では、昇圧モードと降圧モードが頻繁に切り替わり、制御が不安定になっていた。

【0007】

本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、安定した制御が可能なＤＣ／ＤＣコンバータ、電力変換システムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するために、本開示のある態様のＤＣ／ＤＣコンバータは、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子を含み、第１直流電源と第１平滑コンデンサに対して並列接続された第１アームと、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子を含み、第２直流電源と第２平滑コンデンサに対して並列接続された第２アームと、前記第１アームの中点と前記第２アームの中点に接続されたリアクトルと、前記第１直流電源の電圧と前記第２直流電源の電圧が均衡状態になることを回避するように、前記第１スイッチング素子－前記第４スイッチング素子を制御する制御部と、を備える。

【発明の効果】

【0009】

本開示によれば、安定した制御が可能なＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】実施の形態に係るハイブリッド蓄電システムの全体構成を示す図である。

【図2】太陽電池用のＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す図である。

【図3】蓄電部用のＤＣ／ＤＣコンバータの第１構成例を示す図である。

【図4】蓄電部用のＤＣ／ＤＣコンバータの第２構成例を示す図である。

【図5】図５（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの昇圧放電モードの制御を説明するための図である。

【図6】図６（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの降圧放電モードの制御を説明するための図である。

【図7】図７（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの昇圧充電モードの制御を説明するための図である。

【図8】図８（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの降圧充電モードの制御を説明するための図である。

【図9】制御部による、バス電圧補正機能付きの充放電制御の基本処理を示すフローチャートである。

【図10】制御部による、バス電圧補正機能付きの放電制御時の処理例を示すフローチャートである。

【図11】制御部による、バス電圧補正機能付きの充電制御時の処理例を示すフローチャートである。

【図12】図１２（ａ）－（ｂ）は、バス電圧補正機能付きの放電時制御と充電時制御における、電池電圧とバス電圧の推移例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

図１は、実施の形態に係るハイブリッド蓄電システムの全体構成を示す図である。ハイブリッド蓄電システムは、太陽電池ＰＶ１、蓄電部ＳＢ１及び電力変換システム１を備える。電力変換システム１は、太陽電池ＰＶ１用のＤＣ／ＤＣコンバータ１０、蓄電部ＳＢ１用のＤＣ／ＤＣコンバータ２０、インバータ３０及び主制御部４０を備える。

【0012】

太陽電池ＰＶ１は、直列接続された複数の太陽電池モジュール（太陽光パネル）を含む。各太陽電池モジュールは、直列接続された複数の太陽電池セルを含む。太陽電池セルは、光起電力効果を利用し、光エネルギーを直接、直流電力に変換することができる。太陽電池セルとして、ヘテロ接合太陽電池、多結晶シリコン太陽電池、単結晶シリコン太陽電池、薄膜シリコン太陽電池、化合物系太陽電池などを使用することができる。

【0013】

太陽電池ＰＶ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と接続され、発電した電力を電力変換システム１に出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、太陽電池ＰＶ１と直流バスＢｄｃとの間に接続され、太陽電池ＰＶ１から出力される直流電力の電圧を調整して直流バスＢｄｃに出力するコンバータである。

【0014】

図２は、太陽電池ＰＶ１用のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成例を示す図である。図２に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、昇圧チョッパ型単方向コンバータで構成される例である。図２に示す昇圧チョッパ型単方向コンバータは、第１コンデンサＣ１、リアクトルＬ１、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｓ４、第２コンデンサＣ２及び制御部１１を備える。

【0015】

太陽電池ＰＶ１の出力配線のプラス配線とマイナス配線間に、第１電圧センサＶ１と平滑用の第１コンデンサＣ１が接続される。太陽電池ＰＶ１の出力配線のプラス配線にリアクトルＬ１が挿入される。太陽電池ＰＶ１の出力配線のプラス配線上に電流センサＡ１が設置される。なお、電流センサＡ１はマイナス配線上に設置されてもよい。

【0016】

直流バスＢｄｃのプラス配線とマイナス配線間に、第２電圧センサＶ２と平滑用の第２コンデンサＣ２が接続される。直流バスＢｄｃのプラス配線とマイナス配線間に、スイッチング素子Ｓ４とダイオードＤ３が直列に接続される。スイッチング素子Ｓ４とダイオードＤ３との間の接続点に、太陽電池ＰＶ１の出力配線のプラス配線が接続される。ダイオードＤ３は、昇圧チョッパ型単方向コンバータの出力側（直流バスＢｄｃ側）からの電流の逆流を防止する。第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２には例えば、電解コンデンサを使用することができる。

【0017】

スイッチング素子Ｓ４には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用することができる。スイッチング素子Ｓ４と逆並列にダイオードＤ４が形成または接続される。スイッチング素子Ｓ４にＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する場合、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを、ダイオードＤ４として使用することができる。スイッチング素子Ｓ４にＩＧＢＴが使用される場合、ダイオードＤ４として外付けダイオードが接続される。

【0018】

第１電圧センサＶ１は、太陽電池ＰＶ１の出力電圧を検出して制御部１１に出力する。第２電圧センサＶ２は、直流バスＢｄｃの電圧を検出して制御部１１に出力する。電流センサＡ１は、リアクトルＬ１に流れる電流を検出して制御部１１に出力する。第１電圧センサＶ１と第２電圧センサＶ２はそれぞれ、例えば、分圧抵抗と誤差増幅器を含んで構成される。電流センサＡ１は例えば、ＣＴセンサやホールセンサを含んで構成される。

