【数1】

【数2】

【数3】

【数4】

【技術分野】

【0001】

【背景技術】

【0002】

【先行技術文献】

【発明の概要】

の従来技術は、何れもアナログ制御装置に適用されるものであるが、デジタル制御装置においても、構成部材を保護するために、スイッチ電流を監視し、過電流を検出したときに制限制御を行うことが想起される。
図１は電力変換回路の従来の制御装置を示す図である。
図１において、電力変換回路９は、電源９１側のスイッチ（図１では、トランジスタ）９２と、スイッチ９２に直列接続されたリアクトル９３と、スイッチ９２とリアクトル９３との接続点とグランドＧとの聞に接続されたフライホイールダイオード９４と、リアクトル９３に直列に接続された電流検出用抵抗９５と、リアクトル９４の出力端子とグランドＧとの聞に接続されたキャパシタ９６とからなる。電力変換回路９の出力端子には負荷ＲＯが接続されている。 制御装置８は、比較回路８１と、制御モード決定部８２と、制御信号生成部８３とを備えており、比較回路８１は電流検出用抵抗９５により生成された電圧ｅ_ｓを取得し、これをプリセット電圧Ｖ_ｓｅｔと比較する。
制御モード決定部８２は、ｅ_ｓ＜Ｖ_ｓｅｔのときは定電圧モードを選択し、ｅ_ｓ≧Ｖ_ｓｅｔのときは、電流制限モードを選択する。制御信号生成部８３は、ドライブ回路ＤＲＶに駆動信号Ｎ_ＤＲＶを送出し、ドライブ回路ＤＲＶはスイッチ９２にオン・オフ信号Ｓ_Ｔｏｎを出力する。 図２に示すように、制御モードが定電圧モードから電流制限モードに移行した場合にフィードバックゲインが大きいとｅ_ｏやｉ_Ｌに振動が生じ、フィードパックゲインが小さいとｅ_ｏやｉ_Ｌが収束するまでの時聞が長くなる。
したがって、図１に示した制御装置では、安定性が高い設計を行うことが困難となる。 本発明の目的は、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束する電力変換回路の制御装置を提供することである。

本発明に係る電力変換回路の制御装置は以下のような特徴を有する。
（１）
通常モードでの動作中に所定部位を流れる電流が制限値を超えたときに、電流制限モードでの動作に移行する電力変換回路の制御装置であって、
前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを検出する過電流検出部と、
前記通常モードでの制御信号を生成する第１制御部と、
前記電流制限モードでの制御信号を生成する第２制御部と、
前記所定部位を流れる電流が前記制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出していないときは、前記第１制御部が生成する制御信号を選択し、前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出したときは、前記第２制御部が生成する制御信号を選択する制御信号選択部と、
を備え、
前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧を含む、時間に依存する動特性演算式に基づき前記通常モードでの制御信号を生成し、
前記第２制御部は、前記電力変換回路に接続された負荷のインピーダンスを検出または推定し、前記インピーダンスの値と出力電流プリセット値を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき前記電流制限モードでの制御信号を生成する、
電力変換回路の制御装置。
ここで、「通常モード」は、換言すると、定常状態または安定状態における制御モードである。
また、「電流制限モード」は、所定部位に所定値以上の電流が流れたときに、当該電流を出力電流プリセット値に収束させる制御モードである。
制御信号は、電力変換回路を構成する電力変換用スイッチの、オンタイム、オフタイムまたはオン・オフタイムの時間長に係るものである。

