特許 7503766 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-06-13

(45)【発行日】2024-06-21

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240614BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2019143965

(22)【出願日】2019-08-05

(65)【公開番号】P2021027698

(43)【公開日】2021-02-22

【審査請求日】2022-02-14

【審判番号】

【審判請求日】2023-09-27

(73)【特許権者】

【識別番号】314012076

【氏名又は名称】パナソニックＩＰマネジメント株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100123102

【弁理士】

【氏名又は名称】宗田 悟志

(72)【発明者】

【氏名】花村 賢治

(72)【発明者】

【氏名】藤居 直章

(72)【発明者】

【氏名】高田 悠生

(72)【発明者】

【氏名】後藤 周作

【合議体】

【審判長】須田 勝巳

【審判官】山崎 慎一

【審判官】脇岡 剛

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１５－２１６７８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１５－２１６７９０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１１－０１０５１９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１２－１８２９７７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

H02M3/155

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

高圧側直流部と並列に直列接続された第１フライングキャパシタ回路及び第２フライングキャパシタ回路と、
低圧側直流部の正側端子と、前記第１フライングキャパシタ回路の中点間に接続された第１リアクトルと、
前記低圧側直流部の負側端子と、前記第２フライングキャパシタ回路の中点間に接続された第２リアクトルと、
前記第１フライングキャパシタ回路及び前記第２フライングキャパシタ回路を制御して、前記低圧側直流部から前記高圧側直流部へ昇圧動作で電力伝送、及び前記高圧側直流部から前記低圧側直流部へ降圧動作で電力伝送の少なくとも一方を実行可能な制御部と、を備え、
前記第１フライングキャパシタ回路と前記第２フライングキャパシタ回路との間の接続点は、前記高圧側直流部の中間電位点に接続され、
前記第１フライングキャパシタ回路は、
直列接続された第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との接続点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との接続点との間に接続された第１フライングキャパシタと、を含み、
前記第２フライングキャパシタ回路は、
直列接続された第５スイッチング素子、第６スイッチング素子、第７スイッチング素子及び第８スイッチング素子と、
前記第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との接続点と、第７スイッチング素子と第８スイッチング素子との接続点との間に接続された第２フライングキャパシタと、を含み、
前記制御部は、
前記第２スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第７スイッチング素子をオン状態、並びに前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第６スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオフ状態に制御する第１モード、
前記第１スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第６スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオン状態 並びに前記第２スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第７スイッチング素子をオフ状態に制御する第２モード、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第７スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオン状態 並びに前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子をオフ状態に制御する第３モード、
前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子をオン状態 並びに前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第７スイッチング素子及び前記第８スイッチング素子をオフ状態に制御する第４モード、
の４つのモードを使用して前記昇圧動作または前記降圧動作を実行することを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記制御部は、
前記低圧側直流部の電圧と前記高圧側直流部の電圧との比率が設定値より小さい場合、前記第１モード、前記第２モード及び前記第３モードを使用し、前記比率が前記設定値より大きい場合、前記第１モード、前記第２モード及び前記第４モードを使用することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記第１リアクトルと前記第２リアクトルが同一仕様のリアクトルであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記第１リアクトルと前記第２リアクトルは、磁気結合リアクトルを形成し、前記低圧側直流部から前記高圧側直流部へ電力伝送するための昇圧動作または前記高圧側直流部から前記低圧側直流部へ電力伝送するための降圧動作時に、相互に磁束を強め合うことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記高圧側直流部の電圧は、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣインバータの直流端子に接続された直流バスの電圧であり、
前記ＤＣ／ＡＣインバータと単相３線式の系統との間の第１電圧線に第３リアクトルが挿入され、第２電圧線に第４リアクトルが挿入され、
前記第１リアクトル、前記第２リアクトル、前記第３リアクトル及び前記第４リアクトルが同一仕様のリアクトルであることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記第１リアクトルと前記第２リアクトルにより形成される磁気結合リアクトルと、 前記第３リアクトルと前記第４リアクトルにより形成される磁気結合リアクトルが同一仕様の磁気結合リアクトルであることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータを備える電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

太陽電池、蓄電池、燃料電池などに接続されるパワーコンディショナでは、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータが使用される。ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータは、高効率・小型・低コストが望まれる。それを実現するためのＤＣ／ＤＣコンバータとして、リアクトルの後段に、スイッチトキャパシタ回路（直列接続された４つのスイッチング素子と、直列接続された２つのキャパシタを負荷に対して並列接続して構成される）を接続した電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

【0003】

この電力変換装置では、パワーデバイスに印加される電圧を負荷電圧の半分にすることで、スイッチング素子の耐圧を下げることができ、低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)や、低飽和電圧Ｖ_ｓａｔのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の採用を可能としている。これらのスイッチング素子を採用した場合、高効率化につながる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開２０１０－４７２６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、例えば、電力系統に接続されるパワーコンディショナにおいては、漏洩電流を抑制することが法規的に定められている。またコモンモードノイズの低減も必要になる。上述した電力変換装置では、スイッチトキャパシタ回路内の２つのキャパシタを充電するスイッチングパターンの時に、漏洩電流やコモンモードノイズが発生しやすい。