【0019】

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｓ４のオン／オフに応じて、太陽電池ＰＶ１からの出力電流に基づくエネルギーの蓄積と放出を行う。制御部１１は、スイッチング素子Ｓ４のオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を制御することにより、昇圧比を制御することができる。

【0020】

制御部１１は、第１電圧センサＶ１で検出された太陽電池ＰＶ１の出力電圧と、電流センサＡ１で検出された太陽電池ＰＶ１の出力電流をもとに、太陽電池ＰＶ１の出力電力（発電電力）を検出する。制御部１１は太陽電池ＰＶ１の出力電力が最大になるように昇圧チョッパ型単方向コンバータをＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御することができる。制御部１１は、太陽電池ＰＶ１の出力電圧と出力電力の関係をもとに、太陽電池ＰＶ１の出力電力を最大にするための電圧指令値を生成する。

【0021】

制御部１１は例えば、山登り法にしたがい動作電圧を所定のステップ幅で変化させて最大出力動作点を探索する。具体的には制御部１１は、太陽電池モジュールのＰ－Ｖ曲線の最大出力動作点の低圧側では、現在の動作電圧を高圧側にシフトさせるための電圧指令値を生成し、最大出力動作点の高圧側では、現在の動作電圧を低圧側にシフトさせるための電圧指令値を生成する。制御部１１は、最大出力動作点を捉えると最大出力動作点を維持するように電圧指令値を生成する。スイッチング素子Ｑ４は、生成された電圧指令値に基づく駆動信号に応じてスイッチング動作する。

【0022】

図１に戻る。インバータ３０は、直流バスＢｄｃと分電盤３との間に接続される双方向インバータである。インバータ３０は、直流バスＢｄｃから入力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を分電盤３に出力することができる。分電盤３には、電力変換システム１の他に、商用電力系統（以下、単に系統２という）と負荷４が接続される。負荷４は宅内の負荷の総称である。インバータ３０は、系統２から分電盤３を介して供給される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流バスＢｄｃに出力することもできる。

【0023】

主制御部４０は電力変換システム１全体を統括的に制御する。主制御部４０は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコントローラ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源として、ファームウェアなどのプログラムを利用できる。

【0024】

主制御部４０はインバータ３０の基本制御として、直流バスＢｄｃの電圧が目標値を維持するようにインバータ３０を制御する。具体的には主制御部４０は、直流バスＢｄｃの電圧を検出し、検出したバス電圧を目標値に一致させるための電流指令値を生成する。直流バスの電圧が目標値より高い場合はインバータ３０の出力電力を上昇させるための電流指令値を生成し、直流バスＢｄｃの電圧が目標値より低い場合はインバータ３０の出力電力を低下させるための電流指令値を生成する。インバータ３０は、生成された電流指令値に基づく駆動信号に応じてスイッチング動作する。

【0025】

直流バスＢｄｃの電圧の目標値は、系統２の電圧より高く、かつ系統２の電圧に近い値に設定されることが望ましい。インバータ３０の入力電圧と出力電圧の差が小さいほど、インバータ３０の変換効率が高くなる。例えば、系統２の電圧がＡＣ２００Ｖの場合、直流バスＢｄｃの電圧の目標値はＤＣ３３０Ｖに設定されてもよい。

【0026】

蓄電部ＳＢ１は電力を充放電可能であり、リチウムイオン蓄電池、ニッケル水素蓄電池、鉛蓄電池などの蓄電池を備える。蓄電部ＳＢ１は定置型の蓄電池であってもよいし、電動車に搭載された車載型の蓄電池であってもよい。なお蓄電部ＳＢ１は蓄電池の代わりに、電気二重層キャパシタ、リチウムイオンキャパシタなどのキャパシタを備えていてもよい。

【0027】

蓄電部ＳＢ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０により充放電制御される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、蓄電部ＳＢ１と直流バスＢｄｃとの間に接続され、蓄電部ＳＢ１を充放電するための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０、インバータ３０及び主制御部４０と同じ筐体内に設置されてもよいし、蓄電部ＳＢ１の筐体内に設置されてもよいし、それらから分離された独立した筐体内に設置されてもよい。

【0028】

図３は、蓄電部ＳＢ１用のＤＣ／ＤＣコンバータ２０の第１構成例を示す図である。図３に示すＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、昇圧チョッパ型双方向コンバータで構成される例である。図３に示す昇圧チョッパ型双方向コンバータは、図２に示した昇圧チョッパ型単方向コンバータのダイオードＤ３を、スイッチング素子Ｑ３に置き換えた構成である。

【0029】

制御部２１は、蓄電部ＳＢ１から直流バスＢｄｃへ昇圧動作で電力を伝送する場合、正方向の電流指令値を設定し、リアクトルＬ１に流れる電流の計測値が、当該正方向の電流指令値を維持するようにスイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。反対に、制御部２１は直流バスＢｄｃから蓄電部ＳＢ１へ降圧動作で電力を伝送する場合、負方向の電流指令値を設定し、リアクトルＬ１に流れる電流の計測値が、当該負方向の電流指令値を維持するようにスイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４をＰＷＭ制御する。

