【技術分野】

【0001】

【背景技術】

【0002】

【0003】

【0004】

【0005】

【0006】

【0007】

【0008】

【0009】

【0010】

【0011】

【0012】

【0013】

【0014】

【0015】

【0016】

【先行技術文献】

【発明の概要】

背景技術で述べたとおり、各問題に対して、それぞれ回路を変更または追加することで解決できるが、上述した２点の問題を同時に解決するものではないばかりか、別の問題点が生じるケースもあった。 従って、本発明の目的は、大型化、高コスト化、効率低下を回避しつつ、交流電源の広範囲の電圧変動に対して負荷に一定の電圧を供給し、かつ、双方向スイッチング素子のサージ電圧を抑制できる電力変換装置を提供することにある。

本発明に係る電力変換装置は、第１のリアクトルと第１の双方向スイッチング素子を直列に接続した第１の直列回路と、前記第１の双方向スイッチング素子と並列に接続されて、第２の双方向スイッチング素子とコンデンサを直列に接続した第２の直列回路と、ダイオードが逆並列に接続された２Ｎ個（但し、Ｎは自然数）のスイッチング素子を直列に接続した直列スイッチング素子と、この直列スイッチング素子と並列に接続されて、第１および第２の蓄電素子を直列に接続した直列蓄電素子と、この直列蓄電素子と並列に接続されて、第１および第２の整流素子を直列に接続した第１の直列整流素子と、前記２Ｎ個のスイッチング素子の中点から前記第２の双方向スイッチング素子とコンデンサとの接続点に接続された第２のリアクトルとを有し、前記第１および第２の蓄電素子の接続点は、前記第１の双方向スイッチング素子と前記第１のコンデンサの接続点に接続され、前記第１および第２の整流素子の接続点は、前記第１の双方向スイッチング素子と前記第２の双方向スイッチング素子の接続点に接続され、前記第１の直列回路に印加された交流を変換して前記コンデンサの両端から出力することを特徴とする。 上述した電力変換装置によれば、第１，第２の双方向スイッチング素子および／または、２Ｎ個のスイッチング素子を駆動することにより、交流電源電圧を昇降圧してコンデンサ（負荷両端）の電圧を一定に維持することができる。 更に、第１，第２の双方向スイッチング素子遮断時に、第１のリアクトルに蓄積されたエネルギーを、直列整流素子を介して直列蓄電素子で吸収することで、双方向スイッチング素子をサージ電圧から保護することができる。 また、本発明の電力変換装置は、装置の大型化、高コスト化を回避できる。 本発明に係る電力変換装置は、さらに前記第１の整流素子と並列に接続されて、第３および第４の整流素子を直列に接続した第２の直列整流素子を備え、前記第３および第４の整流素子の接続点は、前記第２の双方向スイッチング素子と前記コンデンサの接続点に接続されることを特徴とする。 上述した電力変換装置によれば、負荷側のインダクタンス成分に蓄積されたエネルギーを速やかに吸収でき、より確実に双方向スイッチング素子のサージ電圧を抑制することができる。 本発明に係る電力変換装置は、前記交流の電圧値を検出する電圧検出手段と、前記第１および第２の双方向スイッチング素子、前記第１および第２のスイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動制御部とを具備し、前記駆動制御部は、前記電圧検出手段が検出した交流の電圧値が所定の第１の電圧範囲内であるとき、前記第１の双方向スイッチング素子をオフし、前記第２の双方向スイッチング素子をオンするとともに、前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動して前記交流を昇圧し、前記直列蓄電素子の電圧を所定の電圧値に維持する第１モードと、前記交流の電圧値が前記第１の電圧範囲より低い所定の第２の電圧範囲であるとき、前記第１および第２の双方向スイッチング素子を駆動して前記交流を昇圧して前記コンデンサに与えて所定の電圧値に維持するとともに、前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動して前記交流を昇圧し、前記直列蓄電素子の電圧を所定の電圧値に維持する第２モードと、前記交流の電圧値が前記第２の電圧範囲より低いとき、前記第１および第２の双方向スイッチング素子をオフするとともに、前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動して前記直列蓄電素子に蓄えられた電力によって前記コンデンサの電圧を所定の電圧値に維持する第３モードと、前記交流の電圧値が前記第１の電圧範囲より高いとき、前記第１の双方向スイッチング素子をオフし、前記第２の双方向スイッチング素子を駆動して前記交流を降圧し、前記コンデンサの電圧を所定の電圧値に維持するとともに、前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動して前記交流を昇圧し、前記直列蓄電素子の電圧を所定の電圧値に維持する第４モードとを備えることを特徴とする。 