特開 2015-116001 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】特開2015-116001(P2015-116001A)

(43)【公開日】2015年6月22日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20150526BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 R

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2013-254787(P2013-254787)

(22)【出願日】2013年12月10日

(71)【出願人】

【識別番号】000002059

【氏名又は名称】シンフォニアテクノロジー株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100142022

【弁理士】

【氏名又は名称】鈴木 一晃

(74)【代理人】

【識別番号】100134980

【弁理士】

【氏名又は名称】千原 清誠

(74)【代理人】

【識別番号】100187986

【弁理士】

【氏名又は名称】淡路 俊作

(74)【代理人】

【識別番号】100093469

【弁理士】

【氏名又は名称】杉岡 幹二

(72)【発明者】

【氏名】廣田 陽

(72)【発明者】

【氏名】井熊 俊明

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA20

5H730AS01

5H730AS08

5H730BB27

5H730BB57

5H730DD04

5H730DD41

5H730EE04

5H730EE07

5H730FD01

5H730FD11

5H730FG05

(57)【要約】

【課題】スイッチング素子を有するスイッチング回路を備えた１次側回路と、２次側回路とによって電力の変換を行う電力変換装置において、前記スイッチング素子が破損するサージ電流の発生を防止可能な構成を得る。
【解決手段】電力変換装置（１）は、電源側回路（２１）が、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４を有する単相ブリッジ部（２２）と、該単相ブリッジ部（２２）に対して並列に接続されたサージ電流防止用リアクトル（２７）とを備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

１次側回路及び２次側回路によって電力の変換を行う電力変換装置において、
前記１次側回路は、スイッチング素子を有する１次側スイッチング回路と、該１次側スイッチング回路に対して並列に接続された１次側リアクトルとを備える、電力変換装置。

【請求項2】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記１次側回路は、前記１次側スイッチング回路と前記２次側回路との間で、前記１次側スイッチング回路に対して直列に接続されたコンデンサをさらに備え、
前記１次側リアクトルは、前記コンデンサと前記２次側回路との間に設けられている、電力変換装置。

【請求項3】

請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記２次側回路は、スイッチング素子を有する２次側スイッチング回路と、該２次側スイッチング回路に対して並列に接続された２次側リアクトルとを備える、電力変換装置。

【請求項4】

請求項３に記載の電力変換装置において、
前記２次側回路は、前記２次側スイッチング回路と前記１次側回路との間で、前記２次側スイッチング回路に対して直列に接続されたコンデンサをさらに備え、
前記２次側リアクトルは、前記コンデンサと前記１次側回路側との間に設けられている、電力変換装置。

【請求項5】

請求項１から４のいずれか一つに記載の電力変換装置において、
前記１次側回路と前記２次側回路との間に、該１次側回路と２次側回路とで電力の授受を行うためのトランスをさらに備える、電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、スイッチング素子を有するスイッチング回路を備えた１次側回路と、２次側回路とによって電力の変換を行う電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来より、スイッチング素子を有するスイッチング回路を備えた１次側回路と、２次側回路とによって電力の変換を行う電力変換装置が知られている。このような電力変換装置として、例えば、特許文献１に開示されるように、バッテリに接続された１次側回路が、スイッチング回路を構成する複数のスイッチング素子のスイッチング動作によって電力を変換して、変換後の電力を２次側回路に供給する構成が知られている。

【0003】

前記特許文献１には、電力変換装置の一つであるＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、バッテリに接続された１次側回路及び負荷に接続された２次側回路の両方がスイッチング回路を有する。なお、特許文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリから負荷に電力を供給する力行運転と、負荷からバッテリに電力を供給する回生運転とを可能に構成されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１３−１１６０２１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ところで、一般的に、スイッチング回路に用いられるスイッチング素子には、浮遊容量と呼ばれる容量成分が含まれている。そのため、スイッチング素子に電流が流れた際に、該スイッチング素子内の浮遊容量に電荷が蓄積される。