【0030】

蓄電部ＳＢ１のＣＣ（Constant Current）充電またはＣＣ放電を行う場合、制御部２１は、リアクトル電流の電流指令値を所定値に固定する。蓄電部ＳＢ１のＣＶ（Constant Voltage）充電またはＣＶ放電を行う場合、制御部２１は、第１電圧センサＶ１で検出される蓄電部ＳＢ１の電圧が一定値になるように、リアクトル電流の電流指令値を変化させる。

【0031】

蓄電部ＳＢ１から直流バスＢｄｃに放電する場合、制御部２１は、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にスイッチング素子Ｑ４をオン状態に制御して、蓄電部ＳＢ１からリアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。制御部２１は、スイッチング素子Ｑ３をオン状態にスイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御して、蓄電部ＳＢ１とリアクトルＬ１の両方からエネルギーを直流バスＢｄｃに放出する。この２つの状態を繰り返すことにより、蓄電部ＳＢ１の電圧を昇圧して、蓄電部ＳＢ１から直流バスＢｄｃに電力を伝送することができる。

【0032】

蓄電部ＳＢ１に直流バスＢｄｃから充電する場合、制御部２１は、スイッチング素子Ｑ３をオン状態にスイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御して、直流バスＢｄｃと蓄電部ＳＢ１の電圧差を利用して、直流バスＢｄｃから蓄電部ＳＢ１に向けて電流を流す。その際、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。制御部２１は、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にスイッチング素子Ｑ４をオン状態に制御して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを第１コンデンサＣ１で平滑化して蓄電部ＳＢ１に放出する。この２つの状態を繰り返すことにより、直流バスＢｄｃの電圧を降圧して、直流バスＢｄｃから蓄電部ＳＢ１に電力を伝送することができる。

【0033】

系統２の電圧がＡＣ２００Ｖの場合、直流バスＢｄｃの電圧は、ＤＣ３３０Ｖ～４３０Ｖ程度の範囲に設定されることが多い。図３に示した昇圧チョッパ型双方向コンバータは、蓄電部ＳＢ１の電圧を降圧することができないため、蓄電部ＳＢ１の電圧が直流バスＢｄｃの電圧より高くなる可能性があるアプリケーションでは基本的に使用できない。近年、定置用途でも車載用途でも電池容量が増加する傾向にあり、電池容量の増加に伴い電池電圧が上昇する傾向にある。

【0034】

図４は、蓄電部ＳＢ１用のＤＣ／ＤＣコンバータ２０の第２構成例を示す図である。図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、Ｈブリッジ型双方向コンバータで構成される例である。図４に示すＨブリッジ型双方向コンバータは、第１コンデンサＣ１、リアクトルＬ１、第１スイッチング素子Ｑ１－第４スイッチング素子Ｑ４、第２コンデンサＣ２及び制御部２１を備える。

【0035】

蓄電部ＳＢ１のプラス配線とマイナス配線間に、第１電圧センサＶ１と平滑用の第１コンデンサＣ１が接続される。蓄電部ＳＢ１と第１コンデンサＣ１に対して並列に、直列接続された第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を含む第１アームが接続される。直流バスＢｄｃのプラス配線とマイナス配線間に、第２電圧センサＶ２と平滑用の第２コンデンサＣ２が接続される。直流バスＢｄｃと第２コンデンサＣ２に対して並列に、直列接続された第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４を含む第２アームが接続される。

【0036】

第１アームの中点（第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の接続点）と第２アームの中点（第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の接続点）との間にリアクトルＬ１が接続される。第１スイッチング素子Ｑ１－第４スイッチング素子Ｑ４にはそれぞれ、第１ダイオードＤ１－第４ダイオードＤ４が逆並列に形成または接続される。

【0037】

図５（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの昇圧放電モードの制御を説明するための図である。図６（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの降圧放電モードの制御を説明するための図である。図７（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの昇圧充電モードの制御を説明するための図である。図８（ａ）－（ｄ）は、Ｈブリッジ型双方向コンバータの降圧充電モードの制御を説明するための図である。

【0038】

昇圧放電モードは、蓄電部ＳＢ１の電圧が直流バスＢｄｃの電圧より低い状態において、蓄電部ＳＢ１から直流バスＢｄｃに放電するモードである。昇圧放電モードでは制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１を常時オン状態に第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフ状態に制御する。

【0039】

図５（ａ）に示す第１状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３をオフ状態に第４スイッチング素子Ｑ４をオン状態に制御する。第１状態では蓄電部ＳＢ１からリアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。図５（ｂ）に示す第２状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の両方をオフ状態に制御する。第２状態はデッドタイムであり、蓄電部ＳＢ１とリアクトルＬ１の両方から第３ダイオードＤ３及び第１スイッチング素子Ｑ１を介して、エネルギーが直流バスＢｄｃに放出される。

【0040】

図５（ｃ）に示す第３状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３をオン状態に第４スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御する。第３状態は同期整流期間であり、蓄電部ＳＢ１とリアクトルＬ１の両方から第３スイッチング素子Ｑ３及び第１スイッチング素子Ｑ１を介して、エネルギーが直流バスＢｄｃに放出される。図５（ｄ）に示すように第４状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の両方をオフ状態に制御する。第４状態はデッドタイムであり、蓄電部ＳＢ１とリアクトルＬ１の両方から第３ダイオードＤ３及び第１スイッチング素子Ｑ１を介して、エネルギーが直流バスＢｄｃに放出される。