上述した電力変換装置によれば、交流電源の広範囲な電圧変動に対して、交流電源電圧を昇降圧してコンデンサ（負荷両端）の電圧を一定に維持することができる。 また、前記各モードは、必要最低限の双方向スイッチング素子および半導体スイッチング素子を通過させるため、効率低下を回避できる。 本発明に係る電力変換装置は、前記駆動制御部は、前記交流の電圧値が前記第２の電圧範囲より低い所定の第３の電圧範囲内であり、かつ所定の時間内であるとき、前記第２の双方向スイッチング素子をオフし、前記第１の双方向スイッチング素子を駆動して前記交流を昇圧し、前記直列蓄電素子の電圧を所定の電圧値に維持するとともに、前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動して前記直列蓄電素子に蓄えられた電力によって前記コンデンサの電圧を所定の電圧値に維持する第５モードを備えることを特徴とする。 上述した電力変換装置によれば、交流電源で瞬時電圧低下が起きた場合でも、コンデンサ（負荷両端）の電圧を一定に維持することができる。 また、本発明の電力変換装置は、大電流が流れるのはごく短期間のため、リアクトルの大型化、高コスト化を回避できる。 本発明に係る電力変換装置は、前記駆動制御部は、前記交流の電圧値が前記第３の電圧範囲内であり、かつ所定の時間内であり、かつ前記交流の電圧位相が前記コンデンサの電圧位相と同期しているとき、前記第１および第２の双方向スイッチング素子を駆動して前記交流を昇圧するとともに、前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動して前記直列蓄電素子に蓄えられた電力によって前記コンデンサの電圧を所定の電圧値に維持する第６モードを備えることを特徴とする。 上述した電力変換装置によれば、前記蓄電素子が小容量であっても、第１，第２の双方向スイッチング素子を駆動させて前記交流から電力を供給することで、前記蓄電素子に蓄えられた電力の不足分を補うことができる。よって、第６モードは第５モードより確実に、瞬時電圧低下を補償することができる。もしくは、前記２Ｎ個のスイッチング素子および前記直列蓄電素子を小型化できる。 本発明に係る電力変換装置は、さらに前記交流の周波数を検出する周波数検出手段を備え、前記駆動制御部は、前記交流の電圧値が前記第３の電圧範囲以上であり、かつ前記周波数検出手段が所定の周波数範囲を逸脱していることを検出したとき、前記第２の双方向スイッチング素子をオフし、前記第１の双方向スイッチング素子を駆動して前記交流を昇降圧し、前記直列蓄電素子の電圧を所定の電圧値に維持するとともに、前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動して前記直列蓄電素子に蓄えられた電力によって前記コンデンサの電圧を所定の電圧値に維持する第７モードを備えることを特徴とする。 上述した電力変換装置によれば、交流電源周波数が異常となった場合でも、コンデンサ（負荷両端）の電圧を一定に維持することができる。 本発明に係る電力変換装置は、さらに前記２Ｎ個のスイッチング素子の接続点から前記第１および第２の蓄電素子の接続点に接続された第３の双方向スイッチング素子を備えることを特徴とする。 上述した電力変換装置によれば、前記第１〜７モードにおける前記２Ｎ個のスイッチング素子を駆動する動作を、前記２Ｎ個のスイッチング素子のうち、上アーム側スイッチング素子、下アーム側スイッチング素子、または、前記第３の双方向スイッチング素子のいずれか一つをオンするように駆動する動作に置き換えることで、前記コンデンサへの出力電圧を３レベル化することができる。従って、本発明の電力変換装置は、半導体スイッチング素子に印加される電圧の振幅値が小さくなるため、スイッチング損失の低減による高効率化ができる。また、前記第２のリアクトルを流れる電流のｄＩ／ｄｔが低減されるため、前記第２のリアクトルを小型化できる。