【0006】

よって、上述の特許文献１に開示される構成のように、スイッチング回路を用いて電力変換を行う場合、該スイッチング回路内のスイッチング素子の浮遊容量に電荷が蓄積される。電力変換装置が高負荷状態で運転している際には、スイッチング回路に流れる電流が大きいため、スイッチング素子の浮遊容量に蓄積された電荷はスイッチング回路内にほとんど流れない。一方、電力変換装置が軽負荷状態で運転している際には、スイッチング回路に流れる電流が小さくなるため、スイッチング素子の浮遊容量に蓄積された電荷がスイッチング回路内に流れる可能性がある。

【0007】

特に、電力変換装置内を流れる電流の値がゼロクロス近傍の値であるときには、スイッチング回路内に流れている電流が極めて小さくなるため、スイッチング素子の浮遊容量に蓄積された電荷が一気にスイッチング回路内に流れる。このときにスイッチング回路内に流れる電流は、スイッチング素子の最大定格電流を越えるような大きなピーク値を有する。

【0008】

このように、スイッチング素子を有するスイッチング回路内に一時的にサージ電流が流れると、スイッチング素子の温度が上昇して該スイッチング素子が破損する可能性がある。

【0009】

本発明の目的は、スイッチング素子を有するスイッチング回路を備えた１次側回路と、２次側回路とによって電力の変換を行う電力変換装置において、前記スイッチング素子が破損するサージ電流の発生を防止可能な構成を得ることにある。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明の一実施形態にかかる電力変換装置は、１次側回路及び２次側回路によって電力の変換を行う電力変換装置である。前記１次側回路は、複数のスイッチング素子を有する１次側スイッチング回路と、該１次側スイッチング回路に対して並列に接続された１次側リアクトルとを備える（第１の構成）。

【0011】

以上の構成では、１次側回路が複数のスイッチング素子を有するため、該スイッチング素子内に形成された浮遊容量内に電荷が蓄えられる。そのため、１次側回路内に流れる電流値が、ゼロクロス近傍の値になると、１次側回路のスイッチング素子の浮遊容量内に蓄えられた電荷が１次側スイッチング回路内に流れる。よって、１次側回路内にスイッチング素子の浮遊容量に起因したサージ電流が流れる可能性がある。

【0012】

これに対し、上述の構成のように、１次側回路に、１次側スイッチング回路に対して並列に１次側リアクトルを設けることにより、１次側回路内に流れる電流を増大させることができる。こうすることで、１次側回路内に流れる電流値の時間変化量が大きくなって、電流値がゼロクロス近傍の範囲をより短時間で変化する。これにより、１次側スイッチング回路内を流れる電流値がゼロクロス近傍の値となる電力変換装置の軽負荷の状態で、該１次側スイッチング回路内にスイッチング素子の浮遊容量に起因したサージ電流が流れるのを防止できる。

【0013】

ここで、ゼロクロス近傍とは、電流値がゼロ及びそれと同等の極めて小さい値の範囲を意味する。具体的には、ゼロクロス近傍は、スイッチング素子の浮遊容量内に蓄積された電荷が回路内にサージ電流となって流れるような電流範囲に設定される。

【0014】

前記第１の構成において、前記１次側回路は、前記１次側スイッチング回路と前記２次側回路との間で、前記１次側スイッチング回路に対して直列に接続されたコンデンサをさらに備える。前記１次側リアクトルは、前記コンデンサと前記２次側回路との間に設けられている（第２の構成）。

【0015】

これにより、１次側回路に流れる電流は、コンデンサによって直流成分が除去された後、リアクトルを流れる。よって、電力変換装置の２次側回路に流れる電流の波形をノイズの少ない波形にすることができる。

【0016】

前記第１または第２の構成において、前記２次側回路は、複数のスイッチング素子を有する２次側スイッチング回路と、該２次側スイッチング回路に対して並列に接続された２次側リアクトルとを備える（第３の構成）。