【0006】

そこで、漏洩電流やコモンモードノイズが発生しにくいような、回路構成やスイッチングパターンが望まれる。漏洩電流やコモンモードノイズを低減できれば、それらを抑制する対策部品を減らすことができるため、高効率・小型・低コストにつながる。

【0007】

本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、高効率・小型・低コストな電力変換装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するために、本開示のある態様の電力変換装置は、高圧側直流部と並列に直列接続された第１フライングキャパシタ回路及び第２フライングキャパシタ回路と、低圧側直流部の正側端子と、前記第１フライングキャパシタ回路の中点間に接続された第１リアクトルと、前記低圧側直流部の負側端子と、前記第２フライングキャパシタ回路の中点間に接続された第２リアクトルと、を備える。前記第１フライングキャパシタ回路と前記第２フライングキャパシタ回路との間の接続点は、前記高圧側直流部の中間電位点に接続される。

【発明の効果】

【0009】

本開示によれば、高効率・小型・低コストな電力変換装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】実施の形態１に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

【図2】実施の形態１に係る電力変換装置の第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングパターンをまとめた図である。

【図3】図３（ａ）－（ｄ）は、昇圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。

【図4】図４（ａ）－（ｄ）は、降圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。

【図5】昇圧比が２倍より大きい場合の第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。

【図6】昇圧比が２倍より小さい場合の第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。

【図7】実施の形態１の応用例に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

【図8】実施の形態２に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

【図9】実施の形態２の応用例に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

【図10】図１０（ａ）－（ｃ）は、フライングキャパシタ回路の構成例を示す図である。

【図11】Ｎ（Ｎは自然数）段のフライングキャパシタ回路を示す図である。

【図12】変形例１に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

【図13】変形例２に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置３の構成を説明するための図である。実施の形態１に係る電力変換装置３は、双方向の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータである。電力変換装置３は、第２直流電源２から供給される直流電力を昇圧して第１直流電源１に供給することができる。また電力変換装置３は、第１直流電源１から供給される直流電力を降圧して第２直流電源２に供給することができる。本明細書では、第２直流電源２が第１直流電源１より低圧な電源であることを前提とする。

【0012】

第２直流電源２は例えば、蓄電池、電気二重層コンデンサなどが該当する。第１直流電源１は例えば、双方向ＤＣ／ＡＣインバータが接続された直流バスなどが該当する。当該双方向ＤＣ／ＡＣインバータの交流側は、蓄電システムの用途では商用電力系統と交流負荷に接続される。電気自動車の用途ではモータ（回生機能あり）に接続される。蓄電システムの用途では当該直流バスに、太陽電池用のＤＣ／ＤＣコンバータや、他の蓄電池用のＤＣ／ＤＣコンバータがさらに接続されていてもよい。

【0013】

第２直流電源２の正側ラインとアースとの間に第１のＹコンデンサＣ６が接続され、第２直流電源２の負側ラインとアースとの間に第２のＹコンデンサＣ７が接続される。第１のＹコンデンサＣ６及び第２のＹコンデンサＣ７は、コモンモードノイズをアースに流して、コモンモードノイズを低減する作用を有する。なお第２直流電源２の中には太陽光パネルのように、対地間に寄生容量を持つものもあり、当該寄生容量もコモンモードノイズを低減する作用を有する。

【0014】

実施の形態１に係る電力変換装置３は、ＤＣ／ＤＣ変換部３０及び制御部４０を備える。ＤＣ／ＤＣ変換部３０は、入力コンデンサＣ５、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２、第１フライングキャパシタ回路３１、第２フライングキャパシタ回路３２、第１分割コンデンサＣ３及び第２分割コンデンサＣ４を含む。

【0015】

第２直流電源２と並列に入力コンデンサＣ５が接続される。第１直流電源１の正側バスと負側バスの間に、第１分割コンデンサＣ３及び第２分割コンデンサＣ４が直列に接続される。第１分割コンデンサＣ３及び第２分割コンデンサＣ４は、第１直流電源１の電圧Ｅを１／２に分圧する作用、ＤＣ／ＤＣ変換部３０内で発生するサージ電圧を抑制するためのスナバコンデンサとしての作用を有する。本明細書では、入力コンデンサＣ５より前段の構成を低圧直流部と呼び、第１分割コンデンサＣ３及び第２分割コンデンサＣ４より後段の構成を高圧直流部と呼ぶ。

【0016】

第１フライングキャパシタ回路３１及び第２フライングキャパシタ回路３２は、高圧側直流部と並列に直列接続される。第１リアクトルＬ１は、低圧側直流部の正側端子と、第１フライングキャパシタ回路３１の中点間に直列に接続される。第２リアクトルＬ２は、低圧側直流部の負側端子と、第２フライングキャパシタ回路３２の中点間に直列に接続される。本実施の形態では、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２に、同一仕様のリアクトルを使用する。第１フライングキャパシタ回路３１と第２フライングキャパシタ回路３２との間の接続点は、高圧側直流部の中間電位点Ｍ（第１分割コンデンサＣ３と第２分割コンデンサＣ４の分圧点）に接続される。