「時間に依存する」とは、いわゆる動特性や過渡特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を少なくともひとつ含むことである。逆に、「時間に依存しない」とは、いわゆる静特性あるいは定常特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を含まないことである。 （２）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記所定部位が、前記電力変換回路の出力端子、前記電力変換回路を構成する素子である、
電力変換回路の制御装置。
電力変換回路を構成する素子は、具体的には、電力変換用スイッチ（トランジスタ・サイリスタ等）またはリアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードである。 （３）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
前記負荷インピーダンス検出部は、
前記電力変換回路の出力電圧と出力電流とに基づき前記負荷のインピーダンスを検出し、または、
前記電力変換回路の出力電圧と、前記出力電流と同一とみなせる電流に基づき前記負荷のインピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。 （４）
前記所定部位が電力変換用スイッチである（２）に記載の電力変換回路の制御装置において、
さらに、前記電力変換回路の出力電圧値を検出する出力電圧検出部と、前記電力変換回路の電力変換用スイッチの電流値を検出するスイッチ電流検出部を備え、
前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
前記負荷インピーダンス検出部は、前記電力変換回路の出力電圧値とスイッチ電流値に基づき前記負荷インピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。 （５）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記負荷のインピーダンスの値が当該インピーダンスの絶対値である、
電力変換回路の制御装置。
負荷インピーダンスが抵抗である場合には負荷インピーダンスの値は抵抗値であるが、負荷インピーダンスが容量性または誘導性である場合には、負荷インピーダンスの値はインピーダンスの絶対値とすることができる。 （６）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧に基づき、
前記第２制御部は、さらに前記電力変換回路の入力電圧をパラメータとする、
電力変換回路の制御装置。 （７）
（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記制御信号が、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量である、
電力変換回路の制御装置。 （８）
前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである（６）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
ｅ_ｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}：出力電流のプリセット値
Ｅ_ｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｎ_Ｔｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａ_ｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_ｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_Ｅｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇ_ｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_ｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_Ｅｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス （９）
前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである（６）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
ｅ_ｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}：出力電流のプリセット値
Ｅ_ｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎ_ｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎ_ｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｎ_Ｔｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａ_ｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_ｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_Ｅｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇ_ｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_ｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_Ｅｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス （１０）
前記所定部位が電力変換用スイッチである（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記電力変換用スイッチを流れる電流を積分する積分回路を備え、
前記第１制御部はＰＩＤ制御、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づく第１時間量Ｔ１に、前記積分回路による前記電流の積分が開始してから積分値が所定値（しきし値）に達するまでの第２時間量を付加することで電力変換用スイッチのオンタイムを算出し、
過電流検出部は、前記第２時間量が所定値を下回ったときに、前記電力変換用スイッチを流れる電流が制限値を超えたと判断する、
電力変換回路の制御装置。 （１１）
前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである（１０）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
ｅ_ｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}：出力電流のプリセット値
Ｅ_ｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖ_ｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｎ_Ｔｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａ_ｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス （１２）
前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである（１０）に記載の電力変換回路の制御装置において、
前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
ｅ_ｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}：出力電流のプリセット値
Ｅ_ｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖ_ｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎ_ｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎ_ｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｎ_Ｔｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒ_ｏ：負荷抵抗
Ａ_ｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉ_ｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス

本発明によれば、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。

【図面の簡単な説明】

【0021】

【図1】電力変換回路の従来の制御装置の説明図である。

【図2】図２は、図１の制御装置により電流制限を行う場合の出力電圧と出力電流を示す波形図である。

【図3】図３は、本発明の第１実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。

【図4】図４は、図３の制御装置の処理を示すフローチャートである。

【図5】図５は、図３に示した制御装置において、制御モードが定電圧モードから電流制限モードへの移行する場合の動作説明図である。 図５（Ａ）は、出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}が定電流特性を示す場合を示している。 図５（Ｂ）は、出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}がドルーピング特性を示す場合を示している。 図５（Ｃ）は、出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}がフォールバック特性を示す場合を示している。

【図6】図６は、図３に示した制御装置により電流制限を行う場合の、電力変換回路の出力電圧および出力電流、ならびに制御回路が生成するドライブ信号および制御量を示す図である。

