特許 7489939 スイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-05-16

(45)【発行日】2024-05-24

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20240517BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 K

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2021070217

(22)【出願日】2021-04-19

(65)【公開番号】P2022165042

(43)【公開日】2022-10-31

【審査請求日】2023-10-16

(73)【特許権者】

【識別番号】000004606

【氏名又は名称】ニチコン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000475

【氏名又は名称】弁理士法人みのり特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】岡本 直久

【審査官】上野 力

(56)【参考文献】

【文献】特開２００９－２９１０２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００４－３０４９６２（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００８－１６１０３１（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００５－０５１９５８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流入力電圧を脈流電圧に変換する電圧変換回路と、
一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
前記脈流電圧をスイッチングして前記一次巻線に印加する第１スイッチング素子と、
第１抵抗、第１コンデンサおよび第１ダイオードからなり、前記一次巻線の両端に接続されるクランプ型のスナバ回路と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記トランスの一次側に設けられた補助巻線と、
前記第１コンデンサに充電された充電電圧をスイッチングして前記補助巻線に印加する第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記脈流電圧が所定の閾値以上となる第１期間に、前記第１スイッチング素子を駆動させる一方、前記脈流電圧が前記所定の閾値未満となる第２期間に、前記第２スイッチング素子を駆動させる
ことを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項2】

前記脈流電圧を分圧した分圧電圧を生成する抵抗分圧回路を備え、
前記制御部は、前記分圧電圧と予め設定された設定電圧とを比較することで、前記第１期間か前記第２期間かを判定する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。

【請求項3】

ドライブトランスまたはハイサイドゲートドライブ回路と、
第２ダイオードと、
をさらに備え、
前記制御部は、前記第２スイッチング素子を駆動させるための駆動信号を、前記ドライブトランスまたは前記ハイサイドゲートドライブ回路を介して前記第２スイッチング素子の制御端に出力し、
前記第１コンデンサの一端は、前記第２ダイオードを介して前記補助巻線の一端に接続され、前記補助巻線の他端は、前記第２スイッチング素子の電流路を介して前記第１コンデンサの他端に接続される
ことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。

【請求項4】

第２ダイオードおよび第３ダイオードをさらに備え、
前記第１コンデンサの一端は、前記第２ダイオードを介して前記補助巻線の一端に接続され、前記補助巻線の他端は、前記第２スイッチング素子の電流路の一端に接続され、前記第２スイッチング素子の前記電流路の他端は、前記第３ダイオードを介して前記第１コンデンサの他端に接続される
ことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、スナバ回路を備えるスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

図４に、従来のスイッチング電源装置１Ｃを示す。スイッチング電源装置１Ｃは、交流源Ｅから入力された交流入力電圧を商用のブリッジダイオードＢＤ１で全波整流し、平滑コンデンサＣ１１で平滑して直流電圧に変換し、変換した直流電圧をスイッチング素子Ｑ１でスイッチングしてトランスＴ１１の一次巻線Ｎ１１に印加する。スイッチング素子Ｑ１は、駆動回路ＩＣ１の駆動信号に応じてＰＷＭ制御される。

【0003】

トランスＴ１１の一次巻線Ｎ１１に電圧が印加されると、トランスＴ１１の二次巻線Ｎ１２に電圧が誘起される。スイッチング電源装置１Ｃは、二次巻線Ｎ１２の誘起電圧をダイオードＤ２で整流し、コンデンサＣ２で平滑することで、直流の電圧（出力電圧）に変換して出力する。

【0004】

スイッチング電源装置１Ｃは、一次巻線Ｎ１１の側に、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１およびダイオードＤ１からなるクランプ型のスナバ回路を備える。スナバ回路は、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わったときに、トランスＴ１１のリーケージインダクタンスで発生するスパイク電圧を適切な値まで低下させることができる。

【0005】

一方で、スイッチング電源装置１Ｃは、ブリッジダイオードＢＤ１で全波整流した脈流電圧を平滑コンデンサＣ１１で直接平滑しているため、入力側の力率が０．５～０．５５程度しかないという問題がある。

【0006】

上記の問題を解決したスイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。図５に、特許文献１に記載のスイッチング電源装置１Ｄを示す。スイッチング電源装置１Ｄは、π形のノイズフィルタ１１と、第１回路Ａおよび第２回路Ｂとを備える。

【0007】

第１回路Ａは、ノイズフィルタ１１を介して入力された交流入力電圧を整流回路１２で全波整流して脈流電圧を生成し、生成した脈流電圧をスイッチング素子１３でスイッチングしてトランスＴ２１の一次巻線Ｎ２１に印加する。第２回路Ｂは、ノイズフィルタ１１を介して入力された交流入力電圧をブリッジダイオード１５で全波整流し、抵抗１６で電流制限しながらコンデンサ１７で平滑した電圧をスイッチング素子１３でスイッチングしてトランスＴ２１の補助巻線Ｎ２３に印加する。