【0041】

図５（ｃ）に示す同期整流期間のほうが、図５（ｂ）及び図５（ｄ）に示すデッドタイムより損失が少なくなる。デッドタイムは、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の同時オン状態の発生による貫通電流を防止するために設けられる。

【0042】

降圧放電モードは、蓄電部ＳＢ１の電圧が直流バスＢｄｃの電圧より高い状態において、蓄電部ＳＢ１から直流バスＢｄｃに放電するモードである。降圧放電モードでは制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３を常時オン状態に第４スイッチング素子Ｑ４を常時オフ状態に制御する。

【0043】

図６（ａ）に示す第５状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１をオン状態に第２スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に制御する。第５状態では蓄電部ＳＢ１と直流バスＢｄｃの電圧差により、蓄電部ＳＢ１から直流バスＢｄｃに向けて電流が流れる。その際、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。図６（ｂ）に示す第６状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の両方をオフ状態に制御する。第６状態はデッドタイムであり、第３ダイオードＤ３及び第２スイッチング素子Ｑ２を介して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが、第２コンデンサＣ２で平滑化されて直流バスＢｄｃに放出される。

【0044】

図６（ｃ）に示す第７状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に第２スイッチング素子Ｑ２をオン状態に制御する。第７状態は同期整流期間であり、第３スイッチング素子Ｑ３及び第２スイッチング素子Ｑ２を介して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが、第２コンデンサＣ２で平滑化されて直流バスＢｄｃに放出される。図６（ｄ）に示す第８状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の両方をオフ状態に制御する。第８状態はデッドタイムであり、第３ダイオードＤ３及び第２スイッチング素子Ｑ２を介して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが、第２コンデンサＣ２で平滑化されて直流バスＢｄｃに放出される。

【0045】

図６（ｃ）に示す同期整流期間のほうが、図６（ｂ）及び図６（ｄ）に示すデッドタイムより損失が少なくなる。デッドタイムは、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の同時オン状態の発生による貫通電流を防止するために設けられる。

【0046】

降圧充電モードは、蓄電部ＳＢ１の電圧が直流バスＢｄｃの電圧より低い状態において、蓄電部ＳＢ１に直流バスＢｄｃから充電するモードである。降圧充電モードでは制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１を常時オン状態に第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフ状態に制御する。

【0047】

図７（ａ）に示す第９状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３をオン状態に第４スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御する。第９状態では蓄電部ＳＢ１と直流バスＢｄｃの電圧差により、直流バスＢｄｃから蓄電部ＳＢ１に向けて電流が流れる。その際、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。図７（ｂ）に示す第１０状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の両方をオフ状態に制御する。第１０状態はデッドタイムであり、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４ダイオードＤ４を介して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが、第１コンデンサＣ１で平滑化されて蓄電部ＳＢ１に放出される。

【0048】

図７（ｃ）に示す第１１状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３をオフ状態に第４スイッチング素子Ｑ４をオン状態に制御する。第１１状態は同期整流期間であり、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４を介して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが、第１コンデンサＣ１で平滑化されて蓄電部ＳＢ１に放出される。図７（ｄ）に示す第１２状態では制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の両方をオフ状態に制御する。第１２状態はデッドタイムであり、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４ダイオードＤ４を介して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが、第１コンデンサＣ１で平滑化されて蓄電部ＳＢ１に放出される。

【0049】

図７（ｃ）に示す同期整流期間のほうが、図７（ｂ）及び図７（ｄ）に示すデッドタイムより損失が少なくなる。デッドタイムは、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の同時オン状態の発生による貫通電流を防止するために設けられる。

【0050】

昇圧充電モードは、蓄電部ＳＢ１の電圧が直流バスＢｄｃの電圧より高い状態において、蓄電部ＳＢ１に直流バスＢｄｃから充電するモードである。昇圧充電モードでは制御部２１は、第３スイッチング素子Ｑ３を常時オン状態に第４スイッチング素子Ｑ４を常時オフ状態に制御する。

【0051】

図８（ａ）に示す第１３状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に第２スイッチング素子Ｑ２をオン状態に制御する。第１３状態では直流バスＢｄｃからリアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。図８（ｂ）に示す第１４状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の両方をオフ状態に制御する。第１４状態はデッドタイムであり、直流バスＢｄｃとリアクトルＬ１の両方から第１ダイオードＤ１及び第３スイッチング素子Ｑ３を介して、エネルギーが蓄電部ＳＢ１に放出される。

【0052】

図８（ｃ）に示す第１５状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１をオン状態に第２スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に制御する。第１５状態は同期整流期間であり、直流バスＢｄｃとリアクトルＬ１の両方から第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３を介して、エネルギーが蓄電部ＳＢ１に放出される。図８（ｄ）に示すように第１６状態では制御部２１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の両方をオフ状態に制御する。第１６状態はデッドタイムであり、直流バスＢｄｃとリアクトルＬ１の両方から第１ダイオードＤ１及び第３スイッチング素子Ｑ３を介して、エネルギーが蓄電部ＳＢ１に放出される。

【0053】

図８（ｃ）に示す同期整流期間のほうが、図８（ｂ）及び図８（ｄ）に示すデッドタイムより損失が少なくなる。デッドタイムは、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の同時オン状態の発生による貫通電流を防止するために設けられる。