【図7】図７は、本発明の第２実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。

【図8】図８は本発明の第３実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。

【図9】図９は、図８に示した制御装置の処理を示すフローチャートである。

【図10】図１０は、図８に示した制御装置において、制御モードが通常モードから電流制限モードへの移行する場合の波形図である。 図１０（Ａ）は定電圧モード（本発明における通常モード）における波形図である。 図１０（Ｂ）は電流制限モードへの移行したときの波形図である。

【図11】図１１は本発明の制御装置の第４実施形態を示す説明図である。

【発明を実施するための形態】

《第１実施形態》
図３は本発明の制御装置の第１実施形態を示す説明図である。
図３において、電力変換回路４は、電源４１（電圧Ｅ_ｉ）と、電力変換用スイッチ４２（「Ｔｒ」）と、リアクトル（「Ｌ」）４３と、フライホイールダイオード（「Ｄ_Ｆ」）４４と、電流検出用抵抗（「Ｒ_ｓ」）４５と、キャパシタ４６とからなる。この電力変換回路４は、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
電源４１（電圧Ｅ_ｉ）は直流電源であり、電源４１には電力変換用スイッチ４２（「Ｔｒ」）が直列接続されている。電力変換用スイッチ４２にはリアクトル（「Ｌ」）４３が直列接続され、電力変換用スイッチ４２とリアクトル４３との接続点とグランドＧとの聞にフライホイールダイオード（「Ｄ_Ｆ」）４４が接続されている。電流検出用抵抗（「Ｒ_ｓ」）４５は、リアクトル４３に直列に接続されている。たキャパシタ４６は、リアクトル４３の出力側の端子とグランドＧとの聞に接続されている。電力変換回路４の出力端子には負荷抵抗（本発明における負荷インピーダンスに相当する）Ｒ_ｏが接続されている。

図３において、制御装置１は、電力変換回路４の電力変換用スイッチ４２のスイッチング制御（オンタイム制御、オフタイム制御またはオンタイム・オフタイム制御）を行う。
制御装置１は、過電流検出部１１と、第１制御部１２と、第２制御部１３と、制御モード選択部１４とを備えている。
制御装置１の前段には、出力電圧検出部２１と、出力電流検出部２２と、入力電圧検出
部２３とが備えられている。

出力電圧検出部２１は、前置増幅器２１１とＡ−Ｄ変換器２１２とからなり、電力変換回路４の出力電圧ｅ_ｏを検出する。
出力電流検出部２２は、前置増幅器２２１とＡ−Ｄ変換器２２２とからなり、電力変換回路４の出力電流ｉ_ｏを相当電圧ｅ_ｓとして検出する。
入力電圧検出部２３は、前置増幅器２３１とＡ−Ｄ変換器２３２とからなり電力変換回路４の入力電圧Ｅ_ｉを検出する。

過電流検出部１１は、電力変換回路４の出力端子を流れる電流（すなわち出力電流ｉ_ｏ）が制限値を超えたか否かを検出する。
第１制御部１２は、時間経過に依存する関数に基づく通常モード（本実施形態では定電圧モード）での制御を行う。つまり、第１制御部１２は、通常モードでの制御信号を生成する。
第２制御部１３は、負荷インピーダンス検出部１３１と、制御量計算部１３２とからなり、電流制限モードでの制御を行う。つまり、第２制御部１３は、電流制限モードでの制御信号を生成する。
ここで、「通常モード」は、換言すると、定常状態または安定状態における制御モードである。「電流制限モード」は、所定部位に所定値以上の電流が流れたときに、当該電流を出力電流プリセット値に収束させる制御モードである。第１制御部１２および第２制御部１３が生成する制御信号は、電力変換回路を構成する電力変換用スイッチの、オンタイム、オフタイムまたはオン・オフタイムの時間長に係るものである。制御信号は、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量であってもよい。
また、「時間（経過）に依存する」とは、いわゆる動特性や過渡特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を少なくともひとつ含むことである。逆に、「時間に依存しない」とは、いわゆる静特性あるいは定常特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を含まないことである。