【0008】

スイッチング電源装置１Ｄでは、脈流電圧が高い期間において第１回路Ａが使用され、脈流電圧が低い期間において第２回路Ｂが使用されるため、入力側の力率が改善される。しかしながら、スイッチング電源装置１Ｄでは、脈流電圧が低い期間において電流制限を行う抵抗１６が発熱し、電力ロスが発生するという問題がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0009】

【文献】特開２００１－８４４９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、電力ロスの発生を抑制しつつ、力率を改善することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0011】

上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、
交流入力電圧を脈流電圧に変換する電圧変換回路と、
一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
前記脈流電圧をスイッチングして前記一次巻線に印加する第１スイッチング素子と、
第１抵抗、第１コンデンサおよび第１ダイオードからなり、前記一次巻線の両端に接続されるクランプ型のスナバ回路と、
を備えるスイッチング電源装置であって、
前記トランスの一次側に設けられた補助巻線と、
前記第１コンデンサに充電された充電電圧をスイッチングして前記補助巻線に印加する第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記脈流電圧が所定の閾値以上となる第１期間に、前記第１スイッチング素子を駆動させる一方、前記脈流電圧が前記所定の閾値未満となる第２期間に、前記第２スイッチング素子を駆動させることを特徴とする。

【0012】

この構成によれば、脈流電圧が所定の閾値以上となる第１期間において、脈流電圧を直接平滑しないので力率は改善され、脈流電圧が所定の閾値未満となる第２期間においては、脈流電圧を用いることなく、スナバ回路の第１コンデンサに充電された充電電圧をスイッチングするので力率は改善される。また、この構成によれば、電流制限を行う抵抗を備えていないので、抵抗の発熱による電力ロスの発生を回避できる。

【0013】

前記スイッチング電源装置は、
前記脈流電圧を分圧した分圧電圧を生成する抵抗分圧回路を備え、
前記制御部は、前記分圧電圧と予め設定された設定電圧とを比較することで、前記第１期間か前記第２期間かを判定するよう構成できる。

【0014】

前記スイッチング電源装置は、
ドライブトランスまたはハイサイドゲートドライブ回路と、
第２ダイオードと、
をさらに備え、
前記制御部は、前記第２スイッチング素子を駆動させるための駆動信号を、前記ドライブトランスまたは前記ハイサイドゲートドライブ回路を介して前記第２スイッチング素子の制御端に出力し、
前記第１コンデンサの一端は、前記第２ダイオードを介して前記補助巻線の一端に接続され、前記補助巻線の他端は、前記第２スイッチング素子の電流路を介して前記第１コンデンサの他端に接続されるよう構成できる。

【0015】

前記スイッチング電源装置は、
第２ダイオードおよび第３ダイオードをさらに備え、
前記第１コンデンサの一端は、前記第２ダイオードを介して前記補助巻線の一端に接続され、前記補助巻線の他端は、前記第２スイッチング素子の電流路の一端に接続され、前記第２スイッチング素子の前記電流路の他端は、前記第３ダイオードを介して前記第１コンデンサの他端に接続されるよう構成できる。

【発明の効果】

【0016】

本発明によれば、電力ロスの発生を抑制しつつ、力率を改善することが可能なスイッチング電源装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。

【図2】分圧電圧および設定電圧の大小関係に応じた第１および第２スイッチング素子のスイッチング期間を示す図である。

【図3】第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。

【図4】従来のスイッチング電源装置の回路図である。

【図5】特許文献１に記載のスイッチング電源装置の回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0018】

以下、添付図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の実施形態について説明する。

【0019】

［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａを示す。スイッチング電源装置１Ａは、フライバックコンバータである。

【0020】

スイッチング電源装置１Ａは、トランスＴ１と、ブリッジダイオードＢＤ１と、スナバ回路２と、直流化回路３と、第１スイッチング素子Ｑ１と、第２スイッチング素子Ｑ２と、絶縁型のドライブトランス４と、ダイオードＤ３と、駆動回路５と、抵抗分圧回路６と、制御回路７とを備える。駆動回路５および制御回路７が、本発明の「制御部」に相当する。

【0021】

トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および一次側の補助巻線Ｎ３を備える絶縁トランスである。一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２は、コイルの巻き方向が逆になっている。補助巻線Ｎ３および二次巻線Ｎ２も、コイルの巻き方向が逆になっている。トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１または補助巻線Ｎ３に電圧が印加されると、二次巻線Ｎ２に電圧が誘起される。

