発明が解決しようとする課題[発明の詳細な説明]から抜粋

前述した先願発明では、位相シフト制御時の位相シフト重なり角を所定値に設定すると共に周波数制御を行うことで、全てのスイッチング素子をターンオフ動作のみとし、ターンオン損失を発生させないようにしている。
しかしながら、この方法では特に位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２）が零電流付近でターンオフするため、スナバコンデンサの充放電期間がデッドタイムより長くなる。このため、スナバコンデンサの充放電が完了する前にスイッチング素子がオンする場合があり、スナバコンデンサ短絡によりスイッチング素子の導通抵抗に起因した大きな損失が発生する。 図２２は問題点を説明するための電圧、電流の波形図であり、図２３は、図２２におけるスイッチング素子Ｓ_２のターンオン付近を拡大した波形図である。以下、これらの図面を参照しつつ先願発明の問題点を説明する。
なお、図２２，図２３のシミュレーション条件は、位相シフトアーム及び主アームのデッドタイムｔ_Ｄ：０．５［μｓ］、スイッチング周波数：２０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１３０°である。 始めに、図２０の位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２）がスイッチングするときの動作を説明する。なお、以下の期間Iａ，IIａ，IIIａ，IVａは、図２３における各期間に対応している。
（１）期間Iａ（Ｓ_１，Ｓ_３：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ_３→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの順に流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖ_ｏｕｔは０［Ｖ］となる。
（２)期間IIａ（Ｓ_３：オン）
スイッチング素子Ｓ_１がターンオフし、スイッチング素子Ｓ_３のみがオンしているとき、インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ_３→コンデンサＣ_１→共振コンデンサＣ_ｒの経路と、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ_３→直流中間コンデンサ４→コンデンサＣ_２→共振コンデンサＣ_ｒの経路とに転流するので、コンデンサＣ_１が充電されてコンデンサＣ_２が放電する。
（３)期間IIIａ（Ｓ_２，Ｓ_３：オン）
期間IIａにおける遮断電流が小さいので、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の充放電期間はデッドタイムｔ_Ｄより長くなる。このため、充放電が完了する前にスイッチング素子Ｓ_２がオンすることにより、コンデンサＣ_２が短絡され（スナバコンデンサ短絡）、スイッチング素子Ｓ_２に大きな放電電流ｉ_Ｓ２が流れる。この電流ｉ_Ｓ２は、図２３に破線の楕円で示すようにスパイク状であり、スイッチング素子Ｓ_２の導通抵抗により損失が発生する。
（４)期間IVａ（Ｓ_２，Ｓ_３：オン）
期間IIIａの放電電流ｉ_Ｓ２が流れ終わると、インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ_３→直流中間コンデンサ４→還流ダイオードＤ_２→共振コンデンサＣ_ｒの順で流れるので、インバータ１Ｅの出力電圧ｖ_ｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖ_ｄｃに等しい負電圧となる。
なお、スイッチング素子Ｓ_１がオンするときも、同様の動作となる。 次に、図２０の主アーム（スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４）がスイッチングするときの動作を説明する。
（１）期間iａ（Ｓ_１，Ｓ₄：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→スイッチング素子Ｓ_４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの順で流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖ_ｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖ_ｄｃに等しい正電圧となる。
（２）期間iiａ（Ｓ_１：オン）
スイッチング素子Ｓ_４がターンオフし、スイッチング素子Ｓ_１のみがオンしているとき、インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→コンデンサＣ_４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの経路と、加熱コイル１１→コンデンサＣ_３→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの経路とに転流し、コンデンサＣ_３が放電してコンデンサＣ_４が充電される。コンデンサＣ_３，Ｃ_４の充放電が完了すると、インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル→還流ダイオードＤ_３→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの順で流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖ_ｏｕｔは０［Ｖ］となる。
（３）期間iiiａ（Ｓ_１，Ｓ_３：オン）