負荷インピーダンス検出部１３１は、出力電圧検出部２１の検出結果（電力変換回路４の出力電圧ｅ_ｏ）と、出力電流検出部２２の検出結果（電力変換回路４の出力電流ｉ_ｏ）とに基づき、電力変換回路４の負荷インピーダンスＲ_ｏを検出する。なお、負荷インピーダンス検出部１３１が検出する負荷インピーダンスＲ_ｏは、複素インピーダンスの絶対値である。なお、本実施例では、負荷が抵抗性であるので、負荷インピーダンスはＲ_ｏで表されている。

制御量計算部１３２は、負荷インピーダンスＲ_ｏの値と、電力変換回路４の出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}とをパラメータとし、時間経過に依存しない関数に基づく定電流制御を行う。
制御モード選択部１４は、過電流検出部１１が電力変換回路４の所定部位（図３では電流検出用抵抗４５）を流れる電流が制限値ｉ_ｏｃを超えたか否かにより、第１制御部１２または第２制御部１３からの信号を選択する。つまり、制御モード選択部１４は、所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを過電流検出部１１が検出していないときは、第１制御部１２が生成する制御信号を選択し、所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを過電流検出部１１が検出したときは、第２制御部１３が生成する制御信号を選択する制御信号選択部として機能している。

すなわち、第２制御部１３は、過電流検出部１１が所定部位（図３では電流検出用抵抗４５）を流れる電流が制限値ｉ_ｏｃを超えたことを検出したときに動作する。
ドライブ回路３は制御モード選択部１４からのドライブ信号（Ｎ_{Ｄｒｉｖｅ}）を受け取り、電力変換回路４の電力変換用スイッチ４２に信号を送出する。

図４は、図３の制御装置１の処理を示すフローチャートである。
図４の処理は、たとえばｉ_ｏのサンプリングサイクルごとに行ってもよいし、１回のスイッチング周期に複数回行ってもよいし、複数回のスイッチング周期に１回行ってもよい。
図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、図３の制御装置１において、制御モードが定電圧モードから電流制限モードへの移行する場合の動作説明図である。
図４および図５により、図３の制御装置１の動作を説明する。
制御装置１が、出力電圧設定値をｅ_ｏ＿１として定電圧モードで動作しているものとする。
図５に示されるように、定電圧モードＩにおいては、負荷抵抗がＲ_ｏであり、出力電圧ｅ_ｏと第１出力電圧設定値ｅ_ｏ＿１との偏差がゼロとなる動特性演算式に基づいて制御される。
この場合、制御モード選択部１４は、第１制御部１２からの信号を選択する。第１制御部１２は、出力電圧ｅ_ｏを検出し、出力電圧プリセット値ｅ_ｏ＿１に対応する制御量Ｔ_{ｏｎ＿ＰＩＤ}を求め、ドライブ回路が処理可能な制御量Ｎ_ＰＩＤとしてドライブ回路に送出する（Ｓ１１０）。このように、第１制御部１２は、電力変換回路４の少なくとも出力電圧ｅ_ｏを含む、時間に依存する動特性演算式に基づき通常モードでの制御信号Ｎ_ＰＩＤを生成する。

出力電流検出部２２は、電力変換回路４の出力電流ｉ_ｏを検出している（Ｓ１２０）。過電流検出部１１は、出力電流検出部２２から、出力電流ｉ_ｏの検出値を受け取り、出力電流ｉ_ｏが制限値ｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}を超えたか否か（ｉ_ｏ≧ｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}かｉ_ｏ＜ｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}）を判定する（Ｓ１３０）。