【0022】

ブリッジダイオードＢＤ１は、入力端が交流電源Ｅに接続される。ブリッジダイオードＢＤ１の高電位側の出力端は、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１の一端（黒丸側）に接続され、一次巻線Ｎ１の他端は、第１スイッチング素子Ｑ１の電流路を介してブリッジダイオードＢＤ１の低電位側の出力端に接続される。ブリッジダイオードＢＤ１は、交流電源Ｅから供給された交流入力電圧を全波整流し、脈流電圧に変換して出力する。

【0023】

スナバ回路２は、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１およびダイオードＤ１からなるクランプ型のスナバ回路である。抵抗Ｒ１は本発明の「第１抵抗」に相当し、コンデンサＣ１は本発明の「第１コンデンサ」に相当し、ダイオードＤ１は本発明の「第１ダイオード」に相当する。スナバ回路２は、一次巻線Ｎ１の両端間に接続され、第１スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わったときに、トランスＴ１のリーケージインダクタンスで発生するスパイク電圧を適切な値まで低下させることができる。

【0024】

直流化回路３は、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２を含む。ダイオードＤ２は、アノードがトランスＴ１の二次巻線Ｎ２の他端に接続され、カソードがコンデンサＣ２の一端（＋側）に接続される。コンデンサＣ２の他端（－側）は、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の一端（黒丸側）に接続される。直流化回路３は、二次巻線Ｎ２の誘起電圧をダイオードＤ２で整流し、コンデンサＣ２で平滑することで、直流の電圧（出力電圧）に変換して出力する。

【0025】

第１スイッチング素子Ｑ１は、ＦＥＴ（本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）で構成される。第１スイッチング素子Ｑ１は、ゲートが制御回路７の第１出力端子に接続され、ドレインが一次巻線Ｎ１の他端およびダイオードＤ１のアノードに接続され、ソースがブリッジダイオードＢＤ１の低電位側の出力端に接続される。第１スイッチング素子Ｑ１は、ブリッジダイオードＢＤ１から出力された脈流電圧をスイッチングして一次巻線Ｎ１に印加する。

【0026】

第２スイッチング素子Ｑ２は、ＦＥＴ（本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）で構成される。第２スイッチング素子Ｑ２は、ゲートがドライブトランス４を介して制御回路７の第２出力端子に接続され、ドレインが補助巻線Ｎ３の他端に接続され、ソースがコンデンサＣ１およびダイオードＤ３を介して補助巻線Ｎ３の一端（黒丸側）に接続される。第２スイッチング素子Ｑ２は、スナバ回路２のコンデンサＣ１に充電された充電電圧をスイッチングして補助巻線Ｎ３に印加する。

【0027】

ドライブトランス４は、制御回路７と第２スイッチング素子Ｑ２との間の絶縁を確保する。なお、ドライブトランス４の代わりに、第２スイッチング素子Ｑ２を駆動させる（オン／オフさせる）ことが可能な絶縁型のハイサイドゲートドライブ回路（ＩＣ）を用いてもよい。

【0028】

ダイオードＤ３は、本発明の「第２ダイオード」に相当し、アノードがコンデンサＣ１の一端（コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点）に接続され、カソードが補助巻線Ｎ３の一端に接続される。ダイオードＤ３は、第１スイッチング素子Ｑ１がオンになったときに、補助巻線Ｎ３に誘起された電圧でコンデンサＣ１が充電されるのを阻止する。

【0029】

駆動回路５は、ＰＷＭ制御を行うためのフライバックコンバータ制御ＩＣであり、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２を駆動させるためのＰＷＭ制御信号（本発明の「駆動信号」に相当）を出力端子から出力する。駆動回路５は、例えば、三角波発振器と、出力電圧のフィードバック信号が入力されるフィードバック端子（図示せず）とを有し、三角波発振器が発振した三角波電圧とフィードバック端子の端子電圧とを比較することでＰＷＭ制御信号を生成する。

【0030】

抵抗分圧回路６は、直列接続された抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３からなり、ブリッジダイオードＢＤ１の出力端間に接続される。抵抗分圧回路６は、脈流電圧を分圧した分圧電圧を生成する。

【0031】

制御回路７は、駆動回路５からＰＷＭ制御信号が入力される第１入力端子と、抵抗分圧回路６から分圧電圧が入力される第２入力端子と、第１スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される第１出力端子と、ドライブトランス４を介して第２スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続される第２出力端子とを備える。

【0032】

制御回路７は、脈流電圧が所定の閾値以上となる第１期間に第１スイッチング素子Ｑ１を駆動させる一方、脈流電圧が所定の閾値未満となる第２期間に第２スイッチング素子Ｑ２を駆動させる。図２に示すように、制御回路７は、分圧電圧と予め設定された設定電圧Ｖ１とを比較することで、第１期間か第２期間かを判定する。制御回路７は、分圧電圧が設定電圧Ｖ１以上となる期間を第１期間と判定し、分圧電圧が設定電圧Ｖ１未満となる期間を第２期間と判定する。

