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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】特開2017-229150(P2017-229150A)
(43)【公開日】2017年12月28日
(54)【発明の名称】3相回転機の制御装置
(51)【国際特許分類】
   H02P 6/10 20060101AFI20171201BHJP
   H02P 6/28 20160101ALI20171201BHJP
   B62D 6/00 20060101ALI20171201BHJP
   B62D 5/04 20060101ALI20171201BHJP
【FI】
   H02P6/10
   H02P6/28
   B62D6/00
   B62D5/04
【審査請求】未請求
【請求項の数】4
【出願形態】OL
【全頁数】19
(21)【出願番号】特願2016-123417(P2016-123417)
(22)【出願日】2016年6月22日
(71)【出願人】
【識別番号】000004260
【氏名又は名称】株式会社デンソー
(74)【代理人】
【識別番号】100093779
【弁理士】
【氏名又は名称】服部 雅紀
(72)【発明者】
【氏名】鈴木 崇志
【テーマコード(参考)】
3D232
3D333
5H560
【Fターム(参考)】
3D232DA15
3D232DA63
3D232DA64
3D232DC33
3D232DC34
3D232DC35
3D232DD02
3D232DD10
3D232DD17
3D232EB11
3D232EC23
3D333CB02
3D333CB13
3D333CD53
3D333CD58
3D333CE15
3D333CE16
3D333CE20
3D333CE30
3D333CE32
5H560BB04
5H560BB07
5H560BB17
5H560DA00
5H560DC12
5H560DC13
5H560EB01
5H560RR01
5H560SS02
5H560TT15
5H560UA05
5H560XA02
5H560XA12
5H560XA13
(57)【要約】
【課題】マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する3相回転機の制御装置において、トルクリップルを低減しつつ、相電流ピーク値を低減可能な制御装置を提供する。
【解決手段】二組の3相巻線組を有する埋込磁石型の3相回転機の駆動を制御する制御装置において、二つの電力変換器は、二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、nを整数とすると、互いの位相差が(30±60×n)degである交流電流を二組の巻線組に出力する。制御部651は、二組の巻線組に通電される相電流1次成分のピーク値を低減するように、dq座標上で基本波成分に重畳する6次成分のd軸電流及びq軸電流を演算し、3相回転機の通電を制御する。制御部651は、6次q軸電流のみを通電し、6次d軸電流の振幅を0にするように、すなわち、6次q軸電流の振幅が6次d軸電流の振幅よりも大きくなるように電流を演算する。
【選択図】図3
【特許請求の範囲】
【請求項1】
二組の3相巻線組(801、802)を有し、当該二組の巻線組に異なる位相の交流電流が通電されたとき、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する3相回転機(80)の駆動を制御する制御装置であって、
前記二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、nを整数とすると、互いの位相差が(30±60×n)[deg]である交流電流を前記二組の巻線組に出力する二つの電力変換器(601、602)と、
前記二組の巻線組に通電される相電流1次成分のピーク値を低減するように、dq座標上で基本波成分に重畳する6(2k+1)次(kは0以上の整数)成分のd軸電流及びq軸電流を演算し、前記3相回転機の通電を制御する制御部(65)と、
を備え、
前記制御部は、
前記6(2k+1)次成分のq軸電流の振幅が前記6(2k+1)次成分のd軸電流の振幅よりも大きくなるように電流を演算する3相回転機の制御装置。
【請求項2】
前記制御部は、
前記6(2k+1)次成分のd軸電流の振幅を0にする請求項1に記載の3相回転機の制御装置。
【請求項3】
前記制御部は、
前記6(2k+1)次成分のd軸電流及びq軸電流の振幅の積に基づいて発生する12(2k+1)次成分のトルクリップルについての補償量を算出するトルクリップル補償量算出部(29)をさらに備え、
前記トルクリップル補償量算出部により算出されたトルクリップル補償量をq軸電流に加算する請求項1または2に記載の3相回転機の制御装置。
【請求項4】