【0017】

このように１次側回路だけでなく２次側回路にも、２次側スイッチング回路に対して並列に２次側リアクトルを設けることにより、電力変換装置が力行運転及び回生運転の両方の運転状態を実現可能な構成の場合でも、スイッチング素子の浮遊容量に起因したサージ電流の発生を防止できる。すなわち、電力変換装置が力行運転の場合には、１次側回路に設けられた１次側リアクトルによって、１次側回路内のスイッチング素子に起因したサージ電流の発生を防止する。一方、電力変換装置が回生運転の場合には、２次側回路に設けられた２次側リアクトルによって、２次側回路内のスイッチング素子に起因したサージ電流の発生を防止する。

【0018】

前記第３の構成において、前記２次側回路は、前記２次側スイッチング回路と前記１次側回路との間で、前記２次側スイッチング回路に対して直列に接続されたコンデンサをさらに備える。前記２次側リアクトルは、前記コンデンサと前記１次側回路側との間に設けられている（第４の構成）。

【0019】

これにより、電力変換装置が回生運転を行う際に、１次側回路に流れる電流の波形をノイズの少ない波形にすることができる。

【0020】

前記１次側回路と前記２次側回路との間に、該１次側回路と２次側回路との間で電力の授受を行うためのトランスをさらに備える（第５の構成）。

【0021】

このように１次側回路と２次側回路との間にトランスを設けることにより、１次側回路のノイズが２次側回路に伝わるのを抑制できる。しかも、上述の第１の構成のように、１次側回路に、１次側スイッチング回路に対して並列にリアクトルを設けることにより、１次側回路内のスイッチング素子の浮遊容量に起因したサージ電流の発生を抑制できる。

【発明の効果】

【0022】

本発明の一実施形態に係る電力変換装置によれば、１次側回路は、複数のスイッチング素子を有する１次側スイッチング回路と、該１次側スイッチング回路に対して並列に接続された１次側リアクトルとを備える。これにより、１次側スイッチング回路のスイング素子が有する浮遊容量に起因して、電流変換装置の軽負荷運転時に該１次側スイッチング回路内にサージ電流が流れるのを防止できる。

【図面の簡単な説明】

【0023】

【図1】図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の一例の全体構成を示すブロック図である。

【図2】図２は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路における（ａ）トランスの１次側の電圧波形、（ｂ）トランスの２次側の電圧波形、及び（ｃ）電流波形をそれぞれ示す図である。

【図3】図３は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の電流波形を示す図である。

【図4】図４は、図３における電流波形のゼロクロス近傍の波形を拡大して示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0024】

以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中の同一または相当部分については同一の符号を付してその説明は繰り返さない。

【0025】

（全体構成）
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置１の概略構成を示す図である。この電力変換装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の駆動を制御するための制御部５０とを備える。電力変換装置１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０で入力電圧を所定の出力電圧に変換するように、制御部５０によってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の駆動を制御する。

【0026】

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０では、制御部５０から出力されるＰＷＭ信号に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内の後述するスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４がスイッチング制御される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の詳しい構成については後述する。

【0027】

制御部５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０に対してＰＷＭ信号を出力することにより、該ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の駆動を制御する。図１に示すように、制御部５０は、指令電圧入力部５１と、電圧差制御部５２と、ＰＷＭ出力部５３と、加算器５４と、減算器５５とを備える。

【0028】

指令電圧入力部５１は、指令電圧を指令信号として加算器５４に出力する。加算器５４は、指令電圧入力部５１から出力された指令信号と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の後述する電源側回路２１の電圧に対応した信号とを加算する。加算器５４は、その演算結果を減算器５５に出力する。加算器５４から出力された信号は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の電源側回路２１の実際の電圧に指令電圧を加算することにより得られる目標電圧に対応した信号である。

【0029】

減算器５５は、加算器５４から出力された信号から、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の後述する負荷側回路３１の電圧に対応した信号を減算する。これにより、前記目標電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の負荷側回路３１の電圧との差を求めることができる。