出力電流ｉ_ｏが制限値ｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}を超えないときは（Ｓ１３０の「ＮＯ」）処理はＳ１２０に戻され、出力電流ｉ_ｏの検出が行われる。
制御装置１は、過電流検出部１１が、出力電流ｉｏが制限値ｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}を超えたときは（Ｓ１３０の「ＹＥＳ」）、制御モード選択部１４は、第２制御部１３からの信号を選択し、制御は定電圧モードから電流制限モードに移行する。
電流制限モードにおいては、出力電圧検出部２１が出力電圧ｅ_ｏを検出し（Ｓ１４０）、負荷インピーダンス検出部１３１は、負荷抵抗Ｒｏ（図５のＲ_ｏ＿ｏｃ）を計算する（Ｓ１５０）。
なお、負荷抵抗Ｒ_ｏ＿ｏｃは、
Ｒ_ｏ＿ｏｃ＝ｅ_ｏ／ｉ_ｏ
により求めることができる。つまり、負荷インピーダンス検出部１３１は、電力変換回路４の出力電圧ｅ_ｏと出力電流ｉ_ｏとに基づき負荷のインピーダンスを検出している。

制御量計算部１３２は、出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}を設定する（Ｓ１６０）。
出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}は、図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示すような特性を示すことができる。
図５（Ａ）は出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}が定電流特性を示す場合を示し、図５（Ｂ）は出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}がドルーピング特性を示す場合を示し、図５（Ｃ）は出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}がフォールドバック特性（「フ」の字特性」）を示す場合を示している。

そして、負荷抵抗Ｒ_ｏ＿ｏｃと、出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}と、入力電圧検出部２３により検出した入力電圧Ｅ_ｉとから、電流制限モードにおける制御量Ｔ_{ｏｎ＿ｏｃ}（オン・オフ信号Ｓ_Ｔｏｎのディジタル値）を求める。制御量Ｔ_{ｏｎ＿ｏｃ}は、負荷抵抗がＲ_ｏ＿ｏｃのときに、出力電圧ｅ_ｏが出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}に対応する電圧ｅ_ｏ＿２になる制御量であり、ドライブ回路が処理可能な制御量Ｎ_ｏｃとして、ドライブ回路３に送られる（Ｓｌ７０）。
ついで、制御が定電圧モードに復帰したかが判断される（Ｓ１８０）。この判断は、制御装置１２のＣＰＵ等が行うことができる。
定電圧モードに復帰しているときには（Ｓ１８０の「ＹＥＳ」）処理をＳ１１０に戻し、定電圧モードに復帰していないとき（電流制御モードが維持されているとき）は（Ｓ１８０の「ＮＯ」）、処理をＳ１４０に戻す。

図５（Ａ）に示されるように、出力電流がｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}を超えると、制御が電流制限モードＩＩに移行する。
電流制限モードＩＩでは、出力電流ｉ_ｏが出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}となる静特性演算式に基づいて制御される。

図５（Ａ）において、出力電流プリセット値はｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}であり、ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}でに対応する出力電電圧はｅ_ｏ＿２である。なお、図５（Ａ）では、出力電流プリセット値は、制限値ｉ_ｏ＿ｏｃよりも大きく設定してあるが、制限値ｉ_ｏ＿ｏｃと同じ値ｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}に設定することもできる。
また、図５（Ｃ）に示すように出力電流プリセット値を制限値ｉ_{ｏ＿ｏｃ＿Ａ}よりも小さい値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ＿ｄ}に設定することもできる（このときの出力電電圧をｅ_{ｏ＿２＿ｄ}で示す）。

電流制限モードＩＩの維持、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへの復帰には、適宜の手法が採用される。
たとえば、第１制御部１２における制御量Ｎ_ＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎ_ｏｃより大きいとき（Ｎ_ＰＩＤ＞Ｎ_ｏｃ）は電流制御モードＩＩを維持するが、第１制御部１２における制御量Ｎ_ＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎ_ｏｃ以下になったとき（Ｎ_ＰＩＤ＜＝Ｎ_ｏｃ）に、制御モード選択部１４において、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへ復帰するようにできる。