車両の電動パワーステアリング装置(90)に適用され、前記3相回転機としての操舵アシストモータの駆動を制御する請求項1〜3のいずれか一項に記載の3相回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、3相回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
一般に、多相回転機の巻線に通電する電流と回転機の出力トルクとの関係については、通電電流を大きくすることで出力トルクを大きくすることができる反面、大きな電流を流すと発熱が大きくなり、多相回転機の性能劣化や故障のおそれが生じる。
従来、相電流1次成分の基本波に高調波電流を重畳させることにより相電流ピーク値を低減し、電流ピーク値に起因する発熱を低減する技術が知られている。
【0003】
例えば特許文献1には、二組の巻線組を有する3相回転機の制御装置において、二組の巻線組に所定の位相差の電流を通電することにより、5次高調波成分によって生ずる6次のトルクリップルを相殺しつつ、相電流ピーク値を低減する技術が開示されている。この技術では、dq座標上で0次成分に重畳させる6次成分のdq軸電流を演算することで、相電流1次成分に重畳させる5次高調波成分を生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特許第5672278号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
特許文献1の技術は、主に表面磁石型回転機を想定し、マグネットトルクのトルクリップルを低減するものである。しかし、d軸インダクタンスとq軸インダクタンスとの値が異なる埋込磁石型回転機では、その差分に基づくリラクタンストルクが発生する。また、表面磁石型回転機でも微小なリラクタンストルクが発生する場合がある。
このように、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する3相回転機に特許文献1の技術を適用した場合、リラクタンストルクのトルクリップルを相殺することができないという問題がある。
【0006】
本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する3相回転機の制御装置において、トルクリップルを低減しつつ、相電流ピーク値を低減可能な3相回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明は、二組の3相巻線組(801、802)を有し、当該二組の巻線組に異なる位相の交流電流が通電されたとき、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する3相回転機(80)の駆動を制御する制御装置である。
この制御装置は、二つの電力変換器(601、602)及び制御部(65)を備える。
二つの電力変換器は、二組の巻線組に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、nを整数とすると、互いの位相差が(30±60×n)[deg]である交流電流を二組の巻線組に出力する。
【0008】
制御部は、二組の巻線組に通電される相電流1次成分のピーク値を低減するように、dq座標上で基本波成分に重畳する6(2k+1)次成分(kは0以上の整数)のd軸電流及びq軸電流を演算し、3相回転機の通電を制御する。
ここで、制御部は、6(2k+1)次成分のq軸電流の振幅が6(2k+1)次成分のd軸電流の振幅よりも大きくなるように電流を演算する。
なお、6(2k+1)次成分には、6次、18次、30次等の成分が該当する。
【0009】
リラクタンストルクが発生する3相回転機では、6(2k+1)次成分のd軸電流、及び、6(2k+1)次成分のq軸電流の振幅の積に基づいて、12(2k+1)次成分のトルクリップルが発生する。
このトルクリップルを低減するためには、6(2k+1)次成分のq軸電流の振幅とd軸電流の振幅の積を小さくすればよい。ただし、d軸電流の振幅を大きく、q軸電流の振幅を小さく設定した場合には、相電流ピークの低減効果は小さい。
【0010】
そこで、本発明では、6(2k+1)次成分のq軸電流の振幅を6(2k+1)次成分のd軸電流の振幅よりも大きく設定する。これにより、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する3相回転機の制御装置において、トルクリップルを低減しつつ、相電流ピーク値を適切に低減することができる。その結果、トルクリップルに起因する振動や騒音を低減するとともに、相電流ピーク値に起因する発熱や損失を低減することができる。
【0011】
好ましくは、制御部は、6(2k+1)次成分のd軸電流の振幅を0とし、6(2k+1)次成分のq軸電流のみを通電する。これにより、12(2k+1)次成分のトルクリップルを0にすることができる。したがって、トルクリップルによる影響を排除することができる。
【図面の簡単な説明】