【0017】

第１フライングキャパシタ回路３１は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４及び第１フライングキャパシタＣ１を含む。第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４は直列接続され、高圧直流部の正側バスと中間電位点Ｍの間に接続される。第１フライングキャパシタＣ１は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２との接続点と、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４との接続点との間に接続され、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４により充放電される。

【0018】

第１フライングキャパシタ回路３１の中点には、第１スイッチング素子Ｓ１の上側端子に印加される第１直流電源１の電圧Ｅ［Ｖ］と、第４スイッチング素子Ｓ４の下側端子に印加される１／２Ｅ［Ｖ］の間の範囲の電位が生成される。第１フライングキャパシタＣ１は１／４Ｅ［Ｖ］の電圧になるように初期充電（プリチャージ）され、１／４Ｅ［Ｖ］の電圧を中心として充放電が繰り返される。従って、第１フライングキャパシタ回路３１の中点には、概ね、Ｅ［Ｖ］、３／４Ｅ［Ｖ］、１／２Ｅ［Ｖ］の３レベルの電位が生成される。

【0019】

第２フライングキャパシタ回路３２は、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７、第８スイッチング素子Ｓ８及び第２フライングキャパシタＣ２を含む。第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８は直列接続され、高圧直流部の中間電位点Ｍと負側バスの間に接続される。第２フライングキャパシタＣ２は、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６との接続点と、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８との接続点との間に接続され、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８により充放電される。

【0020】

第２フライングキャパシタ回路３２の中点には、第５スイッチング素子Ｓ５の上側端子に印加される１／２Ｅ［Ｖ］と、第８スイッチング素子Ｓ８の下側端子に印加される０［Ｖ］の間の範囲の電位が生成される。第２フライングキャパシタＣ２は１／４Ｅ［Ｖ］の電圧になるように初期充電（プリチャージ）され、１／４Ｅ［Ｖ］の電圧を中心として充放電が繰り返される。従って、第２フライングキャパシタ回路３２の中点には、概ね、１／２Ｅ［Ｖ］、１／４Ｅ［Ｖ］、０［Ｖ］の３レベルの電位が生成される。

【0021】

第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にはそれぞれ、第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８が逆並列に形成／接続される。

【0022】

第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８には、第１直流電源１及び第２直流電源２の電圧より低い耐圧のスイッチング素子が使用されることが好ましい。以下、本実施の形態では第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に、１５０Ｖ耐圧のＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する例を想定する。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴでは、ソースからドレイン方向に寄生ダイオードが形成される。

【0023】

なお、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にＩＧＢＴやバイポーラトランジスタを使用してもよい。その場合、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に寄生ダイオードは形成されず、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にそれぞれ外付けダイオードが逆並列に接続される。

【0024】

図１には示していないが、低圧直流部の両端電圧を検出する第１電圧センサ、第１リアクトルＬ１又は第２リアクトルＬ２に流れる電流を検出する電流センサ、及び高圧直流部の両端電圧を検出する第２電圧センサが設けられ、それぞれの計測値が制御部４０に出力される。

【0025】

制御部４０は、第１フライングキャパシタ回路３１及び第２フライングキャパシタ回路３２を制御して、低圧側直流部から高圧側直流部へ昇圧動作で直流電力を伝送することができる。また高圧側直流部から低圧側直流部へ降圧動作で直流電力を伝送することができる。より具体的には制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のゲート端子に駆動信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を供給することにより、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオン／オフ制御して、昇圧動作または降圧動作で、双方向に電力を伝送することができる。

【0026】

制御部４０の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、又はハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。

【0027】

図２は、実施の形態１に係る電力変換装置３の第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンをまとめた図である。図２に示すスイッチングパターンでは、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８の組と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第５スイッチング素子Ｓ５の組とが相補関係となる。また第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７の組と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第６スイッチング素子Ｓ６の組とが相補関係となる。

【0028】

制御部４０は、４つのモードを使用して昇圧動作または降圧動作を実行する。
モードａでは制御部４０は、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、並びに第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。モードａでは、第１フライングキャパシタ回路３１の中点と第２フライングキャパシタ回路３２の中点間の電圧（即ち、低圧側の入出力電圧Ｖ_Ｌ）は１／２Ｅとなる。

【0029】

モードｂでは制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態 並びに第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。モードｂでは、第１フライングキャパシタ回路３１と第２フライングキャパシタ回路３２の低圧側の入出力電圧Ｖ_Ｌは１／２Ｅとなる。

【0030】

モードｃでは制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態 並びに第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をオフ状態に制御する。モードｃでは、第１フライングキャパシタ回路３１と第２フライングキャパシタ回路３２の低圧側の入出力電圧Ｖ_ＬはＥとなる。