第１実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｎ_Ｔｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒ_ｏ：負荷抵抗
ｅ_ｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
Ｅ_ｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ａ_ｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_ｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_Ｅｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇ_ｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_ｉｏ：出力電流のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_Ｅｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉ_ｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
このように、第２制御部１３は、電力変換回路４に接続された負荷Ｒｏのインピーダンス（負荷抵抗Ｒ_ｏ＿ｏｃ）を計算により推定し、インピーダンスの値と出力電流プリセット値（ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}）を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき電流制限モードでの制御信号を生成する。

図６に電力変換回路４の出力電圧ｅ_ｏ、出力電流ｉ_ｏ、ドライブ信号Ｎ_{Ｄｒｉｖｅ}、制御量Ｔ_ｏｎを示す。
図６からわかるように、本発明では、通常モードでの稼動中に（数値制御量：Ｎ_ＰＩＤ、時間制御量：Ｔ_{ｏｎ＿ＰＩＤ}）、電力変換回路４の出力電流ｉ_ｏが制限値ｉ_ｏ＿ｏｃを超えたとする。
この場合、制御が電流制限モードに移行したときに、出力電流ｉ_ｏや出力電圧ｅ_ｏに振動が生じず、かつ速やかに出力電流ｉ_ｏが出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}に、出力電圧ｅ_ｏが所定電圧ｅ_ｏ＿２に収束する。
このように、本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。

《第２実施形態》
図７は、本発明の制御装置の第２実施形態を示す説明図である。
図７において、電力変換回路５は、電源５１（電圧Ｅ_ｉ）と、電力変換用スイッチ５２（「Ｔｒ」）と、トランス５３、第１のダイオード５４と、第２および第３のダイオード５５１，５５２と、リアクトル５６と、キャパシタ５７と、電流検出用抵抗（「Ｒ_ｓ」）５８とからなる。この電力変換回路４は、絶縁型のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである。

電源５１（電圧Ｅ_ｉ）のマイナス端子には、電力変換用スイッチ５２の一端と第１のダイオード５４のアノード端子が接続されている。
電力変換用スイッチ５２（「Ｔｒ」）の他端は、トランス５３の一次巻線の一端に接続され、第１のダイオード５４のアノード端子は、トランス５３の一次巻線の他端に接続されている。トランス５３には中間タップが設けられており、この中間タップには電源５１のプラス端子が接続されている。

トランス５３の二次巻線の一端には第２のダイオード５５１が接続されている。第２のダイオード５５１は、アノードがトランス５３の一端を向くように配置されている。
トランス５３の二次巻線の他端（グランド）と、第２のダイオード５５１のカソードとの聞には第３のダイオード５５２が接続されている。第３のダイオード５５２のカソードは、第２のダイオード５５１のカソードを向くように配置されている。

第２のダイオード５５１と第３のダイオード５５２との接続点は、リアクトル（Ｌ）５６に接続され、リアクトル５６の出力側端子とグランドどの聞にはキャパシタ（Ｃ）５７が接続されている。
また、リアクトル５６とキャパシタ５７の接続点と電力変換回路の出力端子との間には電流検出用抵抗（Ｒ_ｓ）５８が接続されている。
第２実施形態の制御装置１の動作は、第１実施形態の制御装置１の動作と概ね同じである。
第２実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。

ｅ_ｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}：出力電流のプリセット値
Ｅ_ｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎ_ｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎ_ｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｎ_Ｔｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒ_ｏ：負荷抵抗
Ａ_ｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_ｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
Ａ_Ｅｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇ_ｅｏ：出力電圧のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_ｉｏ・出力電流のＡ−Ｄゲイン
Ｇ_Ｅｉ：入力電圧のＡ−Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。