本発明の電力変換装置によれば、装置の大型化、高コスト化、効率低下をすることなく、交流電源の広範囲の電圧変動に対して負荷に一定の電圧を供給すること、および、双方向スイッチング素子のサージ電圧を抑制することを両立するという優れた効果を奏し得る。

【図面の簡単な説明】

【0039】

【図1A】本発明の第１〜３の実施形態の主回路を示す図である。

【図1B】本発明の第１〜３の実施形態の駆動制御部を示す図である。

【図2A】本発明の第４実施形態の主回路を示す図である。

【図2B】本発明の第４実施形態の駆動制御部を示す図である。

【図3】本発明の第５実施形態を示す回路図である。

【図4】本発明の第６実施形態を示す回路図である。

【図5】本発明の第７実施形態を示す回路図である。

【図6】従来技術１の実施形態を示す回路図である。

【図7A】従来技術１における双方向スイッチング素子の第１の構成例を示す回路図である。

【図7B】従来技術１における双方向スイッチング素子の第２の構成例を示す回路図である。

【図7C】従来技術１における双方向スイッチング素子の第３の構成例を示す回路図である。

【図7D】従来技術１における双方向スイッチング素子の第４の構成例を示す回路図である。

【図8】従来技術２の実施形態を示す回路図である。

【図9】従来技術３の実施形態を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。

図１Ａは本発明の実施例１による電力変換装置を示すものあって、図６と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図６に示す従来のものと同様である。また、図１Ｂは本発明の実施例１による電力変換装置を動作させるための制御信号を生成する駆動制御部を示すものである。 次に、した実施例１の回路構成を説明する。 本発明の実施例１による電力変換装置は、昇降圧チョッパ部１０、インバータ部２０ａ、整流部３０ａ、第１〜第３の電圧検出手段６１〜６３、駆動制御部７１で構成される。 昇降圧チョッパ部１０は、第１のリアクトル４と第１の双方向スイッチング素子６を直列に接続した第１の直列回路を備える。昇降圧チョッパ部１０は、第１の双方向スイッチング素子６と並列に接続されて、第２の双方向スイッチング素子５と第１のコンデンサ３を直列に接続した第２の直列回路で構成される。 インバータ部２０ａは、ダイオードが逆並列に接続された第１、第２の半導体スイッチング素子２４，２５を直列に接続した直列スイッチング素子を備える。このインバータ部２０ａは、前記直列半導体スイッチング素子２４，２５と並列に接続されて、第１、第２の蓄電素子２１，２２を直列に接続した直列蓄電素子を備える。また、インバータ部２０ａは、半導体スイッチング素子２４，２５の中点から第２の双方向スイッチング素子５と第１のコンデンサ３との接続点に接続された第２のリアクトル７を備える。そして、インバータ部２０ａは、蓄電素子２１，２２の接続点が、第１の双方向スイッチング素子６とコンデンサ３の接続点に接続されて構成される。 前記整流部３０ａは、第１、第２の整流素子１１，１２を直列に接続した第１の直列整流素子で構成される。この第１の直列整流素子１１，１２の接続点は、双方向スイッチング素子６と双方向スイッチング素子５の接続点に接続される。また、第１の直列整流素子１１，１２は、直列蓄電素子２１，２２と並列に接続されて、スナバ回路を構成する。 第１の電圧検出手段６１の検出端子は交流電源１の両端に接続される。第２の電圧検出手段６２の検出端子はコンデンサ３の両端に接続される。第３の電圧検出手段６３の検出端子は直列蓄電素子２１，２２の両端に接続される。 駆動制御部７１は、電圧範囲判定手段７２、電圧調節手段７４、ゲート駆動回路７５を備えている。 第１の電圧検出手段６１の出力端子は電圧範囲判定手段７２に接続される。第２の電圧検出手段６２および第３の電圧検出手段６３の出力端子は電圧調節手段７４に接続される。電圧範囲判定手段７２の出力端子は電圧調節手段７４に接続される。電圧調節手段７４の出力端子はゲート駆動回路７５に接続される。ゲート駆動回路７５の複数の出力端子は各スイッチング素子５，６，２４，２５に接続される。 次に、上述した実施例１に係る電力変換装置の動作を概略的に説明する。 駆動制御部７１において、コンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持するための制御信号が生成される。以下、コンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持する場合について記述するが、目標値として使用する電圧値は電圧実効値に限定されるものではない。駆動制御部７１における制御信号の生成手段は後述する。 各スイッチング素子５，６，２４，２５は、駆動制御部７１で生成された制御信号が制御端子に入力されることで駆動される。各スイッチング素子５，６，２４，２５が駆動されることで、リアクトル４および第１、第２の蓄電素子２１，２２に蓄積されたエネルギーの少なくとも一方がコンデンサ３に供給される。すると、コンデンサ３の電圧は所定の電圧実効値に維持される。 続いて、駆動制御部７１の動作を詳細に説明する。駆動制御部７１の電圧範囲判定手段７２は電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値がどの電圧範囲にあるかを判定する。電圧範囲判定手段７２の判定結果によって複数ある動作モードの中から一つの動作モードが選択される。以下、電圧範囲判定手段７２による電圧範囲の判定に使用される閾値、および、電圧検出手段６１によって検出される電圧値は、電圧実効値を使用した場合について記述するが、これらは、電圧実効値に限定されるものではない。各動作モードの詳細は後述する。 電圧調節手段７４では、双方向スイッチング素子５，６用の制御信号、および、半導体スイッチング素子２４，２５用の制御信号の二組の制御信号が生成される。この二組の制御信号は、後述する第１、または、第２の機能で生成される。また、双方向スイッチング素子５，６用の制御信号は、前記動作モードに応じて、さらに第３の機能が付加される。 第１の機能では、電圧検出手段６２によって検出されたコンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持するための制御信号を生成する。第２の機能では、電圧検出手段６３によって検出された蓄電素子２１，２２の両端電圧を所定の電圧実効値に維持するための制御信号を生成する。第３の機能では、前記第１、第２の機能において生成される制御信号を、双方向スイッチング素子５，６の少なくとも一方のスイッチング素子を常時オンまたは常時オフさせる制御信号に置き換えて生成する。 ゲート駆動回路７５は、電圧調節手段７４で生成された二組の制御信号を各スイッチング素子５，６，２４，２５駆動用の信号に変換して、制御端子に出力する。 図１Ｂに示す駆動制御部は上述したように、動作モードを選択し、スイッチング素子の制御信号を生成して出力するための論理の一例である。従って、本発明に係る効果を発揮することができれば、図１Ｂに示すブロック図に限定されるものではない。 次に、上述した実施例１の各動作モードを説明する。 ＜動作モード１＞