【0054】

制御部２１は、電流指令値の正負、及び蓄電部ＳＢ１の電圧と直流バスＢｄｃの電圧との大小関係をもとに、昇圧放電モード、降圧放電モード、降圧充電モード及び昇圧充電モードの中から動作モードを選択する。

【0055】

昇圧放電モードが選択される場合、制御部２１は下記（式１）に基づき、第４スイッチング素子Ｑ４のデューティ比Ｄと、第３スイッチング素子Ｑ３のデューティ比（１－Ｄ）を制御する。昇圧充電モードが選択される場合、制御部２１は下記（式１）に基づき、第２スイッチング素子Ｑ２のデューティ比Ｄと、第１スイッチング素子Ｑ１のデューティ比（１－Ｄ）を制御する。

【0056】

Ｖｏｕｔ＝（１／（１－Ｄ））・Ｖｉｎ ・・・（式１）
Ｖｉｎは送電側の直流電源の電圧、Ｖｏｕｔは受電側の直流電源の電圧。

【0057】

降圧放電モードが選択される場合、制御部２１は下記（式２）に基づき、第１スイッチング素子Ｑ１のデューティ比Ｄと、第２スイッチング素子Ｑ２のデューティ比（１－Ｄ）を制御する。降圧充電モードが選択される場合、制御部２１は下記（式２）に基づき、第３スイッチング素子Ｑ３のデューティ比Ｄと、第４スイッチング素子Ｑ４のデューティ比（１－Ｄ）を制御する。

【0058】

Ｖｏｕｔ＝Ｄ・Ｖｉｎ ・・・（式２）
Ｖｉｎは送電側の直流電源の電圧、Ｖｏｕｔは受電側の直流電源の電圧。

【0059】

以上に説明した制御では、蓄電部ＳＢ１の電圧が直流バスＢｄｃの電圧より低い場合は昇圧放電モードまたは降圧充電モードで動作し、蓄電部ＳＢ１の電圧が直流バスＢｄｃの電圧より高い場合は降圧放電モードまたは昇圧充電モードで動作する。このように、蓄電部ＳＢ１の電圧と直流バスＢｄｃの電圧との大小関係により、動作モードを切り替える必要がある。したがって、蓄電部ＳＢ１の電圧と直流バスＢｄｃの電圧が近似する均衡状態では、動作モードのチャタリングが発生しやすく制御が安定しない。

【0060】

そこで蓄電部ＳＢ１の電圧と直流バスＢｄｃの電圧との均衡状態を回避すべく、両者の差が設定値以上を維持するように、直流バスＢｄｃの電圧指令値を補正する仕組みを導入する。

【0061】

図９は、制御部２１による、バス電圧補正機能付きの充放電制御の基本処理を示すフローチャートである。制御部２１は、蓄電部ＳＢ１の充放電制御中（Ｓ１０のＹ）、第１電圧センサＶ１から蓄電部ＳＢ１の電圧（以下、電池電圧Ｖｓｂという）を取得し（Ｓ１１）、第２電圧センサＶ２から直流バスＢｄｃの電圧（以下、バス電圧Ｖｂｕｓという）を取得する（Ｓ１２）。制御部２１は、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの絶対値差分が閾値（例えば、１０Ｖ）以下であるか否かを判定する（Ｓ１３）。当該絶対値差分が閾値以下である場合（Ｓ１３のＹ）、制御部２１はバス電圧指令値の補正制御を開始する（Ｓ１４）。

【0062】

当該絶対値差分が閾値以下でない場合（Ｓ１３のＮ）、制御部２１は、当該絶対値差分が設定値（例えば、３０Ｖ）以下であるか否かを判定する（Ｓ１５）。当該絶対値差分が設定値以下である場合（Ｓ１５のＹ）、制御部２１は現在の制御を継続する（Ｓ１６）。現在の制御が通常制御であれば通常制御を、現在の制御がバス電圧指令値の補正制御であればバス電圧指令値の補正制御を継続する。

【0063】

当該絶対値差分が設定値以下でない場合（Ｓ１５のＮ）、制御部２１は通常制御を実行する（Ｓ１７）。バス電圧指令値の補正制御が実行されている場合、制御部２１はバス電圧指令値の補正制御を終了させる。ステップＳ１１－ステップＳ１７に示す制御が、充放電制御が終了するまで（Ｓ１０のＮ）、継続される（Ｓ１０のＹ）。

【0064】

図１０は、制御部２１による、バス電圧補正機能付きの放電制御時の処理例を示すフローチャートである。以下の説明では、バス電圧Ｖｂｕｓの基準設定値が３３０Ｖに設定されている例を想定する。制御部２１は、蓄電部ＳＢ１の放電制御中（Ｓ２０のＹ）、第１電圧センサＶ１から電池電圧Ｖｓｂを取得し（Ｓ２１）、第２電圧センサＶ２からバス電圧Ｖｂｕｓを取得する（Ｓ２２）。制御部２１は、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの絶対値差分が閾値（例えば、１０Ｖ）以下であるか否かを判定する（Ｓ２３）。

【0065】

当該絶対値差分が閾値以下である場合（Ｓ２３のＹ）、制御部２１はバス電圧指令値に所定値（例えば、４０Ｖ）を加算する（Ｓ２４）。制御部２１は、所定値を加算した補正後のバス電圧指令値を主制御部４０に送信する。主制御部４０は、バス電圧Ｖｂｕｓが補正後のバス電圧指令値になるようにインバータ３０を制御する。日射変動を考慮しない場合、主制御部４０はインバータ３０のデューティ比を低下させることにより、バス電圧Ｖｂｕｓを上昇させることができる。制御部２１は、Ｈブリッジ型双方向コンバータを昇圧放電モードで動作させる（Ｓ２５）。