【0033】

第１期間と判定した制御回路７は、第１スイッチング素子Ｑ１にＰＷＭ制御信号を出力する一方で、第２スイッチング素子Ｑ２にはＰＷＭ制御信号を出力しない。第２期間と判定した制御回路７は、ドライブトランス４を介して第２スイッチング素子Ｑ２にＰＷＭ制御信号を出力する一方で、第１スイッチング素子Ｑ１にはＰＷＭ制御信号を出力しない。なお、ドライブトランス４は、制御回路７から入力されたＰＷＭ制御信号を、第２スイッチング素子Ｑ２を駆動させる（オン／オフさせる）ことが可能な電圧レベルに変換して出力することができる。

【0034】

第１期間では、第１スイッチング素子Ｑ１が脈流電圧をスイッチングして一次巻線Ｎ１に印加する。スナバ回路２のコンデンサＣ１は、第１スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わったときに発生するフライバック電圧と、トランスＴ１のリーケージインダクタンスで発生するスパイク電圧とを平滑する一方で、脈流電圧を直接平滑しない。これにより、第１期間において力率が改善される。

【0035】

第２期間では、第２スイッチング素子Ｑ２がスナバ回路２のコンデンサＣ１に充電された充電電圧をスイッチングして補助巻線Ｎ３に印加する。コンデンサＣ１は、第２期間において第２スイッチング素子Ｑ２のＰＷＭ制御が可能となる静電容量を有する。このように、第２期間では脈流電圧をスイッチングしないため、力率が改善される。

【0036】

さらに、スイッチング電源装置１Ａは、電流制限を行う抵抗を備えていないので、発熱による電力ロスの発生を回避できる。

【0037】

［第２実施形態］
図３に、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｂを示す。スイッチング電源装置１Ｂは、ドライブトランス４またはハイサイドゲートドライブ回路（ＩＣ）を用いることなく第２スイッチング素子Ｑ２を駆動する点を除いて、第１実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａと共通する。

【0038】

スイッチング電源装置１Ｂは、本発明の「第３ダイオード」に相当するダイオードＤ４を備える。スイッチング電源装置１Ｂでは、スナバ回路２のコンデンサＣ１の一端（コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点）がダイオードＤ３を介して補助巻線Ｎ３の一端に接続され、補助巻線Ｎ３の他端が第２スイッチング素子Ｑ２の電流路（ドレイン・ソース間）を介してダイオードＤ４のアノードに接続される。そして、ダイオードＤ４のカソードがコンデンサＣ１の他端に接続される。

【0039】

スイッチング電源装置１Ｂによれば、上記の回路構成により、ドライブトランス４またはハイサイドゲートドライブ回路（ＩＣ）を用いることなく第２スイッチング素子Ｑ２を駆動することができる。これにより、スイッチング電源装置１Ｂは、第１実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａと比較して、装置全体を小型化することができる。

【0040】

また、スイッチング電源装置１Ｂによれば、第１実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａと同様に、単一のトランスＴ１を用いた１コンバータ構成であっても、力率を改善することができる。

【0041】

［変形例］
以上、本発明に係るスイッチング電源装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

【0042】

本発明に係るスイッチング電源装置は、交流入力電圧を脈流電圧に変換する電圧変換回路と、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、脈流電圧をスイッチングして一次巻線に印加する第１スイッチング素子と、第１抵抗、第１コンデンサおよび第１ダイオードからなり、一次巻線の両端に接続されるクランプ型のスナバ回路と、トランスの一次側に設けられた補助巻線と、第１コンデンサに充電された充電電圧をスイッチングして補助巻線に印加する第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を制御する制御部と、を備えていればよい。

【0043】

そして、本発明の制御部が、脈流電圧が所定の閾値以上となる第１期間に、第１スイッチング素子を駆動させる一方、脈流電圧が所定の閾値未満となる第２期間に、第２スイッチング素子を駆動させるのであれば、本発明に係るスイッチング電源装置は適宜構成を変更できる。

【0044】

上記実施形態では、駆動回路５と制御回路７とを別の構成にしているが、単一の回路として構成してもよい。

【0045】

上記実施形態では、フライバックコンバータを例に挙げて説明したが、本発明は他の方式のスイッチング電源装置にも適用できる。

【符号の説明】

【0046】

１Ａ、１Ｂ スイッチング電源装置
２ スナバ回路
３ 直流化回路
４ ドライブトランス
５ 駆動回路
６ 抵抗分圧回路
７ 制御回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】