【0030】

なお、電源側回路２１及び負荷側回路３１の各電圧は、各回路の平滑コンデンサ２３，３３近傍の電圧を計測することにより求められる。

【0031】

電圧差制御部５２は、減算器５５から出力された信号に基づいて、前記目標電圧と、負荷側回路３１の電圧との電圧差が一定値になるように制御信号を生成し、ＰＷＭ出力部５３に出力する。ＰＷＭ出力部５３は、電圧差制御部５２から出力された前記制御信号に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を駆動させるためのＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ出力部５３は、生成したＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を駆動させる。

【0032】

（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の構成について説明する。

【0033】

図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、トランス１１が双方向に励磁可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、トランス１１と、図示しない電源に接続される電源側回路２１（１次側回路）と、図示しない負荷に接続される負荷側回路３１（２次側回路）とを備える。電源側回路２１及び負荷側回路３１は、それぞれ複数のスイッチング素子を有し且つ後述するように同じ回路構成を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、力行及び回生の両方の運転が可能に構成されている。

【0034】

トランス１１は、電源側回路２１及び負荷側回路３１のうち一方の回路に流れる電流によって励磁されることにより、他方の回路に誘導電流を流す。具体的には、電源側回路２１に電流が流れている場合には、トランス１１は、その電流によって負荷側回路３１に誘導電流を流す。一方、負荷側回路３１に電流が流れている場合には、トランス１１は、その電流によって電源側回路２１に誘導電流を流す。このように、トランス１１を用いて電源側回路２１と負荷側回路３１とで電力の授受を行うことにより、電源側回路２１と負荷側回路３１との間でのノイズの伝導を防止することができる。

【0035】

電源側回路２１は、単相ブリッジ部２２（１次側スイッチング回路）と、平滑コンデンサ２３と、スナバ回路２４と、リアクトル２５と、コンデンサ２６と、サージ電流防止用リアクトル２７（１次側リアクトル）とを備える。平滑コンデンサ２３、スナバ回路２４及びサージ電流防止用リアクトル２７は、単相ブリッジ部２２に対して並列に接続されている。リアクトル２５及びコンデンサ２６は、単相ブリッジ部２２とトランス１１との間に位置し、且つ、該単相ブリッジ部２２及びトランス１１に対して直列に接続されている。

【0036】

負荷側回路３１も、電源側回路２１と同様の回路構成を有する。すなわち、負荷側回路３１は、単相ブリッジ部３２（２次側スイッチング回路）と、平滑コンデンサ３３と、スナバ回路３４と、リアクトル３５と、コンデンサ３６と、サージ電流防止用リアクトル３７（２次側リアクトル）とを備える。単相ブリッジ部３２に対し、平滑コンデンサ３３、スナバ回路３４及びサージ電流防止用リアクトル３７が並列に接続されている点や、単相ブリッジ部３２とトランス１１との間に位置し且つ該単相ブリッジ部３２及びトランス１１に対してリアクトル３５及びコンデンサ３６が直列に接続されている点も、電源側回路２１の構成と同様である。すなわち、負荷側回路３１と電源側回路２１とは、同じ構成を有する。

【0037】

このように、電源側回路２１と負荷側回路３１とをトランス１１を挟んで同じ構成とすることで、電力変換装置１における１次側回路と２次側回路とが入れ替わった場合でも、電力変換装置１は同じ電気的特性を有する。すなわち、電源側回路２１が１次側回路として電力変換装置１が動作する場合と、負荷側回路３１が１次側回路として電力変換装置１が動作する場合とで、電気的な特性は同じである。

【0038】

上述のように、電源側回路２１と負荷側回路３１とが同じ回路構成を有するため、以下では、電源側回路２１の構成について詳しく説明し、負荷側回路３１の構成については説明を省略する。