【0031】

モードｄでは制御部４０は、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態 並びに第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。モードｄでは、第１フライングキャパシタ回路３１と第２フライングキャパシタ回路３２の低圧側の入出力電圧Ｖ_Ｌは０となる。

【0032】

図３（ａ）－（ｄ）は、昇圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。図４（ａ）－（ｄ）は、降圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。なお、図面の簡略化のためＭＯＳＦＥＴを単純なスイッチ記号で描いている。

【0033】

図３（ａ）は昇圧動作時のモードａの電流経路を示し、図３（ｂ）は昇圧動作時のモードｂの電流経路を示し、図３（ｃ）は昇圧動作時のモードｃの電流経路を示し、図３（ｄ）は昇圧動作時のモードｄの電流経路を示している。同様に、図４（ａ）は降圧動作時のモードａの電流経路を示し、図４（ｂ）は降圧動作時のモードｂの電流経路を示し、図４（ｃ）は降圧動作時のモードｃの電流経路を示し、図４（ｄ）は降圧動作時のモードｄの電流経路を示している。

【0034】

昇圧動作時と降圧動作時とで電流の向きが反対になる。モードａにおいて、図３（ａ）に示すように昇圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が充電動作となるが、図４（ａ）に示すように降圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が放電動作となる。モードｂにおいて、図３（ｂ）に示すように昇圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が放電動作となるが、図４（ｂ）に示すように降圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が充電動作となる。

【0035】

制御部４０は低圧直流部から高圧直流部へ昇圧動作で電力を伝送する場合、正方向の電流指令値を設定し、第１リアクトルＬ１（第２リアクトルＬ２でもよい）に流れる電流の計測値が、当該正方向の電流指令値を維持するように第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）を制御する。反対に、制御部４０は高圧直流部から低圧直流部へ降圧動作で電力を伝送する場合、負方向の電流指令値を設定し、第１リアクトルＬ１に流れる電流の計測値が、当該負方向の電流指令値を維持するように第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）を制御する。

【0036】

また制御部４０は、低圧側直流部の電圧と高圧側直流部の電圧との比率（以下、昇圧比で定義する）が設定値より小さい場合、モードａ、モードｂ及びモードｃを使用して電力を伝送する。また制御部４０は、当該昇圧比が当該設定値より大きい場合、モードａ、モードｂ及びモードｄを使用して電力を伝送する。また制御部４０は、当該昇圧比が当該設定値と一致する場合、モードａ及びモードｂを使用して電力を伝送する。

【0037】

低圧側直流部の電圧と高圧側直流部の電圧は、それぞれ電圧センサにより計測される。上記設定値は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧１／２Ｅと、第１直流電源１の電圧Ｅとの比率に応じて設定される。本実施の形態では上記設定値は２に設定される。なお、低圧側直流部の電圧と高圧側直流部の電圧との比率を降圧比で定義する場合、上記設定値は１／２に設定される。

【0038】

制御部４０は、電流指令値と第１リアクトルＬ１に流れる電流の計測値とが一致し、かつ第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅになるようにデューティ比を生成する。具体的には制御部４０は、第１リアクトルＬ１に流れる電流が電流指令値に対して小さいほどデューティ比を上昇させ、大きいほどデューティ比を低下させる。

【0039】

図５は、昇圧比が２倍より大きい場合の第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。図６は、昇圧比が２倍より小さい場合の第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。図５及び図６に示す制御例は、ダブルキャリア駆動方式を使用した制御例を示している。ダブルキャリア駆動方式では、１８０°位相がずれた２つのキャリア信号（図５及び図６では三角波）を使用する。デューティ比ｄｕｔｙは２つのキャリア信号と比較される閾値となる。昇圧比が２倍より大きい場合、デューティ比ｄｕｔｙは０．５～１．０の範囲の値をとり、昇圧比が２倍より小さい場合、デューティ比ｄｕｔｙは０．０～０．５の範囲の値をとる。

【0040】

太線のキャリア信号とデューティ比ｄｕｔｙの比較結果により、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８に供給する第１ゲート信号と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第５スイッチング素子Ｓ５に供給する第４ゲート信号を生成する。具体的には太線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより高い領域では、第１ゲート信号がオン及び第４ゲート信号がオフになる。太線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより低い領域では、第１ゲート信号がオフ及び第４ゲート信号がオンになる。第１ゲート信号と第４ゲート信号は相補関係にある。なお、第１ゲート信号と第４ゲート信号のオン／オフが切り替わる際に、第１ゲート信号と第４ゲート信号が同時にオフになるデッドタイム期間が設定されている。

【0041】

細線のキャリア信号とデューティ比ｄｕｔｙの比較結果により、第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７に供給する第２ゲート信号と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第６スイッチング素子Ｓ６に供給する第３ゲート信号を生成する。具体的には細線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより高い領域では、第２ゲート信号がオン及び第３ゲート信号がオフになる。細線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより低い領域では、第２ゲート信号がオフ及び第３ゲート信号がオンになる。第２ゲート信号と第３ゲート信号は相補関係にある。なお、第２ゲート信号と第３ゲート信号のオン／オフが切り替わる際に、第２ゲート信号と第３ゲート信号が同時にオフになるデッドタイム期間が設定されている。