【0012】
図1】各実施形態による3相回転機の制御装置が適用される電動パワーステアリング装置の概略構成図。
図2】3相回転機の制御装置の全体構成図。
図3】第1実施形態による制御部のブロック図。
図4図3のピーク低減電流指令値演算部のブロック図。
図5】3相回転機の回転数とd軸電流制限ゲインとの関係を示す特性図。
図6】電流振幅基準値と電流振幅制限値との関係を示す特性図。
図7】3相回転機の回転数と電流振幅ゲインとの関係を示す特性図。
図8】3相回転機の回転数と位相補償量との関係を示す特性図。
図9】6次成分のq軸電流のみを通電した場合の6次q軸電流比率と相電流ピーク低減率との関係を示す図。
図10】6次q軸電流比率4%での(a)相電流波形図、(b)ピーク部拡大図。
図11】同上比率4.4%での(a)相電流波形図、(b)ピーク部拡大図。
図12】同上比率5%での(a)相電流波形図、(b)ピーク部拡大図。
図13】第2実施形態による制御部のブロック図。
図14】第2実施形態及び比較例による(a)6次d軸電流振幅比率−相電流ピーク低減率、(b)相電流ピーク低減率−トルクリップル指数の関係を示す特性図。
図15】第3実施形態による制御部のブロック図。
図16】第4実施形態による制御部のブロック図。
【発明を実施するための形態】
【0013】
以下、3相回転機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。各実施形態において「3相回転機の制御装置」としてのECUは、車両の電動パワーステアリング装置に適用され、操舵アシストトルクを発生するモータ(すなわち、3相回転機)の通電を制御する。最初に図1図2を参照し、各実施形態に共通の構成について説明する。
[電動パワーステアリング装置の構成]
図1に、電動パワーステアリング装置90を含むステアリングシステム100の全体構成を示す。なお、図1に示す電動パワーステアリング装置90はコラムアシスト式であるが、ラックアシスト式の電動パワーステアリング装置にも同様に適用可能である。
【0014】
ステアリングシステム100は、ハンドル91、ステアリングシャフト92、ピニオンギア96、ラック軸97、車輪98、及び、電動パワーステアリング装置90等を含む。
ハンドル91にはステアリングシャフト92が接続されている。ステアリングシャフト92の先端に設けられたピニオンギア96は、ラック軸97に噛み合っている。ラック軸97の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪98が設けられる。運転者がハンドル91を回転させると、ハンドル91に接続されたステアリングシャフト92が回転する。ステアリングシャフト92の回転運動は、ピニオンギア96によりラック軸97の直線運動に変換され、ラック軸97の変位量に応じた角度に一対の車輪98が操舵される。
【0015】
電動パワーステアリング装置90は、操舵トルクセンサ93、ECU10、モータ80及び減速ギア94等を含む。
操舵トルクセンサ93は、ステアリングシャフト92の途中に設けられ、運転者の操舵トルクTsを検出する。ECU10は、操舵トルクTsに基づいて、モータ80が所望のアシストトルクを発生するようにモータ80の駆動を制御する。モータ80が出力したアシストトルクは、減速ギア94を介してステアリングシャフト92に伝達される。
【0016】
[制御装置の構成]
図2に、制御装置の全体構成を示す。「3相回転機」としてのモータ80は、二組の3相巻線組801、802を有する3相ブラシレスモータである。第2巻線組802の各相コイル821、822、823は、第1巻線組801の各相コイル811、812、813に対し、電気角30degの位置関係に配置されている。巻線組801、802の構成は、例えば特許文献1(特許第5672278号公報)の図3に参照される。
回転角センサ85は、モータ80の電気角θを検出し、制御部65に出力する。
【0017】
さらに、モータ80は、IPMSM、すなわち埋込磁石型の同期回転機である。一般に埋込磁石型回転機は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する。このように各実施形態の制御装置は、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータ80の駆動を制御することを前提とする。図2は、基本的に特許文献1の図1に準ずるものであるが、モータ80に「IPMSM」を明示している点が異なる。
【0018】
「制御装置」としてのECU10は、インバータ601、602、電流センサ701、702、及び、制御部65等を備えている。
「第1電力変換器」としての第1インバータ601、及び、「第2電力変換器」としての第2インバータ602は、二組の巻線組801、802に対応して設けられ、振幅が互いに同一であり、nを整数とすると、互いの位相差が(30±60×n)degである交流電流を二組の巻線組801、802に出力する。