【0039】

単相ブリッジ部２２は、並列に接続された２つのスイッチングアーム２２ａ，２２ｂを有する。スイッチングアーム２２ａは、直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２を有する。スイッチングアーム２２ｂは、直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４を有する。スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４には、それぞれ、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４が並列に接続されている。

【0040】

スイッチングアーム２２ａにおいて、スイッチング素子Ｓ１１とスイッチング素子Ｓ１２との中点は、コンデンサ２６及びリアクトル２５を介して、トランス１１の巻線１１ａの一端側に接続されている。スイッチングアーム２２ｂにおいて、スイッチング素子Ｓ１３とスイッチング素子Ｓ１４との中点は、トランス１１の巻線１１ａの他端側に接続されている。

【0041】

これにより、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４を用いたブリッジ回路が形成される。

【0042】

平滑コンデンサ２３は、単相ブリッジ部２２に対して並列に接続されている。平滑コンデンサ２３は、単相ブリッジ部２２の電圧を平滑化する。

【0043】

スナバ回路２４は、単相ブリッジ部２２に対して並列に接続されている。スナバ回路２４は、単相ブリッジ部２２のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４がスイッチング動作を行った際に生じる高電圧を吸収する。具体的には、スナバ回路２４は、コンデンサ２４ａと、抵抗２４ｂとを有する。スナバ回路２４の構成は、一般的なスナバ回路と同様の構成であるため、詳しい説明を省略する。

【0044】

リアクトル２５及びコンデンサ２６は、単相ブリッジ部２２とトランス１１との間で、トランス１１の巻線１１ａの一端側に直列に接続されている。リアクトル２５は、従来と同様の構成を有する直列リアクトルであるため、詳しい説明を省略する。なお、リアクトル２５の容量は、例えば１００μＨである。コンデンサ２６をトランス１１の巻線１１ａの一端側に接続することにより、該コンデンサ２６によって電流の直流成分をカットできるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流をノイズの少ない電流波形にすることができる。

【0045】

サージ電流防止用リアクトルは、単相ブリッジ部２２に対して並列に接続されている。サージ電流防止用リアクトル２７を単相ブリッジ部２２に対して並列に設けることで、電流防止用リアクトル２７にリアクトル電流が流れて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流が増大する。これにより、サージ電流防止用リアクトル２７を設けない構成に比べて、単相ブリッジ部２２に流れる電流を増大させることができる。よって、後述するように、サージ電流防止用リアクトル２７によって、ゼロクロス近傍でのサージ電流の発生を抑制することができる。なお、サージ電流防止用リアクトル２７の容量は、例えば１ｍｍＨである。

【0046】

図１において、符号３２ａ，３２ｂは、それぞれ、スイッチングアームであり、符号３４ａはスナバ回路３４のコンデンサであり，符号３４ｂはスナバ回路３４の抵抗である。また、図１において、符号Ｓ２１〜Ｓ２４は、それぞれ、単相ブリッジ部３２のスイッチング素子であり、符号Ｄ２１〜Ｄ２４は、それぞれ、単相ブリッジ部３２のダイオードである。

【0047】

なお、単相ブリッジ部３２は、スイッチングアーム３２ａを構成するスイッチング素子Ｓ２１とスイッチング素子Ｓ２２との中点が、トランス１１の巻線１１ｂの一端側に接続されている。一方、スイッチングアーム３２ｂを構成するスイッチング素子Ｓ２３とスイッチング素子２４との中点が、トランス１１の巻線１１ｂの他端側に接続されている。

【0048】

（電圧波形及び電流波形）
上述のような構成を有する電力変換装置１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の電圧波形及び電流波形を、図２及び図３を用いて説明する。

【0049】

図２に、サージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けない場合のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の電圧波形及び電流波形を示す。詳しくは、図２（ａ）はトランス１１の１次側の電圧波形であり、図２Ｂ（ｂ）はトランス１１の２次側の電圧波形である。また、図２（ｃ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流の波形である。図３及び図４に、サージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けた場合のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流の波形を実線で示す。なお、図３及び図４において、太破線は図２（ｃ）の電流波形と同じ波形である。