【0042】

昇圧比が２倍より大きい場合、制御部４０はモードａとモードｂを交互に切り替え、両者を切り替える間にモードｄを挿入する。即ち制御部４０は、モードａ→モードｄ→モードｂ→モードｄ→モードａ→モードｄ→モードｂ→モードｄ・・・の順にモードを切り替える。デューティ比ｄｕｔｙが変化しない間は、モードａとモードｂの期間が等しくなり、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅに保たれる。昇圧比が２倍より大きい場合、デューティ比ｄｕｔｙが上昇するほど、モードａ及びモードｂの期間に対するモードｄの期間が長くなり、伝達されるエネルギー量が増大する。

【0043】

昇圧比が２倍より小さい場合、制御部４０はモードａとモードｂを交互に切り替え、両者を切り替える間にモードｃを挿入する。即ち制御部４０は、モードａ→モードｃ→モードｂ→モードｃ→モードａ→モードｃ→モードｂ→モードｃ・・・の順にモードを切り替える。デューティ比ｄｕｔｙが変化しない間は、モードａとモードｂの期間が等しくなり、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅに保たれる。昇圧比が２倍より小さい場合、デューティ比ｄｕｔｙが上昇するほど、モードａ及びモードｂの期間に対するモードｃの期間が短くなり、伝達されるエネルギー量が増大する。

【0044】

昇圧比が理想的に２倍を維持し、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ理想的に１／４Ｅを維持すれば、デューティ比ｄｕｔｙは０．５を維持する。

【0045】

制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧が１／２Ｅを下回ると、モードａ及びモードｂの内、充電する方のモードの時間を増やして当該合計電圧を１／２Ｅに近づける。反対に制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧が１／２Ｅを上回ると、モードａ及びモードｂの内、放電する方のモードの時間を増やして当該合計電圧を１／２Ｅに近づける。

【0046】

なお制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２を使用せずに、モードｃとモードｄを交互に切り替えることにより、ＤＣ／ＤＣ変換部３０に、通常の昇圧チョッパの動作をさせることも可能である。この場合、昇圧比による動作モードの切り替えは発生しない。

【0047】

図７は、実施の形態１の応用例に係る電力変換装置３の構成を説明するための図である。実施の形態１の応用例では、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２を、コアを共通にした第１磁気結合リアクトルＬｃ１で構成している。第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２の通電時に、相互に磁束を強め合う方向に閉磁路が形成されるように、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２が共通のコアに設置される。図３（ａ）－（ｄ）に示した昇圧動作時または図４（ａ）－（ｄ）に示した降圧動作時に、第１リアクトルＬ１に流れる電流と第２リアクトルＬ２に流れる電流によって、相互に磁束を強め合うように相互インダクタンスが発生する。

【0048】

以上説明したように実施の形態１によれば、直列接続された第１フライングキャパシタ回路３１及び第２フライングキャパシタ回路３２を使用したＤＣ／ＤＣ変換装置において、アース及び中点Ｍに対して上下対称の回路構成にすることで、漏洩電流とコモンモードノイズを低減できる。さらに、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２を同一仕様にすることで、アースに対して第１のＹコンデンサＣ６と第２のＹコンデンサＣ７の電位を同じにすることができ、漏洩電流とコモンモードノイズを低減することができる。これにより、漏洩電流やコモンモードノイズ対策の部品を減らすことができ、ＤＣ／ＤＣ変換装置の高効率化・小型化・低コスト化を図ることができる。また第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２を同一仕様にすることで、量産効果が発生し、リアクトルの単価を下げることができる。

【0049】

また第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に低耐圧のスイッチング素子（例えば、１５０Ｖ耐圧のＭＯＳＦＥＴ）を使用することができるため、スイッチング素子の導通損失を低減することができる。また低耐圧のスイッチング素子を使用することにより発熱が低減され、放熱部品を小型化することができる。また低耐圧のスイッチング素子を使用することにより、低スイッチングロスで高周波化できるため、受動部品も小型化することができる。

【0050】

また第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２を別体で構成せずに、昇圧動作時または降圧動作時に、内部の磁束を強め合うように第１磁気結合リアクトルＬｃ１を構成すれば、リアクトルの小型化・軽量化・低コスト化を図ることができる。

【0051】

（実施の形態２）
図８は、実施の形態２に係る電力変換装置３の構成を説明するための図である。実施の形態２に係る電力変換装置３は、ＤＣ／ＡＣ変換部３５をさらに備える。ＤＣ／ＡＣ変換部３５は、ＤＣバスコンデンサＣ８、ＤＣ／ＡＣインバータ３６及び出力フィルタを含む。出力フィルタは、第３リアクトルＬ３、第４リアクトルＬ４及び出力コンデンサＣ９を含むＬＣフィルタである。