動作モード１は、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が、電圧範囲判定手段７２によって、所定の第１の電圧範囲内であると判定された場合に選択される。ここでは第１の電圧範囲を例えば定格電圧実効値の９０％〜１１０％とする。 昇降圧チョッパ部１０では、第１の機能に第３の機能が付加されて生成される制御信号により、双方向スイッチング素子６がオフされ、双方向スイッチング素子５がオンされる。これにより、交流電源１の電圧は、コンデンサ３に直接印加される。 インバータ部２０ａでは、第２の機能で生成される制御信号により、半導体スイッチング素子２４，２５が排他的にオンオフされることで、コンデンサ３の電圧を昇圧して蓄電素子２１，２２に供給する。このようにして、コンデンサ３のエネルギーを使って、駆動制御部７１が蓄電素子２１，２２の両端電圧を所定の電圧実効値に維持する。 ＜動作モード２＞
動作モード２は、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が、電圧範囲判定手段７２によって、第１の電圧範囲より低い所定の第２の電圧範囲内であると判定された場合に選択される。ここでは第２の電圧範囲を例えば定格電圧実効値の５０％〜９０％とする。 昇降圧チョッパ部１０では、第１の機能で生成される制御信号により、双方向スイッチング素子５，６が排他的にオンオフされることで交流電源１の電圧を昇圧してコンデンサ３に供給する。このようにして、交流電源１のエネルギーを使って、駆動制御部７１がコンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 インバータ部２０ａでは、第２の機能で生成される制御信号により、半導体スイッチング素子２４，２５が排他的にオンオフされることでコンデンサ３の電圧を昇圧して蓄電素子２１，２２に供給する。このようにして、コンデンサ３のエネルギーを使って、駆動制御部７１が蓄電素子２１，２２の両端電圧を所定の電圧実効値に維持する。 ＜動作モード３＞
動作モード３は、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が、電圧範囲判定手段７２によって、第２の電圧範囲より低いと判定された場合に選択される。ここでは第２の電圧範囲より低い電圧範囲を例えば定格電圧実効値の０％〜５０％とする。 昇降圧チョッパ部１０では、第１の機能に第３の機能が付加されて生成される制御信号により、双方向スイッチング素子５，６がオフされる。これにより、コンデンサ３が交流電源１から切り離された状態にする。 インバータ部２０ａでは、第１の機能で生成される制御信号により、半導体スイッチング素子２４，２５が排他的にオンオフされることで蓄電素子２１，２２のエネルギーをコンデンサ３に供給する。このようにして、蓄電素子２１，２２のエネルギーを使って、駆動制御部７１がコンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 ＜動作モード４＞
動作モード４は、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が、電圧範囲判定手段７２によって、所定の第１の電圧範囲より高いと判定された場合に選択される。ここでは所定の第１の電圧範囲より高い電圧範囲を例えば定格電圧実効値の１１０％より高いとする。 昇降圧チョッパ部１０では、第１の機能に第３の機能が付加されて生成される制御信号により、双方向スイッチング素子６がオフされるとともに双方向スイッチング素子５がオンオフされることで交流電源１の電圧を降圧してコンデンサ３に供給する。このようにして、交流電源１のエネルギーを使って、駆動制御部７１がコンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 インバータ部２０ａでは、第２の機能で生成される制御信号により、半導体スイッチング素子２４，２５が排他的にオンオフされることでコンデンサ３の電圧を昇圧して蓄電素子２１，２２に供給する。このようにして、コンデンサ３のエネルギーを使って、駆動制御部７１が蓄電素子２１，２２の両端電圧を所定の電圧実効値に維持する。 次に、上述した実施例１の効果を説明する。 大多数の負荷装置において、一定量、例えば±１０％の入力電源電圧実効値の変動が許容されている。このとき、本発明の電力変換装置は、双方向スイッチング素子５をオン、双方向スイッチング素子６をオフすることで、交流電源１の電圧がコンデンサ３に印加されるので、スイッチング損失が全く発生しない。 同時に、本発明の電力変換装置は、電圧補償時の動作に備え、駆動制御部７１が半導体スイッチング素子２４，２５を駆動することで、蓄電素子２１、２２の電圧を所定の電圧実効値に維持する。一旦、蓄電素子２１、２２が充電されれば漏れ電流相当のエネルギーを供給すればよい。よって、半導体スイッチング素子２４、２５の通過電流は極めて小さく、その損失は無視できる程度になる。 本発明の電力変換装置は、端子Ｓ，Ｖおよびインバータ部２０ａの端子Ｖiが同電位である。すなわち、交流電源１の電位は、蓄電素子２１，２２の中性点の電位に対して固定されている。従って、整流素子１１，１２と蓄電素子２１、２２は双方向スイッチング素子５，６のスナバ回路（いわゆるクランプスナバ回路）として動作する。よって、本発明の電力変換装置は、双方向スイッチング素子５，６遮断時のエネルギー、または双方向スイッチング素子全オフ時のリアクトルのエネルギーを吸収することができるため、サージ電圧を抑制できる。 本発明の電力変換装置は、降圧動作時、双方向スイッチング素子６を常にオフとし、双方向スイッチング素子５によって電源電圧Ｖｉｎのチョッパ動作をする。また、双方向スイッチング素子５がオフの際の、リアクトル４に蓄積されたエネルギーは、インバータ部２０ａを介して電源に回生される。このとき、インバータを通過する電力は電圧補償分だけであり、損失を低減することができる。