【0066】

当該絶対値差分が閾値以下でない場合（Ｓ２３のＮ）、制御部２１は、当該絶対値差分が設定値（例えば、３０Ｖ）以下であるか否かを判定する（Ｓ２６）。当該絶対値差分が設定値以下である場合（Ｓ２６のＹ）、制御部２１は現在の制御を継続する（Ｓ２７）。現在の制御がバス電圧指令値の補正制御の場合、制御部２１は、バス電圧指令値を基準設定値に向けて、放電レートに応じた速度で低下させる。

【0067】

当該絶対値差分が設定値以下でない場合（Ｓ２６のＮ）、制御部２１はステップＳ２７の処理をスキップし、通常制御を実行する。電池電圧Ｖｓｂがバス電圧Ｖｂｕｓより低い場合（Ｓ２８のＹ）、制御部２１は、Ｈブリッジ型双方向コンバータを昇圧放電モードで動作させる（Ｓ２９）。電池電圧Ｖｓｂがバス電圧Ｖｂｕｓより高い場合（Ｓ２８のＮ）、制御部２１は、Ｈブリッジ型双方向コンバータを降圧放電モードで動作させる（Ｓ２１０）。ステップＳ２１－ステップＳ２１０に示す制御が、放電制御が終了するまで（Ｓ２０のＮ）、継続される（Ｓ２０のＹ）。

【0068】

図１１は、制御部２１による、バス電圧補正機能付きの充電制御時の処理例を示すフローチャートである。制御部２１は、蓄電部ＳＢ１の充電制御中（Ｓ３０のＹ）、第１電圧センサＶ１から電池電圧Ｖｓｂを取得し（Ｓ３１）、第２電圧センサＶ２からバス電圧Ｖｂｕｓを取得する（Ｓ３２）。制御部２１は、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの絶対値差分が閾値（例えば、１０Ｖ）以下であるか否かを判定する（Ｓ３３）。

【0069】

当該絶対値差分が閾値以下である場合（Ｓ３３のＹ）、制御部２１はバス電圧指令値から所定値（例えば、４０Ｖ）を減算する（Ｓ３４）。制御部２１は、所定値を減算した補正後のバス電圧指令値を主制御部４０に送信する。主制御部４０は、バス電圧Ｖｂｕｓが補正後のバス電圧指令値になるようにインバータ３０を制御する。日射変動を考慮しない場合、主制御部４０はインバータ３０のデューティ比を上昇させることにより、バス電圧Ｖｂｕｓを低下させることができる。制御部２１は、Ｈブリッジ型双方向コンバータを昇圧充電モードで動作させる（Ｓ３５）。

【0070】

当該絶対値差分が閾値以下でない場合（Ｓ３３のＮ）、制御部２１は、当該絶対値差分が設定値（例えば、３０Ｖ）以下であるか否かを判定する（Ｓ３６）。当該絶対値差分が設定値以下である場合（Ｓ３６のＹ）、制御部２１は現在の制御を継続する（Ｓ３７）。現在の制御がバス電圧指令値の補正制御の場合、制御部２１は、バス電圧指令値を基準設定値に向けて、充電レートに応じた速度で上昇させる。

【0071】

当該絶対値差分が設定値以下でない場合（Ｓ３６のＮ）、制御部２１はステップＳ３７の処理をスキップし、通常制御を実行する。電池電圧Ｖｓｂがバス電圧Ｖｂｕｓより高い場合（Ｓ３８のＹ）、制御部２１は、Ｈブリッジ型双方向コンバータを昇圧充電モードで動作させる（Ｓ３９）。電池電圧Ｖｓｂがバス電圧Ｖｂｕｓより低い場合（Ｓ３８のＮ）、制御部２１は、Ｈブリッジ型双方向コンバータを降圧充電モードで動作させる（Ｓ３１０）。ステップＳ３１－ステップＳ３１０に示す制御が、充電制御が終了するまで（Ｓ３０のＮ）、継続される（Ｓ３０のＹ）。

【0072】

図１２（ａ）－（ｂ）は、バス電圧補正機能付きの放電時制御と充電時制御における、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓの推移例を示す図である。図１２（ａ）は放電時制御における電圧推移を示す。図１２（ａ）では放電により、電池電圧Ｖｓｂが３８０Ｖから２５０Ｖに低下する例を示している。初期段階ではバス電圧Ｖｂｕｓは基準設定値の３３０Ｖに設定されている。

【0073】

時刻ｔ１において電池電圧Ｖｓｂが３４０Ｖまで低下すると、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの差分が１０Ｖ以下になり、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御が発動する。バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御により、バス電圧Ｖｂｕｓが３７０Ｖに補正される。

【0074】

時刻ｔ２において電池電圧Ｖｓｂが３００Ｖまで低下すると、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの差分が３０Ｖになるため、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御を終了し、バス電圧Ｖｂｕｓを基準設定値の３３０Ｖに戻す。なお、図１２（ａ）ではバス電圧Ｖｂｕｓの補正制御期間中、バス電圧Ｖｂｕｓを放電レートに応じて低下させていく例を示しているが、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御期間中、バス電圧Ｖｂｕｓを３７０Ｖに維持してもよい。