【0052】

ＤＣ／ＡＣ変換部３５の直流側は、直流バスを介してＤＣ／ＤＣ変換部３０と接続されている。当該直流バスにはＤＣバスコンデンサＣ８が接続され、直流バスの電圧が安定化されている。当該直流バスの電圧は、上記の高圧側直流部の電圧Ｅとなる。

【0053】

ＤＣ／ＡＣ変換部３５の交流側は、第１電圧線（Ｕ相）と中性線（Ｏ相）と第２電圧線（Ｖ相）の３線で単相３線式の系統４と接続されている。中性線（Ｏ相）はアースに接続されている。

【0054】

単相３線式の系統４は、中性線（Ｏ相）により第１系統電源４ａ（例えば、ＡＣ１００Ｖ）と第２系統電源４ｂ（例えば、ＡＣ１００Ｖ）に分圧されている。第１電圧線（Ｕ相）と中性線（Ｏ相）との間に第３のＹコンデンサＣ１０が接続され、中性線（Ｏ相）と第２電圧線（Ｖ相）との間に第４のＹコンデンサＣ２１が接続される。第３のＹコンデンサＣ１０及び第４のＹコンデンサＣ２０は、コモンモードノイズをアースに流して、コモンモードノイズを低減する作用を有する。

【0055】

出力フィルタを構成する第３リアクトルＬ３は第１電圧線（Ｕ相）に挿入され、第４リアクトルＬ４は第２電圧線（Ｖ相）に挿入される。出力コンデンサＣ９は、第１電圧線（Ｕ相）と第２電圧線（Ｖ相）間に接続される。本実施の形態では、第３リアクトルＬ３、第４リアクトルＬ４、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２に同一仕様のリアクトルを使用する。

【0056】

ＤＣ／ＡＣインバータ３６は双方向インバータであり、ＤＣ／ＤＣ変換部３０から直流バスを介して入力される直流電力を交流電力に変換する。出力フィルタは、ＤＣ／ＡＣインバータ３６から出力される電圧及び電流の高調波成分を減衰させ、系統４の正弦波に近づけて出力する。またＤＣ／ＡＣインバータ３６は、系統４から出力フィルタを介して入力される交流電力を直流電力に変換して直流バスに出力する。

【0057】

図９は、実施の形態２の応用例に係る電力変換装置３の構成を説明するための図である。実施の形態２の応用例では、第３リアクトルＬ３と第４リアクトルＬ４を、コアを共通にした第２磁気結合リアクトルＬｃ２で構成している。第３リアクトルＬ３と第４リアクトルＬ４の通電時に、相互に磁束を強め合う方向に閉磁路が形成されるように、第３リアクトルＬ３と第４リアクトルＬ４が共通のコアに設置される。実施の形態２では、ＤＣ／ＡＣ変換部３５に含まれる第２磁気結合リアクトルＬｃ２と、ＤＣ／ＤＣ変換部３０に含まれる第１磁気結合リアクトルＬｃ１に同一仕様の磁気結合リアクトルを使用する。

【0058】

以上説明したように実施の形態２によれば、実施の形態１と同様の効果を奏する。さらに、ＤＣ／ＤＣ変換部３０に使用されるリアクトルと、ＤＣ／ＡＣ変換部３５に使用されるリアクトルを共通化することで、量産効果がさらに大きくなり、リアクトルの単価をさらに下げることができる。

【0059】

以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

【0060】

上記実施の形態１、２では、フライングキャパシタ回路の構成例として、直列接続された４つのスイッチング素子と、１つのフライングキャパシタを使用する１段のフライングキャパシタ回路を例に挙げた。この点、さらに段数を増やしたフライングキャパシタ回路を使用することもできる。

【0061】

図１０（ａ）－（ｃ）は、フライングキャパシタ回路の構成例を示す図である。図１０（ａ）は１段のフライングキャパシタ回路を示す。図１０（ａ）に示すフライングキャパシタ回路は、上記実施の形態１、２で説明した回路構成と同様である。

【0062】

図１０（ｂ）は２段のフライングキャパシタ回路を示す。２段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２と、２つのフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２を備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／６Ｅの電圧を維持するように制御される。本明細書ではＥは、高圧側直流部の電圧を示す。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、１／６Ｅの電圧を維持するように制御される。

【0063】

図１０（ｃ）は３段のフライングキャパシタ回路を示す。３段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された６つのスイッチング素子Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３と、３つのフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３を備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／８Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、２／８Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から３番目のフライングキャパシタＣ１３は、６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２に対して並列に接続され、３／８Ｅの電圧を維持するように制御される。

【0064】

図１１は、Ｎ（Ｎは自然数）段のフライングキャパシタ回路を示す。Ｎ段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された（２Ｎ＋２）個のスイッチング素子Ｓ１ｎ、・・・、Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３、・・・、Ｓ４ｎと、Ｎ個のフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、・・・、Ｃ１ｎを備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、２／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から３番目のフライングキャパシタＣ１３は、６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２に対して並列に接続され、３／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。最も外側のフライングキャパシタＣ１ｎは、２Ｎ個のＳ１（ｎ－１）、・・・、Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３、・・・、Ｓ４（ｎ－１）に対して並列に接続され、Ｎ／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。