実施例２による電力変換装置の構成は実施例１と同様であるので省略する。 実施例２による電力変換装置の動作は実施例１の動作モード１〜４を備え、さらに、動作モード５を備える。 ＜動作モード５＞
動作モード５は、次の二つの条件を満たすと選択される。第１の条件は、電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が、電圧範囲判定手段７２によって、第２の電圧範囲より低い所定の第３の電圧範囲内であると判定された場合である。ここでは第２の電圧範囲より低い所定の第３の電圧範囲を例えば定格電圧実効値の１０％〜５０％とする。第２の条件は、交流電源１の電圧低下が所定の時間内であることである。ここでは前記所定の時間を例えば数１０ｍｓ〜１ｓとする。なお、実施例２では、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が次の二つの状態の時、前述したとおり動作モード３が選択される。
状態１：前記所定の時間を超えて第３の電圧範囲内にある。
状態２：第３の電圧範囲より低い。 昇降圧チョッパ部１０では、第２の機能に第３の機能が付加されて生成される制御信号により、双方向スイッチング素子５がオフされるとともに双方向スイッチング素子６がオンオフされることで交流電源１の電圧を昇圧して蓄電素子２１，２２に供給する。このようにして、交流電源１のエネルギーを使って、駆動制御部７１が蓄電素子２１，２２の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 インバータ部２０ａでは、第１の機能で生成される制御信号により、半導体スイッチング素子２４，２５が排他的にオンオフされることで蓄電素子２１，２２の電圧を昇圧してコンデンサ３に供給する。このようにして、蓄電素子２１，２２のエネルギーを使って、駆動制御部７１がコンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 上述した実施例２では、図１Ａ，１Ｂに示した電力変換装置において、整流部３０ａで交流から直流に変換し、インバータ部２０ａで直流から交流に変換する、いわゆるダブルコンバータ動作をする。このダブルコンバータ動作は、全電力が２つの変換器（整流部３０ａおよびインバータ部２０ａ）を通過するため、交流昇圧チョッパ動作時よりも損失が増加する。しかしながら、上述した実施例２で想定される瞬時電圧低下は、通常、数１０mｓ〜１ｓと短時間である。よってダブルコンバータ動作による損失増加は問題にならない。 また、スイッチング素子やリアクトルの熱時定数は、想定される瞬時電圧低下時間よりも大きい。よって、リアクトル４と双方向スイッチング素子６が破壊することはない。なお、蓄電素子２１，２２をバッテリとすることで、本装置を無停電電源装置として使用することも可能である。