【0075】

図１２（ｂ）は充電時制御における電圧推移を示す。図１２（ｂ）では充電により、電池電圧Ｖｓｂが２５０Ｖから３８０Ｖに上昇する例を示している。初期段階ではバス電圧Ｖｂｕｓは基準設定値の３３０Ｖに設定されている。

【0076】

時刻ｔ１において電池電圧Ｖｓｂが３２０Ｖまで上昇すると、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの差分が１０Ｖ以下になり、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御が発動する。バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御により、バス電圧Ｖｂｕｓが２９０Ｖに補正される。

【0077】

時刻ｔ２において電池電圧Ｖｓｂが３６０Ｖまで上昇すると、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの差分が３０Ｖになるため、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御を終了し、バス電圧Ｖｂｕｓを基準設定値の３３０Ｖに戻す。なお、図１２（ｂ）ではバス電圧Ｖｂｕｓの補正制御期間中、バス電圧Ｖｂｕｓを充電レートに応じて上昇させていく例を示しているが、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御期間中、バス電圧Ｖｂｕｓを２９０Ｖに維持してもよい。

【0078】

以上説明したように本実施の形態によれば、Ｈブリッジ型双方向コンバータを採用し、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓが均衡しないようにバス電圧Ｖｂｕｓを補正することにより、動作モードの頻繁な切り替わりを防止し、安定した制御が可能となる。また本実施の形態では、Ｈブリッジ型双方向コンバータを構成する４つのスイッチング素子の内、１つを常時オン、１つを常時オフ、残り２つをＰＷＭ制御する。これにより、スイッチング損失が発生するスイッチング素子が２つとなり、４つのスイッチング素子を全てＰＷＭ制御する場合より、高効率で低発熱を実現することができる。また、リアクトルＬ１のリプルを低減することができる。低発熱は、スイッチング素子を冷却するための機構の簡素化（例えば、ヒートシンクの小型化）に貢献する。

【0079】

また昇圧時には、直流電源（蓄電部ＳＢ１または直流バスＢｄｃ）とリアクトルＬ１の両方からエネルギーを放出するため、リアクトルＬ１のサイズを小さく抑えることができる。また、電流指令値の正負を切り替えるだけで、Ｈブリッジ型双方向コンバータの充電動作と放電動作をシームレスに切り替えることができる。

【0080】

以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

【0081】

上記図１０、図１２（ａ）に示した放電時制御では、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの差分が閾値以下になったとき、バス電圧指令値に所定値を加算してバス電圧Ｖｂｕｓを上昇させる例を説明した。この点、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓが設定値より乖離している状態を維持できればよいため、バス電圧指令値から所定値を減算してバス電圧Ｖｂｕｓを低下させてもよい。なお、放電の場合は電池電圧Ｖｓｂが低下していくため、バス電圧Ｖｂｕｓを上昇させた方が、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓが再接近することを防止でき、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御を安定させることができる。

【0082】

同様に上記図１１、図１２（ｂ）に示した充電時制御において、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓとの差分が閾値以下になったとき、バス電圧指令値に所定値を加算してバス電圧Ｖｂｕｓを上昇させてもよい。なお、充電の場合は電池電圧Ｖｓｂが上昇していくため、バス電圧Ｖｂｕｓを低下させた方が、電池電圧Ｖｓｂとバス電圧Ｖｂｕｓが再接近することを防止でき、バス電圧Ｖｂｕｓの補正制御を安定させることができる。

【0083】

上述の実施の形態では、本開示に係るＨブリッジ型双方向コンバータを、ハイブリッド蓄電システムの蓄電部ＳＢ１用のＤＣ／ＤＣコンバータ２０に使用する例を説明した。この点、太陽電池ＰＶ１が接続されない純粋な蓄電システムにも使用可能である。また、本開示に係るＨブリッジ型双方向コンバータは車載用途にも使用可能である。その場合、インバータ３０の交流側には系統２ではなく、モータが接続される。

【0084】

上述の実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の入力側に第１直流電源として蓄電部ＳＢ１が接続され、出力側に第２直流電源として直流バスＢｄｃが接続される例を説明した。この点、第１直流電源は蓄電部ＳＢ１に限定されるものではなく、第２直流電源は直流バスＢｄｃに限定されるものではない。例えば、第１直流電源と第２直流電源が、電圧が異なる蓄電池同士であってもよい。例えば、第１直流電源が鉛蓄電池、第２直流電源がリチウムイオン蓄電池またはニッケル水素蓄電池であってもよい。また、第１直流電源として、太陽電池や燃料電池などの充電機能がない直流電源を排除するものではない。