この期間では、スイッチング素子Ｓ_３がオンするが、インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは還流ダイオードＤ_３を流れているため、ターンオン損失は発生しない。
なお、スイッチング素子Ｓ_４がオンする場合も、同様の動作となる。 また、インバータ１Ｅのスイッチング周波数が高くなると、出力電流ｉ_Ｌｏが小さくなって遮断電流が小さくなるため、スナバコンデンサの充放電期間が長くなる。これによってスナバコンデンサの充放電期間がデッドタイムより長くなり、スナバコンデンサの充放電が完了する前にスイッチング素子がオンする。このため、スナバコンデンサ短絡により、大きな損失が発生する。
図２４は、図２２よりもスイッチング周波数が高い時の電圧、電流の波形図であり、図２５は、図２４におけるスイッチング素子Ｓ_２のターンオン付近を拡大した波形図である。この場合のミュレーション条件は、位相シフトアーム及び主アームのデッドタイムｔ_Ｄ：０．５［μｓ］、スイッチング周波数：３０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１１０°である。 位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２）がスイッチングする場合、図２５における期間Iｂ（Ｓ_１，Ｓ_３：オン），IIｂ（Ｓ_３：オン），IIIｂ（Ｓ_２，Ｓ_３：オン），IVｂ（Ｓ_２，Ｓ_３：オン）の動作は、図２３における期間Iａ，IIａ，IIIａ，IVａの動作と同様である。この場合、図２５の期間IIIｂにおいてコンデンサＣ_１，Ｃ_２の充放電期間がデッドタイムｔ_Ｄより長くなるため、充放電完了前にスイッチング素子Ｓ_２がオンすることになり、コンデンサＣ_２が短絡されてスパイク状の放電電流ｉ_Ｓ２が流れる。この電流ｉ_Ｓ２によるスイッチング素子Ｓ_２の導通抵抗により、損失が発生する。 主アーム（スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４）がスイッチングするときの動作は、次の通りである。
（１）期間iｂ（Ｓ_１，Ｓ₄：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→スイッチング素子Ｓ_４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの順で流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖ_ｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖ_ｄｃに等しい正電圧となる。
（２）期間iiｂ（Ｓ_１：オン）
スイッチング素子Ｓ_４がターンオフし、スイッチング素子Ｓ_１のみがオンしているとき、インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→コンデンサＣ_４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの経路と、加熱コイル１１→コンデンサＣ_３→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの経路とに転流し、コンデンサＣ_３が放電してコンデンサＣ_４が充電される。
（３）期間iiiｂ（Ｓ_１，Ｓ_３：オン）
期間iiｂにおける遮断電流が小さいため、コンデンサＣ_３，Ｃ_４の充放電期間がデッドタイムｔ_Ｄより長くなる。このため、充放電完了前にスイッチング素子Ｓ_３がオンすることになり、コンデンサＣ_３が短絡されてスパイク状の放電電流ｉ_Ｓ３が流れる。この電流ｉ_Ｓ３によるスイッチング素子Ｓ_３の導通抵抗により、損失が発生する。
（４）期間ivｂ（Ｓ_１，Ｓ_３：オン）
期間iiiｂにおける放電電流ｉ_Ｓ３が流れ終わると、インバータ１Ｅの出力電流ｉ_Ｌｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ_３→スイッチング素子Ｓ_１→共振コンデンサＣ_ｒの順に流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖ_ｏｕｔは０［Ｖ］となる。
なお、スイッチング素子Ｓ_４がオンする場合も、同様の動作となる。 図２３，図２５の何れの場合でも、インバータ１Ｅ内のスナバコンデンサの短絡によりスイッチング素子に電流が流れるため、導通損失が発生する。
従って、スナバコンデンサを除去すれば、ターンオンしたアームは還流ダイオードが導通することになり、ターンオン損失は発生しなくなる。また、スナバコンデンサを除去しなくてもその容量を小さくすれば充放電期間が短くなるので、充放電が終了してからスイッチング素子をターンオンさせることが可能である。
しかしながら、スナバコンデンサを除去するか、またはその容量を小さくする場合には、インバータ１Ｅの出力電流を大きくして加熱コイル１１に大電力を供給する際に、スナバコンデンサ本来のターンオフ損失低減効果が得られなくなり、スイッチング損失が大きくなってしまう。従って、スイッチング損失を抑えながら低抵抗負荷への電力供給を可能にするためには、ターンオフ損失が小さく、しかもスナバコンデンサ短絡によるターンオン損失も小さいことが望ましい。 そこで、本発明の解決課題は、ターンオフ損失、ターンオン損失及びノイズを低減し、スイッチング素子や装置を破損させることなく低抵抗負荷への電力供給や小電力運転を可能とした誘導加熱装置を提供することにある。

課題を解決するための手段[発明の詳細な説明]から抜粋

本発明によれば、ターンオフ損失だけでなく、スナバ短絡によるターンオン損失を低減すると共にノイズを低減し、スイッチング素子や装置を破損させずにアルミ、銅、非磁性ステンレス等の低抵抗負荷への電力供給や小電力運転を可能にした誘導加熱装置を提供することができる。