実施例３による電力変換装置の構成は実施例１と同様であるので省略する。 実施例３による電力変換装置の動作は実施例１の動作モード１〜４を備え、さらに、動作モード６を備える。実施例３による電力変換装置はさらに動作モード５を備えていてもよい。 ＜動作モード６＞
動作モード６は、次の三つの条件を満たすと選択される。第１の条件は、電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が、電圧範囲判定手段７２によって、第３の電圧範囲内であると判定された場合である。第２の条件は、交流電源１の電圧低下が所定の時間内であることである。第３の条件は、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧位相がコンデンサ３の電圧位相と同期していることである。同期検出手段は公知技術であり、説明は省略する。なお、実施例３では、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が次の三つの状態の時、前述したとおり動作モード３が選択される。また、状態３の場合に限り、動作モード５が選択されても良い。
状態１：前記所定の時間を超えて第３の電圧範囲内にある。
状態２：第３の電圧範囲より低い。
状態３：コンデンサ３の電圧位相と同期していない。 昇降圧チョッパ部１０では、第１の機能で生成される制御信号により、双方向スイッチング素子５，６が排他的にオンオフされることで交流電源１の電圧を昇圧してコンデンサ３に供給する。このようにして、昇降圧チョッパ部１０は、交流電源１からコンデンサ３に電力を供給する。 インバータ部２０ａでは、第１の機能で生成される制御信号により、半導体スイッチング素子２４，２５が排他的にオンオフされることで蓄電素子２１，２２のエネルギーをコンデンサ３に供給する。このようにして、インバータ部２０ａは蓄電素子２１，２２からコンデンサ３に電力を供給する。 上述した実施例３では、昇降圧チョッパ部１０とインバータ部２０ａが供給電力を分担してコンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 なお、蓄電素子２１，２２が小容量であっても、昇降圧チョッパ部１０を同時に動作させ、交流電源１から電力を供給することで、蓄電素子に蓄えられた電力の不足分を補うことができる。よって、動作モード６は動作モード５より確実に、瞬時電圧低下を補償できる。また、蓄電素子２１，２２は、完全停電の補償機能（動作モード３）を省略する場合に限り、小容量化することができる。すなわち、電力変換装置の小型化、低コスト化が可能となる。さらに、半導体スイッチング素子２４，２５を小型化できるという効果も有する。