《第３実施形態》
図８は、本発明の制御装置の第３実施形態を示す説明図である。
図８において、電力変換回路４は、図３に示した電力変換回路４と概ね同じである。
ただし、図３に示した電力変換回路４では、電流検出用抵抗（「Ｒ_ｓ」）４５により出力電流を検出しているが、図８の電力変換回路４では、電流検出用抵抗（「Ｒ_Ｔｒ」）４７によりスイッチ電流ｉ_Ｔｒを検出している。
これに対応して、図８の電力変換回路４では、制御装置１の前段には、出力電圧検出部２１と、スイッチ電流検出部２４と、入力電圧検出部２３とが備えられている。

スイッチ電流検出部２４は、前置増幅器２４１とＡ−Ｄ変換器２４２と積分回路２４３とからなる。
スイッチ電流検出部２４は、スイッチ４７を流れる電流（スイッチ電流ｉ_Ｔｒ）を相当電圧ｅ_Ｔｒとして前置増幅器２４１とＡ−Ｄ変換器２４２により検出する。
積分回路２４３は、第１制御部１２からの積分開始タイミング信号ＩＳＴにより積分を開始し、積分値Ｖ_ｒｃがしきい値Ｖ_ｔｈに達したときに積分終了信号を出力する。過電流検出部１１は、スイッチ電流ｉ_Ｔｒの積分値を入力し、過電流を検出している。

図９は、図８に示した制御装置１の処理を示すフローチャートである。
図９の処理は、たとえばｉ_Ｔｒのサンプリングサイクルごとに行ってもよいし、１回のスイッチング周期に複数回行ってもよいし、複数回のスイッチング周期に１回行ってもよい。
図１０は、図８に示した制御装置１において、制御モードが通常モードから電流制限モードへの移行する場合の波形図であり、図１０（Ａ）は定電圧モード（通常モード）における波形図であり、図１０（Ｂ）は電流制限モードへの移行したときの波形図である。
図９および図１０により、図８の制御装置１の動作を説明する。
制御装置１が、定電圧モードで動作しているものとする。
この場合、制御モード選択部１４は、第１制御部１２からの信号を選択する。第１制御部１２は、出力電庄ｅ_ｏを検出し、出力電圧プリセット値ｅ_ｏ＿１に対応する制御量Ｔ_{ｏｎ＿ＰＩＤ}を求め、ドライブ回路に送出する（Ｓ２１０）。
図１０（Ａ）に示すように、第１制御部１２はＰＩＤ制御に基づく第１時間量Ｔ１を計算し、所定タイミングで積分回路２４３による積分を開始し、積分値（電圧）Ｖ_ｒｃを測定する。本実施形態では第１時間量Ｔ１は第１制御部１２が生成したＰＩＤ制御量に適宜のディレイ時間を加算した値である。第１制御部１２は、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づいて第１時間量Ｔ１を求めてもよい。
積分回路２４３による前記電流の積分が開始してから積分値Ｖ_ｒｃがしきい値Ｖ_ｔｈに達するまでの時間を第２時間量Ｔ_ｃｓとして第１時間量Ｔ１に付加することで、第１制御部１２は電力変換用スイッチのオンタイム（図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）では「ｓｗ」で示す）を算出している。
過電流検出部１１は、第２時間量Ｔ_ｃｓを監視している（Ｓ２２０）。
第２時間量Ｔ_ｃｓが設定時間Ｔ_ｃｓｒより長いとき（Ｔ_ｃｓ＞Ｔ_ｃｓｒ）は処理をＳ２２０に戻す（Ｓ２３０の「ＮＯ」）。
図１０（Ｂ）に示すように、第２時間量Ｔ_ｃｓが設定時間Ｔ_ｃｓｒより短いときは、電力変換用スイッチ４２を流れる電流ｉ_Ｔｒが制限値ｉ_{Ｔｒ＿ｏｃ}を超えたと判断し、処理を電流制限モードに移行する（Ｓ２３０の「ＹＥＳ」）。