【0085】

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

【0086】

［項目１］
直列接続された第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）を含み、第１直流電源（ＳＢ１）と第１平滑コンデンサ（Ｃ１）に対して並列接続された第１アームと、
直列接続された第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）を含み、第２直流電源（Ｂｄｃ）と第２平滑コンデンサ（Ｃ２）に対して並列接続された第２アームと、
前記第１アームの中点と前記第２アームの中点に接続されたリアクトル（Ｌ１）と、
前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧が均衡状態になることを回避するように、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）－前記第４スイッチング素子（Ｑ４）を制御する制御部（２１）と、
を備える、ＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）。
これによれば、動作モードの頻繁な切り替わりを防止し、安定した制御が可能となる。
［項目２］
前記制御部（２１）は、前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧との差が閾値以下になると、前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧の電圧指令値を、前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧との差が設定値より大きくなるように補正する、項目１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）。
これによれば、第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧が均衡状態になることを回避することができる。
［項目３］
前記制御部（２１）は、
前記第１直流電源（ＳＢ１）から前記第２直流電源（Ｂｄｃ）に電力を供給する場合において、前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧との差が前記閾値以下になると、前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧の電圧指令値に所定値を加算する、項目２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）。
これによれば、第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧が再接近する確率が低い方向に、第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧を変化させることができる。
［項目４］
前記制御部（２１）は、
前記第２直流電源（Ｂｄｃ）から前記第１直流電源（ＳＢ１）に電力を供給する場合において、前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧との差が前記閾値以下になると、前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧の電圧指令値から所定値を減算する、項目２または３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）。
これによれば、第１直流電源（ＳＢ１）の電圧と第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧が再接近する確率が低い方向に、第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧を変化させることができる。
［項目５］
前記制御部（２１）は、
前記第１直流電源（ＳＢ１）から前記第２直流電源（Ｂｄｃ）に電力を供給する場合において、
前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧が前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧より低い状態では、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）を常時オン状態、前記第２スイッチング素子（Ｑ２）を常時オフ状態に制御し、前記第３スイッチング素子（Ｑ３）と前記第４スイッチング素子（Ｑ４）をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して、前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧を昇圧し、
前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧が前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧より高い状態では、前記第３スイッチング素子（Ｑ３）を常時オン状態、前記第４スイッチング素子（Ｑ４）を常時オフ状態に制御し、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）と前記第２スイッチング素子（Ｑ２）をＰＷＭ制御して、前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧を降圧する、項目１から４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）。
これによれば、２つのスイッチング素子のＰＷＭ制御で、第１直流電源（ＳＢ１）から第２直流電源（Ｂｄｃ）に電力を供給することができ、スイッチング損失と発熱を抑えることができる。
［項目６］
前記制御部（２１）は、
前記第１直流電源（ＳＢ１）に前記第２直流電源（Ｂｄｃ）から電力を供給する場合において、
前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧が前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧より低い状態では、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）を常時オン状態、前記第２スイッチング素子（Ｑ２）を常時オフ状態に制御し、前記第３スイッチング素子（Ｑ３）と前記第４スイッチング素子（Ｑ４）をＰＷＭ制御して前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧を降圧し、
前記第１直流電源（ＳＢ１）の電圧が前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧より高い状態では、前記第３スイッチング素子（Ｑ３）を常時オン状態、前記第４スイッチング素子（Ｑ４）を常時オフ状態に制御し、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）と前記第２スイッチング素子（Ｑ２）をＰＷＭ制御して、前記第２直流電源（Ｂｄｃ）の電圧を昇圧する、項目１から５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）。
これによれば、２つのスイッチング素子のＰＷＭ制御で、第２直流電源（ＳＢ２）から第１直流電源（Ｂｄ１）に電力を供給することができ、スイッチング損失と発熱を抑えることができる。
［項目７］
前記第１直流電源（ＳＢ１）は、蓄電部（ＳＢ１）である、項目１から６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）。
これによれば、電流が双方向に流れる直流電源の安定した制御を実現することができる。
［項目８］
蓄電部（ＳＢ１）と直流バス（Ｂｄｃ）の間に接続された項目１から７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）と、
前記直流バス（Ｂｄｃ）と電力系統（２）の間に接続されたインバータ（３０）と、を備え、
前記蓄電部（ＳＢ１）が前記第１直流電源（ＳＢ１）であり、前記直流バス（Ｂｄｃ）が前記第２直流電源（Ｂｄｃ）である、電力変換システム（１）。
これによれば、動作モードの頻繁な切り替わりを防止し、安定した制御が可能となる。
［項目９］
蓄電部（ＳＢ１）と直流バス（Ｂｄｃ）の間に接続された項目１から７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）と、
太陽電池（ＰＶ１）と前記直流バス（Ｂｄｃ）の間に接続された別のＤＣ／ＤＣコンバータ（１０）と、
前記直流バス（Ｂｄｃ）と電力系統（２）の間に接続されたインバータ（３０）と、を備え、
前記蓄電部（ＳＢ１）が前記第１直流電源（ＳＢ１）であり、前記直流バス（Ｂｄｃ）が前記第２直流電源（Ｂｄｃ）である、電力変換システム（１）。
これによれば、動作モードの頻繁な切り替わりを防止し、安定した制御が可能となる。

【符号の説明】

【0087】

ＰＶ１ 太陽電池、 ＳＢ１ 蓄電部、 １ 電力変換システム、 １０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、 １１ 制御部、 ２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、 ２１ 制御部、 ３０ インバータ、 ４０ 主制御部、 Ｂｄｃ 直流バス、 ２ 系統、 ３ 分電盤、 ４ 負荷、 Ｌ１ リアクトル、 Ｑ１－Ｑ４ スイッチング素子、 Ｄ１－Ｄ４ ダイオード、 Ｃ１ 第１コンデンサ、 Ｃ２ 第２コンデンサ、 Ａ１ 電流センサ、 Ｖ１ 第１電圧センサ、 Ｖ２ 第２電圧センサ。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】