以下、巻線組と当該巻線組に対応するインバータとを含む単位を「系統」という。構成要素符号の3桁目の数字「1」、「2」、及び、電流、電圧等の物理量を表す記号の末尾数字「1」、「2」は、第1系統又は第2系統の構成要素及び物理量であることを示す。二系統の物理量を包括して表す場合、末尾数字「1」、「2」を付さないで記す。
【0019】
インバータ601、602は、それぞれ、例えばMOSFET等の6つのスイッチング素子611〜616、621〜626が、高電位ラインLpと低電位ラインLgとの間にブリッジ接続されている。インバータ601、602は、制御部65の駆動回路68からの駆動信号によりスイッチング動作し、バッテリ51の直流電力を変換して、二組の巻線組801、802に供給する。
インバータ601、602の入力部には、各系統の電源リレー521、522及び平滑コンデンサ53が設けられている。また、分圧Vr1、Vr2を検出することにより入力電圧を検出可能である。
【0020】
電流センサ701、702は、電流検出素子711、712、713、721、722、723により各系統の相電流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2を検出し、制御部65にフィードバックする。
制御部65は、マイコン67、駆動回路(又はプリドライバ)68等で構成され、操舵トルクセンサ93が検出した操舵トルクTs、並びに、相電流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2、及び電気角θのフィードバック情報等に基づいてモータ80の通電を制御する。
【0021】
次に、各実施形態の制御部65の構成について実施形態毎に説明する。第1〜第4実施形態の制御部の符号として、「65」に続く3桁目に実施形態の番号を付す。第1〜第4実施形態の制御部651〜654は、いずれも、二組の巻線組801、802に流れるdq軸実電流の和と差を、二系統のdq軸電流指令値の和と差に対してフィードバック制御するものである。この方式は、系統毎の電流指令値に対してフィードバック制御する構成に比べ、演算を簡単にすることができる。
各実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【0022】
(第1実施形態)
第1実施形態について、図3図12を参照して説明する。
図3に示すように、制御部651は、電流指令値加減算部41、ピーク低減電流指令値演算部20、加減算部28、電流フィードバック演算部40等を含む。
【0023】
電流指令値加減算部41では、d軸、q軸毎に電流指令値Id*、Iq*が加減算され、電流指令値の和であるId和*、Iq和*、及び、電流指令値の差であるId差*、Iq差*が生成される。二系統の電気的特性は同等であるから、Id和*、Iq和*はId*、Iq*の2倍に相当し、Id差*、Iq差*は「0」に相当する。
なお、電流指令値加減算部41を設けず、「Id和*=2×Id*、Iq和*=2×Iq*、Id差*=0、Iq差*=0」に設定する構成としてもよい。
【0024】
ピーク低減電流指令値演算部20は、二組の巻線組801、802に通電される相電流1次成分、すなわち基本波のピークを低減するように、相電流に重畳される高調波成分をdq座標上で演算する。第1〜第4実施形態では、相電流に重畳される高調波成分として、相電流1次成分の5倍、7倍の周波数を有する5次成分及び7次成分を生成する。これに対応し、dq座標で0次成分の基本波に重畳される高調波成分として、相電流1次成分の6倍の周波数を有する6次成分のdq軸電流を生成する。
ピーク低減電流指令値演算部20の詳細構成については後述する。
【0025】
以下、本明細書における6次dq軸電流とは、相電流ピーク低減を目的として基本波に重畳される電流指令値を意味する。第1系統及び第2系統における基本波振幅に対する6次d軸電流の振幅を「Id16*、Id26*」と表し、二系統の差を「Id差6*」と表す。同様に、第1系統及び第2系統における基本波振幅に対する6次d軸電流の振幅を「Iq16*、Iq26*」と表し、二系統の差を「Iq差6*」と表す。
ピーク低減電流指令値演算部20で系統毎に演算された6次dq軸電流Id16*、Id26*、Iq16*、Iq26*は、加減算部28にてd軸、q軸毎に加減算される。電流位相が30degずれた二系統の6次成分の和は相殺するから、Id和6*、Iq和6*は0となる。
【0026】
特に第1実施形態では、6次q軸電流Iq16*、Iq26*の振幅を正の値とし、6次d軸電流Id16*、Id26*の振幅を0とする。その技術的意義については後述する。
正の値である6次q軸電流Iq16*、Iq26*の振幅は、6次d軸電流Id16*、Id26*の振幅、すなわち0よりも当然に大きい。また、二系統の6次d軸電流の差であるId差6*は0であるため、二系統の6次q軸電流の差であるIq差6*のみが加減算部28から出力される。