【0065】

図１、図７－図９に示した第１フライングキャパシタ回路３１及び第２フライングキャパシタ回路３２では、図１０（ａ）に示した１段のフライングキャパシタ回路を使用している。１段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路３１の中点と第２フライングキャパシタ回路３２の中点との間に３レベル（Ｅ、１／２Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１０（ｂ）に示した２段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路３１の中点と第２フライングキャパシタ回路３２の中点との間に５レベル（Ｅ、２／３Ｅ、１／２Ｅ、１／３Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１０（ｃ）に示した３段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路３１の中点と第２フライングキャパシタ回路３２の中点との間に７レベル（Ｅ、３／４Ｅ、５／８Ｅ、１／２Ｅ、３／８Ｅ、１／４Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１１に示したＮ段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路３１の中点と第２フライングキャパシタ回路３２の中点との間に（２Ｎ＋１）レベルの電圧を発生させることが可能となる。

【0066】

フライングキャパシタ回路の段数を増やすほど、安価で耐圧が低いスイッチング素子を使用することができる一方、使用するスイッチング素子の数が増大する。従って設計者は、トータルのコストとトータルの変換効率を考慮して、フライングキャパシタ回路の最適な段数を決定すればよい。また、高圧側直流部の電圧が１０００Ｖを超えるアプリケーションや、１００００Ｖを超えるアプリケーションでは、各スイッチング素子の耐圧を下げるために、フライングキャパシタ回路の段数を増やすことが有効である。

【0067】

図１２は、変形例１に係る電力変換装置３の構成を説明するための図である。変形例１に係る電力変換装置３は、単方向の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、低圧側直流部から高圧側直流部へは電力を伝送することができない。変形例１に係る電力変換装置３では、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の代わりに、４つのダイオード素子（第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、第５ダイオードＤ５及び第６ダイオードＤ６）が使用される。これにより、スイッチング素子とドライバの数を減らすことができ、コストを削減することができる。変形例１に係る電力変換装置３は例えば、第１直流電源１から基準電圧（例えば、ＤＣ１２Ｖ、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ４８Ｖ）を生成する降圧回路として使用可能である。

【0068】

図１３は、変形例２に係る電力変換装置３の構成を説明するための図である。変形例２に係る電力変換装置３は、単方向の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、高圧側直流部から低圧側直流部へは電力を伝送することができない。変形例２に係る電力変換装置３では、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８の代わりに、４つのダイオード素子（第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第７ダイオードＤ７及び第８ダイオードＤ８）が使用される。これにより、スイッチング素子とドライバの数を減らすことができ、コストを削減することができる。変形例２に係る電力変換装置３は例えば、太陽電池用の昇圧回路として使用可能である。