図２Ａ，２Ｂは本発明の実施例４による電力変換装置を示すものである。 実施例４による電力変換装置の基本的な構成は実施例１と同様である。実施例４では、実施例１の構成に加え、周波数検出手段６４および周波数判定手段７３を備える。 周波数検出手段６４の検出端子は交流電源１の両端に接続される。周波数判定手段７３は、駆動制御部７１に設けられている。周波数検出手段６４の出力端子は周波数判定手段７３に接続され、周波数判定手段７３の出力端子は、電圧調節手段７４に接続される。 実施例４による電力変換装置の動作は実施例１の動作モード１〜４を備え、さらに、動作モード７を備える。実施例４による電力変換装置はさらに動作モード５，６を備えていてもよい。 ＜動作モード７＞
動作モード７は、次の二つの条件を満たすと選択される。第１の条件は、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が、電圧範囲判定手段７２によって、所定の第２の電圧範囲以上であると判定された場合である。第２の条件は、周波数検出手段６４によって検出された交流電源１の電圧が、周波数判定手段７３によって、所定の周波数範囲を逸脱していると判定されることである。ここでは第２の電圧範囲以上の電圧範囲を例えば定格電圧実効値の５０％以上とする。また、所定の周波数範囲を例えば定格周波数±０．２Ｈｚとする。なお、周波数判定手段７３によって、所定の周波数範囲を逸脱していると判定された場合、電圧範囲判定手段７２による動作モードの選択より優先して動作モード７が選択される。さらに、周波数検出手段６４によって検出された交流電源１の電圧が、所定の周波数範囲を逸脱している状態であり、かつ、第１の電圧検出手段６１によって検出された交流電源１の電圧実効値が第２の電圧範囲より低い場合は、前述したとおり動作モード３が選択される。 昇降圧チョッパ部１０では、第２の機能に第３の機能が付加されて生成される制御信号により、双方向スイッチング素子５がオフされるとともに双方向スイッチング素子６がオンオフされることで交流電源１の電圧を昇圧して蓄電素子２１，２２に供給する。このようにして、交流電源１のエネルギーを使って、駆動制御部７１が蓄電素子２１，２２の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 インバータ部２０ａでは、第１の機能で生成される制御信号により、半導体スイッチング素子２４，２５が排他的にオンオフされることで蓄電素子２１，２２の電圧を昇圧してコンデンサ３に供給する。このようにして、蓄電素子２１，２２のエネルギーを使って、駆動制御部７１がコンデンサ３の電圧を所定の電圧実効値に維持する。 上述した実施例４では、実施例３と同様にダブルコンバータ動作する。このダブルコンバータ動作は、例えば電源周波数異常時など、交流電源電圧と負荷電圧が同期していない場合でも負荷電圧を一定にすることができる。また、実施例４の電力変換装置では、交流電源１の電圧位相と負荷の電圧位相が再同期するまでの短時間（０〜数ｓ）であるので、その損失は問題にならない。