なお、加減算部28を設けず、ピーク低減電流指令値演算部20の内部で、Iq差6*を直接算出する構成としてもよい。
【0027】
加減算部28で算出されたIq差6*は、電流指令値加減算部41が算出した二系統のq軸電流指令値の差であるIq差*、つまり「0」に加算される。
こうして、電流指令値加減算部41が算出したId和*、Iq和*、Id差*は、そのまま電流フィードバック演算部40に出力される。また、Iq差*には、Iq差6*が加算されて電流フィードバック演算部40に出力される。
【0028】
電流フィードバック演算部40は、和制御器421、差制御器42、二系統電圧算出部43、及び、フィードバック電流加減算部46を含む。なお、本明細書では、「指令値と実値との偏差に基づくフィードバック演算を行う部分」を「電流フィードバック演算部」と定義する。そのため、フィードバック演算前後の座標変換部341、342、351、352を「電流フィードバック演算部」の枠外に図示する。
【0029】
和制御器421には、Id和*、Iq和*と、フィードバック電流加減算部46で算出されたId和、Iq和との偏差が入力される。和制御器421は、これらの偏差を0に収束させるように、比例積分制御演算によって、二系統の電圧指令値の和であるVd和、Vq和を演算する。
差制御器422には、Id差*(=0)、及び「Iq差*(=0)にIq差6*が加算された値」と、フィードバック電流加減算部46で算出されたId差、Iq差との偏差が入力される。差制御器422は、これらの偏差を0に収束させるように、比例積分制御演算によって二系統の電圧指令値の差であるVd差、Vq差を演算する。
【0030】
図3の座標変換部341、342、351、352について、第1系統の制御ブロックに「第1」、第2系統の制御ブロックに「第2」を付して記す。ただし、二系統の各制御ブロックの機能は基本的に同じであるため、明細書中では「第1」、「第2」を適宜省略し、一括して説明する。座標変換演算において、第1系統では電気角として「θ」を用い、第2系統では位相が30degずれた「θ−30」を用いて演算する。以下、本明細書中の「θ」の単位は、[deg]とする。
【0031】
系統電圧算出部43は、Vd和、Vq和、Vd差、Vq差を、第1系統及び第2系統の電圧指令値Vd1、Vq1、Vd2、Vq2に変換し、2相3相変換部341、342に出力する。
2相3相変換部341、342は、dq軸電圧指令値Vd1、Vq1、Vd2、Vq2を3相電圧指令値Vu1、Vv1、Vw1、Vu2、Vv2、Vw2に座標変換する。
その後、3相電圧指令値Vu1、Vv1、Vw1、Vu2、Vv2、Vw2に基づき、PWM制御等によって、インバータ601,602の駆動信号が生成される。
【0032】
3相2相変換部351、352は、電流センサにて検出された実電流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2をdq軸電流Id1、Iq1、Id2、Iq2に座標変換してフィードバックする。
フィードバック電流加減算部46は、3相2相変換部351、352から入力された電流検出値Id1、Iq1、Id2、Iq2を加減算し、Id和、Iq和、Id差、Iq差を算出する。
【0033】
続いて、各実施形態に共通のピーク低減電流指令値演算部20の構成について、図4図8を参照する。
図4に示すように、ピーク低減電流指令値演算部20は、d軸電流指令値制限部21、電流振幅算出部22、電流振幅制限部23、電流振幅ゲイン設定部24、電流位相算出部25、位相補償量算出部26、及び、最終電流指令値算出部27を備える。ピーク低減電流指令値演算部20は、dq軸電流指令値Id*、Iq*に基づき、ピーク低減電流指令値として、6次dq軸電流Id16*、Id26*、Iq16*、Iq26*を演算する。ここで、第1実施形態では、6次d軸電流Id16*、Id26*の振幅は0である。
【0034】
相電流ピークを低減することにより、特にモータ80の零速度時、低回転時において、インバータ601、602や巻線組801、802の発熱を低減することができる。
ピーク低減電流指令値演算部20には、dq軸電流指令値Id*、Iq*の他に、回転角センサ85で検出された電気角θ、及び、電気角θを時間微分して得られた電気角速度ωが入力される。電気角速度ωは、比例定数を乗じることによりモータ回転数[rpm]に換算される。以下の明細書及び図面では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して、適宜「回転数ω」と記す。また、回転数ωの正負は、電気角θの正負、すなわちモータ80の回転方向が反映される。
【0035】
ピーク低減電流指令値演算部20は、相電流1次成分のピークを低減するように、dq座標上で6次成分のdq軸電流を演算する。
以下、各ブロックにおける演算について説明する。各ブロックの演算は、マップの参照により実行してもよく、数式の演算により実行してもよい。
【0036】