【0069】

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

【0070】

［項目１］
高圧側直流部と並列に直列接続された第１フライングキャパシタ回路（３１）及び第２フライングキャパシタ回路（３２）と、
低圧側直流部の正側端子と、前記第１フライングキャパシタ回路（３１）の中点間に接続された第１リアクトル（Ｌ１）と、
前記低圧側直流部の負側端子と、前記第２フライングキャパシタ回路（３２）の中点間に接続された第２リアクトル（Ｌ２）と、を備え、
前記第１フライングキャパシタ回路（３１）と前記第２フライングキャパシタ回路（３２）との間の接続点は、前記高圧側直流部の中間電位点に接続されることを特徴とする電力変換装置（３）。
中点に対して上下対称の回路構成にすることで、漏洩電流とコモンモードノイズを低減することができる。
［項目２］
前記第１フライングキャパシタ回路（３１）及び前記第２フライングキャパシタ回路（３２）を制御して、前記低圧側直流部から前記高圧側直流部へ昇圧動作で電力伝送、及び前記高圧側直流部から前記低圧側直流部へ降圧動作で電力伝送の少なくとも一方を実行可能な制御部（４０）をさらに備えることを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（３）。
これによれば、双方向に電力を伝送することができる。
［項目３］
前記第１フライングキャパシタ回路（３１）は、
直列接続された第１スイッチング素子（Ｓ１）、第２スイッチング素子（Ｓ２）、第３スイッチング素子（Ｓ３）及び第４スイッチング素子（Ｓ４）と、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）との接続点と、第３スイッチング素子（Ｓ３）と第４スイッチング素子（Ｓ４）との接続点との間に接続された第１フライングキャパシタ（Ｃ１）と、を含み、
前記第２フライングキャパシタ回路（３２）は、
直列接続された第５スイッチング素子（Ｓ５）、第６スイッチング素子（Ｓ６）、第７スイッチング素子（Ｓ７）及び第８スイッチング素子（Ｓ８）と、
前記第５スイッチング素子（Ｓ５）と第６スイッチング素子（Ｓ６）との接続点と、第７スイッチング素子（Ｓ７）と第８スイッチング素子（Ｓ８）との接続点との間に接続された第２フライングキャパシタ（Ｃ２）と、を含むことを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（３）。
高圧直流部と並列に、８個のスイッチング素子（Ｓ１－Ｓ８）を直列接続することにより、従来より低耐圧のスイッチング素子を使用することが可能となる。
［項目４］
前記制御部（４０）は、
前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオン状態、並びに前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオフ状態に制御する第１モード、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第６スイッチング素子（Ｓ６）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態 並びに前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第７スイッチング素子（Ｓ７）をオフ状態に制御する第２モード、
前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第７スイッチング素子（Ｓ７）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオン状態 並びに前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオフ状態に制御する第３モード、
前記第３スイッチング素子（Ｓ３）、前記第４スイッチング素子（Ｓ４）、前記第５スイッチング素子（Ｓ５）及び前記第６スイッチング素子（Ｓ６）をオン状態 並びに前記第１スイッチング素子（Ｓ１）、前記第２スイッチング素子（Ｓ２）、前記第７スイッチング素子（Ｓ７）及び前記第８スイッチング素子（Ｓ８）をオフ状態に制御する第４モード、
の４つのモードを使用して前記昇圧動作または前記降圧動作を実行することを特徴とする項目３に記載の電力変換装置（３）。
４つのモードを組み合わせて使用することにより、種々の制御が可能となる。
［項目５］
前記制御部（４０）は、
前記低圧側直流部の電圧と前記高圧側直流部の電圧との比率が設定値より小さい場合、前記第１モード、前記第２モード及び前記第３モードを使用し、前記比率が前記設定値より大きい場合、前記第１モード、前記第２モード及び前記第４モードを使用することを特徴とする項目４に記載の電力変換装置（３）。
当該比率に応じてモードを切り替えることにより、リアクトル（Ｌ１、Ｌ２）に蓄積するエネルギー量を変えることができる。
［項目６］
前記第１リアクトル（Ｌ１）と前記第２リアクトル（Ｌ２）が同一仕様のリアクトルであることを特徴とする項目１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置（３）。
これによれば、上下の対称性を確保することができ、漏洩電流とコモンモードノイズを低減することができる。
［項目７］
前記第１リアクトル（Ｌ１）と前記第２リアクトル（Ｌ２）は、磁気結合リアクトル（Ｌｃ１）を形成し、前記低圧側直流部から前記高圧側直流部へ電力伝送するための昇圧動作または前記高圧側直流部から前記低圧側直流部への電力伝送するための降圧動作時に、相互に磁束を強め合うことを特徴とする項目１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置（３）。
これによれば、小型化・軽量化・低コスト化を図ることができる。
［項目８］
前記高圧側直流部の電圧は、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣインバータ（３６）の直流端子に接続された直流バスの電圧であり、
前記ＤＣ／ＡＣインバータ（３６）と単相３線式の系統（４）との間の第１電圧線に第３リアクトル（Ｌ３）が挿入され、第２電圧線に第４リアクトル（Ｌ４）が挿入され、
前記第１リアクトル（Ｌ１）、前記第２リアクトル（Ｌ２）、前記第３リアクトル（Ｌ３）及び前記第４リアクトル（Ｌ４）が同一仕様のリアクトルであることを特徴とする項目１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置（３）。
これによれば、リアクトル（Ｌ１－Ｌ４）の量産効果を高めることができる。
［項目９］
前記第１リアクトル（Ｌ１）と前記第２リアクトル（Ｌ２）により形成される磁気結合リアクトル（Ｌｃ１）と、 前記第３リアクトル（Ｌ３）と前記第４リアクトル（Ｌ４）により形成される磁気結合リアクトル（Ｌｃ２）が同一仕様の磁気結合リアクトルであることを特徴とする項目８に記載の電力変換装置（３）。
これによれば、小型化・軽量化・低コスト化を図ることができる。

【符号の説明】

【0071】

１ 第１直流電源、 ２ 第２直流電源、 ３ 電力変換装置、 ４ 系統、 ４ａ 第１系統電源、 ４ｂ 第２系統電源、 ３０ ＤＣ／ＤＣ変換部、 ３１，３２ フライングキャパシタ回路、 ３５ ＤＣ／ＡＣ変換部、 ３６ ＤＣ／ＡＣインバータ、 ４０ 制御部、 Ｓ１－Ｓ８ スイッチング素子、 Ｄ１－Ｄ８ ダイオード、 Ｃ１，Ｃ２ フライングキャパシタ、 Ｃ３，Ｃ４ 分割コンデンサ、 Ｃ５ 入力コンデンサ、 Ｃ６，Ｃ７，Ｃ１０，Ｃ２０ Ｙコンデンサ、 Ｃ８ ＤＣバスコンデンサ、 Ｃ９ 出力コンデンサ、 Ｌ１－Ｌ４ リアクトル、 Ｌｃ１，Ｌｃ２ 磁気結合リアクトル。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】