図３は本発明の実施例５による電力変換装置を示すものである。なお、駆動制御部７１は主回路に対応して実施例１とは異なるものとなるが、図面は省略する。 実施例５による電力変換装置の基本的な構成は実施例１と同様であり、整流部３０ａを整流部３０ｂに置き換えたものである。 整流部３０ｂは第１の直列整流素子と並列に接続されて、第３、第４の整流素子１３，１４を直列に接続した第２の直列整流素子で構成される。第３、第４の整流素子１３，１４の接続点は、双方向スイッチング素子５とコンデンサ３の接続点に接続される。また、第２の直列整流素子は、直列蓄電素子と並列に接続されることで、スナバ回路を構成する。 実施例５による電力変換装置の動作は実施例１〜４の動作モード１〜７と同様である。 上述した実施例５では、事故発生時等に各半導体スイッチング素子５，６，２４，２５が全オフした場合、負荷のインダクタンス成分に蓄積されたエネルギーがスナバ回路によって吸収される。このエネルギーの吸収動作は、リアクトル７を介した半導体スイッチング素子２４，２５の寄生ダイオードによる動作より速やかなため、より確実にサージ電圧を抑制することができる。

図４は本発明の実施例６による電力変換装置を示すものである。なお、駆動制御部７１は主回路に対応して実施例１とは異なるものとなるが、図面は省略する。 実施例６による電力変換装置の基本的な構成は実施例５と同様であり、インバータ部２０ａをインバータ部２０ｂに置き換えたものである。 インバータ部２０ｂはインバータ部２０ａに加え、第３の双方向スイッチング素子２３を備える。双方向スイッチング素子２３は蓄電素子２１，２２の接続点と半導体スイッチング素子２４，２５の接続点に接続され、３レベルインバータを構成する。なお、インバータ部２０ｂの構成は、前述のように交流電位が直流電位に対して固定されていればよく、これに限定されるものではない。 実施例６による電力変換装置の基本的な動作は実施例１〜４の動作モード１〜７と同様である。実施例１の動作との相違点は、インバータ部２０ｂが一般に知られた３レベルインバータとして動作することである。 上述した実施例６では、インバータ部２０ｂが３レベルインバータで構成され、スイッチング時の電圧振幅値およびリアクトル７に印加する電圧が半分になるため、半導体スイッチング素子２４，２５の損失低減およびリアクトル７の小型化ができる。

図５は本発明の実施例６による電力変換装置を示すものである。なお、駆動制御部７１は主回路に対応して実施例１とは異なるものとなるが、図面は省略する。 実施例７による電力変換装置は、実施例５を三相回路に適用したものであり、基本的な構成は実施例５と同様である。 図５に示した例では昇降圧チョッパ部１０とインバータ部２０ａを、それぞれ三相かつＶ結線化し、蓄電素子２１，２２の接続点がＶ相出力と接続されて構成される。なお、インバータ部２０ｃの構成もこれに限定されるものではなく、例えば図４に示したように３レベル化し、かつＶ結線としたものであってもよい。 実施例７による電力変換装置の基本的な動作は実施例１〜４の動作モード１〜７と同様である。 上述した実施例７においても、交流電源の広範囲の電圧変動に対する電圧補償、および、双方向スイッチング素子のサージ電圧抑制の両立を実現できる。

【符号の説明】

【0113】