d軸電流指令値制限部21は、モータ80の回転数ωに応じてd軸電流指令値Id*を制限し、d軸電流指令制限値Id*_limとして出力する。具体的には、図5に示すように、回転数ωの絶対値がωd1以上のとき、d軸電流指令値Id*にd軸電流制限ゲインKdとして「1」を乗じる。また、回転数ωの絶対値がωd0未満のとき、d軸電流指令値Id*にd軸電流制限ゲインKdとして「0」を乗じる。回転数ωの絶対値がωd0からωd1までの間では、ゲインKdを「0」から「1」まで漸増させる。
【0037】
すなわち、回転数ωの絶対値がωd1以上のとき、d軸電流指令値Id*をそのまま維持し、回転数ωの絶対値がωd0未満のとき、d軸電流指令値Id*を0として電流位相θiを0degに固定する。また、回転数ωの絶対値がωd0からωd1までの間では、それらの間を徐変させる。これにより、回転数ωの絶対値がωd0未満である低回転数領域において、dq軸電流位相θiの演算を省略することができる。
ここで、特許文献1の図7に示す通り、電流位相θiは、dq軸座標においてId*、Iq*をそれぞれd軸、q軸成分とする電流ベクトルの+q軸を基準とした角度に相当する。電流位相θiは、+q軸から反時計回り方向を正と定義する。
【0038】
電流振幅算出部22は、dq軸電流の6次成分の電流振幅基準値Ip0を算出する。
電流振幅制限部23は、電流振幅基準値Ip0の値を制限し、電流振幅制限値IpLIMとして出力する。具体的には、図6に示すように、電流振幅基準値Ip0の絶対値がIp_neg以上Ip_grd以下のとき、電流振幅基準値Ip0をそのまま維持する。一方、電流振幅基準値Ip0の絶対値がIp_neg未満のとき、電流振幅制限値IpLIMを0とする。また、電流振幅基準値Ip0の絶対値がIp_grdを超えたとき、電流振幅制限値IpLIMをガード値±Ip_grdに制限する。
【0039】
電流振幅基準値Ip0の絶対値がIp_negより小さいときには相電流1次成分のピークが比較的低く、発熱が問題とならないため、あえてピークを低減する必要性が低い。したがって、電流振幅制限値IpLIMを0とし、ピーク低減電流指令値演算部20が出力するピーク低減電流指令値を0とすることにより、ピーク低減電流指令値の演算を省略することができる。
【0040】
電流振幅ゲイン設定部24は、モータ80の回転数ωに応じて電流振幅ゲインKpを設定する。電流振幅制限部23が出力した電流振幅制限値IpLIMに電流振幅ゲインKpが乗算されて得られた電流振幅Ipは、最終電流指令値算出部27に出力される。
図7(a)、(b)に示すように、回転数ωの絶対値がωpより大きいとき、電流振幅ゲインKpは「0」に設定される。すなわち、回転数ωの絶対値がωpより大きい高回転数領域では、ピーク低減電流指令値を0とし、相電流1次成分のピークを低減するための通電を実施しない。したがって、電流振幅ゲイン設定部24の回転数閾値ωpと、d軸電流指令値制限部21の回転数閾値ωd0との関係を「ωd0≧ωp」にすると、すべての回転数領域で、電流位相θiの演算を省略することができる。
【0041】
一方、回転数ωの絶対値がωp以下のとき、図7(a)に示す例では、回転数ωが0に近づくほど直線的に増加するように電流振幅ゲインKpを設定する。また、図7(b)に示す例では、電流制御の応答遅れに伴い発生する振幅低下分を補正するように電流振幅ゲインKpを設定する。例えば、電流振幅ゲインKpは、回転数ωの絶対値がωpから減少するに伴って増加し、さらに回転数ωの絶対値が0の近傍では再び減少するように設定される。
この構成では、発熱に対するピーク値の影響が大きい零速度時及び低回転時には高調波成分を重畳させ、発熱に対する実効値の影響が大きい中、高回転時には高調波成分を重畳させないようにする。これにより、ニーズに応じた効果的な制御が可能となる。
【0042】
電流位相算出部25は、電流振幅ゲイン設定部24の回転数閾値ωpと、d軸電流指令値制限部21の回転数閾値ωd0との関係が「ωd0<ωp」である場合、回転数ωの絶対値が「ωd0<|ω|<ωp」の領域で、dq軸電流指令値Id*、Iq*に基づいて、dq軸電流位相θiを算出し、最終電流指令値算出部27に出力する。
【0043】
位相補償量算出部26は、モータ80の回転数ωに応じた位相補償量θcを算出する。回転数ωが高いほど、通電しようとする電流の周波数が高くなり、電流制御の応答遅れに伴い発生する位相遅れ分を補償する必要が生ずる。そこで、位相補償量算出部26は、図8に示すように、下限値θc_minと上限値θc_maxとの間で回転数ωに応じて正の相関を有する位相補償量θcを算出し、最終電流指令値算出部27に出力する。
【0044】
最終電流指令値算出部27は、電流振幅Ip、位相補償量θc、及び、場合によってはdq軸電流位相θiが入力される。また、回転角センサ85から電気角θを取得し、6次dq軸電流Id16*、Id26*、Iq16*、Iq26*を算出する。
なお、加減算部28を設けない構成では、最終電流指令値算出部27は、二系統の6次dq軸電流の差であるId差6*、Iq差6*を算出する。