【0050】

本実施形態の電力変換装置１は、例えばトランス１１の１次側の電圧（例えば電源側回路２１の電圧）が７００Ｖの場合に、トランス１１の２次側の電圧（例えば負荷側回路３１の電圧）が７３０Ｖになるように電力変換を行う。電力変換装置１において、トランス１１の１次側の電圧及び２次側の電圧は、それぞれ、時間の変化に応じて略矩形状に変化する交流電圧である。なお、本実施形態の電力変換装置１は、軽負荷の状態で、トランス１１の１次側の電圧と２次側の電圧とで位相が同期するように電力変換を行う一方、重負荷の状態で、前記位相が非同期となるように電力変換を行う。上述の図２（ａ）、（ｂ）に示す電圧波形は、電力変換装置１が軽負荷の状態である。

【0051】

本実施形態において、電力変換装置１の電圧変換は、単相ブリッジ部２２，３２のスイッチング素子Ｓ１１〜１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のスイッチング動作をＰＷＭ信号によって制御することにより行う。スイッチング素子のＰＷＭ制御は、従来のＰＷＭ制御と同様なので、詳しい説明を省略する。

【0052】

トランス１１の１次側及び２次側の電圧がそれぞれ図２（ａ），（ｂ）に示す波形の場合、サージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けない構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流の波形は、図２（ｃ）に示すような波形である。この場合の電流波形は、時間の変化とともに概ね鋸歯状に変化する。

【0053】

サージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けない場合、電力変換装置１が軽負荷の状態、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内を流れる電流の値がゼロに近い状態（以下、ゼロクロス近傍という）で、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に過大な電流（サージ電流）が流れる。これは、電力変換装置１において１次側の単相ブリッジ部を構成するスイッチング素子に内在する浮遊容量に電荷が蓄積されているため、電力変換装置１が軽負荷の状態で該電力変換装置１の電圧が変動して所定値以下になると、スイッチング素子の浮遊容量内に蓄積された電荷が回路内に短時間で流出するからである。

【0054】

具体的には、電力変換装置１において電源側回路２１が１次側回路として機能している場合には、電力変換装置１が軽負荷の状態で電源側回路２１の電圧が所定値以下になると、電源側回路２１のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４の浮遊容量に蓄積された電荷が電源側回路２１内に一気に流れる。一方、電力変換装置１において負荷側回路３１が１次側回路として機能している場合には、電力変換装置１が軽負荷の状態で負荷側回路３１の電圧が所定値以下になると、負荷側回路３１のスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４の浮遊容量に蓄積された電荷が負荷側回路３１内に一気に流れる。

【0055】

ここで、所定値とは、スイッチング素子の浮遊容量に蓄積された電荷が回路内に流れるような該回路内の電圧である。

【0056】

このように、電力変換装置１が軽負荷の状態で、スイッチング素子の浮遊容量に蓄積された電荷が短時間で回路内に流れると、回路に流れる電流がスイッチング素子の最大定格電流を超えたり、スイッチング素子の温度が上昇して該スイッチング素子が破損したりする可能性がある。すなわち、スイッチング素子の浮遊容量に蓄積された電荷は、サージ電流の原因となって、スイッチング素子が破損する可能性がある。

【0057】

ここで、ゼロクロス近傍とは、電流値がゼロ及びそれと同等の極めて小さい値の範囲を意味する。具体的には、ゼロクロス近傍は、スイッチング素子の浮遊容量内に蓄積された電荷が回路内にサージ電流となって流れるような電流範囲に設定される。図３及び図４において、ゼロクロス近傍はＸの範囲である。

【0058】

これに対し、本実施形態のように、単相ブリッジ部２２，３２に対してそれぞれ並列にサージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けることにより、該サージ電流防止用リアクトル２７，３７にリアクトル電流が流れて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流が増大する。その結果、サージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けない場合にＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流（図３及び図４中の破線）に比べて、図３及び図４に実線で示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流が増大する。