出力電圧検出部２１は出力電圧ｅ_ｏを検出し、スイッチ電流検出部２４はスイッチ電流ｉ_Ｔｒを検出する（Ｓ２４０）。
そして、負荷インピーダンス検出部１３１は、負荷抵抗Ｒ_ｏ＿ｏｃを計算する（Ｓ２５０）。
なお、負荷抵抗は、
Ｒ_ｏ＿ｏｃ≒ｅ_ｏ／ｉ_Ｔｒ
として求めることができる。つまり、負荷インピーダンス検出部１３１は、電力変換回路４の出力電圧ｅ_ｏと、出力電流と同一とみなせる電流ｉ_Ｔｒに基づき負荷のインピーダンスを検出する。
制御量計算部１３２は、出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}を設定する（Ｓ２６０）。
第２制御部２３は、負荷抵抗Ｒ_ｏ＿ｏｃと、出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}と、入力電圧検出部２３により検出した入力電圧Ｅｉとから、電流制限モードにおける制御量Ｔ_{ｏｎ＿ｏｃ}（オン・オフ信号Ｓ_Ｔｏｎのディジタル値）を求める。制御量Ｔ_{ｏｎ＿ｏｃ}は、負荷抵抗がＲ_ｏ＿ｏｃのときに、出力電圧ｅ_ｏが出力電流プリセット値ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}に対応する電圧ｅ_ｏ＿２になる制御量であり、ドライブ回路３に送られる（Ｓ２７０）。
ついで、制御が定電圧モードに復帰したかが判断される（Ｓ２８０）。この判断は、制御装置１２のＣＰＵ等が行うことができる。
定電圧モードに復帰しているときには（Ｓ２８０の「ＹＥＳ」）処理をＳ２１０に戻し、定電圧モードに復帰していないとき（電流制御モードが維持されているとき）は（Ｓ２８０の「ＮＯ」）、処理をＳ２４０に戻す。
第３実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
ｅ_ｏ：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ：出力電流のデジタル値
ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}：出力電流のプリセット値
Ｅ_ｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖ_ｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｒ_ｏ：負荷抵抗
Ａ_ｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉ_ｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス

本実施形態でも、電流制限モードＩＩの維持、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへの復帰には、適宜の手法が採用される。
たとえば、第１制御部１２における制御量Ｎ_ＰＩＤが、第２制御部１３における制御量ＮＯＣより大きいとき（Ｎ_ＰＩＤ＞Ｎ_ｏｃ）は電流制御モードＩＩを維持するが、第１制御部１２における制御量Ｎ_ＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎ_ｏｃ以下になったとき（Ｎ_ＰＩＤ＜＝Ｎ_ｏｃ）に、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへ復帰するようにできる。
本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。

《第４実施形態》
図１１は本発明の制御装置の第４実施形態を示す説明図である。
図１１の電力変換回路５は、図７に示した電力変換回路５と同じである。
第４実施形態の制御装置１の動作は、第３実施形態の制御装置１の動作と概ね同じである。
第４実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
ｅ_ｏ：出力電圧のデジタル値
ｉ_ｏ：出力電流のデジタル値
ｉ_{ｏ＿ｓｅｔ}：出力電流のプリセット値
Ｅ_ｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖ_ｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎ_ｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔ_ｓ：スイッチング周期
Ｒ_ｏ：負荷抵抗
Ａ_ｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒ_ｓ：ｉ_ｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
上述の各単なる例示であり、本発明はこれらに限定されない。たとえば、過電流検出部が制限値を超えるか否かを検出する電流が流れる所定位置としては、電力変換回路４の出力端子、あるいは、電力変換回路４を構成するスイッチ４２としているが、電力変換回路を構成するリアクトル、キャパシタ、抵抗、トランス、または、ダイオードなどの他の位置であってもよい。

【符号の説明】

【0050】