【0045】
上記構成による第1実施形態では、相電流ピーク低減のための6次dq軸電流として、6次q軸電流Iq16*、Iq26*のみを二組の巻線組801、802に通電し、6次d軸電流Id16*、Id26*を流さない。次に、この構成の技術的意義について説明する。
マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータのトルクTmは、式(1)で表される。ここで、Ktはマグネットトルク定数、Ld、Lqは、d軸インダクタンス及びq軸インダクタンスを表す。
Tm=Kt×Iq+(Ld−Lq)×Id×Iq ・・・(1)
一般に埋込磁石型回転機では「Ld≠Lq」であるため、式(1)右辺の第2項によるリラクタンストルクが発生する。
【0046】
次に、特許文献1の従来技術に基づき、電気角が30degずれた位置関係に設けられた二系統の巻線組801、802に通電する電流について、dq座標上で0次成分の基本波に6次dq軸電流を重畳させる構成を適用する。二系統が正常であることを前提とすると、二系統のインバータ601、602が出力する交流電流の振幅は、互いに同一であり、互いの位相差が30degである。
【0047】
この構成による第1系統の巻線トルクTm1、第2系統の巻線トルクTm2は、式(2.1)、(2.2)で表される。例えば、「Iq10」は、第1系統の0次成分のq軸電流振幅を意味し、「Id26」は、第2系統の6次成分のq軸電流振幅を意味する。
【数1】
【0048】
二系統の電気的特性は同等であるため、式(3.1)〜(3.4)にて、二系統に共通の0次dq軸電流Id0、Iq0、及び、6次dq軸電流Id6、Iq6を定義する。
Id0=Id10=Id20 ・・・(3.1)
Iq0=Iq10=Iq20 ・・・(3.2)
Id6=Id16=Id26 ・・・(3.3)
Iq6=Iq16=Iq26 ・・・(3.4)
【0049】
式(3.1)〜(3.4)を用いて式(2.1)、(2.2)の両辺を合算すると、二系統の合計巻線トルクTmは、式(4)で表される。
【数2】
すなわち、式(4)右辺第2項のリラクタンストルクのうち、6次のトルクリップルは二系統で相殺されるのに対し、12次のトルクリップルは相殺されない。
【0050】
そこで、6次d軸電流Id6、又は6次q軸電流Iq6のいずれか一方の振幅を0にすれば、それらの積を含む12次トルクリップルは0になる。しかし、6次q軸電流Iq6の振幅を0にし、6次d軸電流Id6のみを通電した場合には、検証の結果、相電流のピーク低減効果が得られないことが確認された。したがって、第1実施形態では、6次d軸電流Id6の振幅を0にし、6次q軸電流Iq6のみを通電する構成を採用する。
【0051】
この場合、式(4)に「Id6=0」を代入すると、式(5)が得られる。すなわち、リラクタンストルクは、直流成分である0次dq軸電流Id0、Iq0によってのみ規定され、12次トルクリップルは発生しない。
【数3】
【0052】
続いて、第1実施形態による相電流ピーク低効果について、図9図12を参照する。
以下、基本波振幅に対する6次q軸電流Id6及び6次q軸電流Iq6の振幅比率を、それぞれ、6次d軸電流振幅比率R(Id6)及び6次q軸電流振幅比率R(Iq6)と表す。図9には、6次q軸電流振幅比率R(Iq6)を0〜10%の間で変化させたときの相電流ピーク低減率の変化を示す。図9において相電流ピーク低減率が最大付近となる6次q軸電流振幅比率R(Iq6)が4%、4.4%、5%のときの相電流波形を、それぞれ図10図11図12に示す。
【0053】
図10図12の(a)には、電気1周期での相電流波形全体を示す。同系統での三相の波形は同一であり、位相が互いに120degずれている。また、第1系統と第2系統の同相同士の波形は位相が互いに30degずれている。図10図12の波形は、いずれの系統のどの相の波形と考えてもよく、位相軸における「0deg」の位置に意味はない。また、図10図12では、相電流基本波は「sin(θ+165)」で示される。つまり、位相θ=−75、105において、基本波の正側及び負側のピークが存在する。
【0054】
各図の(b)は、(a)における正側の相電流ピーク付近、すなわち、位相θ=−75degを中心とした拡大図である。図示のように、6次q軸電流Iq6を重畳させた後の相電流波形は、中心位相での電流値が両側の電流値よりも凹む波形となり、中心位相の両側にピーク値が存在する。このピーク値と100%との差が「相電流ピーク低減率」となる。6次q軸電流振幅比率R(Iq6)が4%〜5%のときの相電流ピーク低減率は、約3.4%である。
【0055】
特許文献1の従来技術では、相電流1次成分の基本波に対し5次高調波電流を重畳させることにより、相電流ピーク値の低減を図っている。このとき、二系統の巻線組に位相が30degずれた電流を通電することにより、6次のトルクリップルを相殺しているが、12次のリラクタンストルクが相殺されないことについては考慮されていない。