【0059】

こうすることで、図４に拡大して示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０に流れる電流の時間変化量が大きくなるため、電力変換装置１が軽負荷状態である時間、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流れる電流値がゼロクロス近傍の値である時間（図４に示すＴ）が短くなる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０のスイッチング素子Ｓ１１〜１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の浮遊容量に蓄積された電荷がＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内に流出するタイミングがほとんどなくなり、図２（ｃ）に示すようなサージ電流がＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０に流れなくなる。

【0060】

（実施形態の効果）
以上より、本実施形態では、単相ブリッジ部２２，３２に対してそれぞれ並列にサージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けることにより、電力変換装置１が軽負荷の状態で、スイッチング素子Ｓ１１〜１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の浮遊容量の影響によってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０内にサージ電流が流れるのを防止できる。これにより、スイッチング素子Ｓ１１〜１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の浮遊容量に起因したサージ電流によって、スイッチング素子Ｓ１１〜１４，Ｓ２１〜Ｓ２４が破損するのを防止できる。

【0061】

また、トランス１１を介して電力の授受を行う電源側回路２１及び負荷側回路３１に、それぞれ、サージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けることにより、電力変換装置１が力行及び回生のいずれの運転を行う場合でも、電力変換装置１内のスイッチング素子Ｓ１１〜１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の浮遊容量に起因してサージ電流が生じるのを防止できる。

【0062】

さらに、本実施形態では、電源側回路２１及び負荷側回路３１において、電源変換装置において１次側回路として機能した際にサージ電流防止用リアクトル２７，３７の上流側の位置に、トランス１１に対して直列にコンデンサ２６，３６を設ける。これにより、電流の直流成分をカットすることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０に流れる電流の波形をノイズの少ない電流波形にすることができる。

【0063】

（その他の実施形態）
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。

【0064】

前記実施形態では、電力変換装置１の力行及び回生のいずれの運転状態にも対応できるように、電源側回路２１及び負荷側回路３１のいずれにもサージ電流防止用リアクトル２７，３７を設けている。しかしながら、電源側回路２１及び負荷側回路３１のいずれか一方のみにサージ電流防止用リアクトルを設けてもよい。このように電源側回路２１及び負荷側回路３１のいずれか一方のみにサージ電流防止用リアクトルを設ける場合には、電力変換装置の１次側回路にサージ電流防止用リアクトルを設けるのが好ましい。

【0065】

前記実施形態では、電源側回路２１及び負荷側回路３１は、複数のスイッチング素子Ｓ１１〜１４，Ｓ２１〜Ｓ２４を有する単相ブリッジ部２２，３２を備えている。しかしながら、一方の回路は、スイッチング素子ではなく、例えばダイオード等のスイッチング動作しない素子によって構成されていてもよい。この場合には、スイッチング素子を有する回路にサージ電流防止用リアクトルを設ければよい。

【0066】

前記実施形態では、電源側回路２１及び負荷側回路３１が電力変換装置１の１次側回路として機能する際にサージ電流防止用リアクトル２７，３７よりも上流側の位置に、コンデンサ２６，３６が設けられている。しかしながら、コンデンサを電源側回路２１及び負荷側回路３１のいずれか一方のみに設けてもよいし、いずれの回路に設けなくてもよい。

【産業上の利用可能性】

【0067】

本発明は、複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路を備えた電力変換装置に利用可能である。

【符号の説明】

【0068】

１ 電力変換装置
１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１１ トランス
２１ 電源側回路（１次側回路）
２２ 単相ブリッジ部（１次側スイッチング回路）
２６、３６ コンデンサ
２７ サージ電流防止用リアクトル（１次側リアクトル）
３１ 負荷側回路（２次側回路）
３２ 単相ブリッジ部（２次側スイッチング回路）
３７ サージ電流防止用リアクトル（２次側リアクトル）
Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】