そのため、特許文献1の技術は、表面磁石型回転機には有効であるが、埋込磁石型回転機に代表される、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する回転機に適用した場合、相殺されないトルクリップルが発生する。
【0056】
それに対し、第1実施形態の制御部651は、dq軸座標上で基本波に重畳するピーク低減電流について、6次d軸電流Id6の振幅を0にし、6次q軸電流Iq6のみを通電する。これにより、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生するモータ80において、相電流ピーク値を低減するとともに、リラクタンストルクのトルクリップルが発生しないようにすることができる。したがって、相電流ピーク値に起因する発熱や損失を低減する効果に加え、トルクリップルによる騒音や振動の影響を排除することができる。
【0057】
特に車両の電動パワーステアリング装置では、搭載スペースの制約等により小型のECU10で大電流を通電させる必要があるため、相電流ピークの低減により、発熱や損失を低減するニーズが大きい。一方、トルクリップルによる騒音や振動が運転者の操舵フィーリングや商品性に及ぼす影響も大きく、トルクリップル低減のニーズも大きい。
したがって、トルクリップルの低減効果と相電流ピーク低減効果とを両立する本発明の各実施形態の効果が有効に発揮される。さらに第1実施形態では、12次トルクリップルを0にすることができるため、騒音や振動の低減をより優先するシステムに適している。
【0058】
(第2実施形態)
第2実施形態について、図13図14を参照して説明する。
第2実施形態の制御部652は、ピーク低減電流指令値演算部20が演算する6次d軸電流Id16*、Id26*の振幅を非ゼロの値とする。また、6次q軸電流Iq16*、Iq26*の振幅が6次d軸電流Id16*、Id26*の振幅よりも大きくなるようにする。
加減算部28で算出されたId差6*、Iq差6*は、それぞれ、電流指令値加減算部41が算出したId差*、Iq差*、つまり「0」に加算される。そして、加算された電流値が電流フィードバック演算部40に出力される。
【0059】
図14に、第2実施形態と比較例との特性比較を示す。第2実施形態は、6次q軸電流振幅比率R(Iq6)を6次d軸電流振幅比率R(Id6)よりも大きい値に設定する。比較例は、6次q軸電流振幅比率R(Iq6)と6次d軸電流振幅比率R(Id6)とを等しい値に設定するものである。
図14の例では、6次q軸電流振幅比率R(Iq6)の最大値を4.6%に設定する。図中のA点、B点、C点の6次d軸電流振幅比率R(Id6)及び6次q軸電流振幅比率R(Iq6)は、以下の通りである。
[A点]:R(Id6)=0%、R(Iq6)=0%
[B点]:R(Id6)=0%、R(Iq6)=4.6%
[C点]:R(Id6)=4.6%、R(Iq6)=4.6%
【0060】
黒丸及び破線矢印で示す比較例では、「R(Id6)=R(Iq6)」の関係を維持しつつ、A点とC点との間で6次d軸電流振幅比率R(Id6)を変化させる。
ここで、相電流5次成分の振幅比率R(I5)、及び7次成分の振幅比率R(I7)は、式(6.1)、(6.2)により表される。
R(I5)=(R(Id6)+R(Iq6))/2×√(2/3)・・・(6.1)
R(I7)=(R(Id6)−R(Iq6))/2×√(2/3)・・・(6.2)
したがって、「R(Id6)=R(Iq6)」のとき、7次成分の振幅比率R(I7)は0となる。つまり、比較例は、相電流5次成分のみを基本波に重畳する特許文献1の従来技術に相当するものである。
【0061】
一方、白丸及び実線矢印で示す第2実施形態では、「R(Iq6)=4.6%」に固定し、B点とC点との間で6次d軸電流振幅比率R(Id6)を変化させる。
第2実施形態では、6次d軸電流振幅比率R(Id6)は0でなく、且つ、6次q軸電流振幅比率R(Iq6)は6次d軸電流振幅比率R(Id6)よりも大きいことを要件としているため、B点及びC点を含まない。つまり、B点の直後からC点の直前までの範囲が第2実施形態で規定される範囲となる。そのため、B点の白丸輪郭を破線で示す。
【0062】
なお、A点及びB点を含み、6次d軸電流振幅比率R(Id6)が0である一点鎖線の範囲は、第1実施形態で規定される範囲である。「R(Id6)=0」のとき、式(6.1)、(6.2)により、「R(I5)=−R(I7)」となる。つまり、振幅比率の絶対値が等しく位相が逆相となる相電流5次成分及び7次成分が重畳される。そのため、第1実施形態では、相電流5次成分及び7次成分の振幅の組み合わせが限定される。
それに対し、「0≠R(Id6)<R(Iq6)」の関係のみが規定されている第2実施形態では、相電流5次成分及び7次成分の両方が基本波に重畳され、且つ、相電流5次成分及び7次成分の振幅の組み合わせを幅広く選択可能である。
【0063】
図14(a)に、6次d軸電流振幅比率R(Id6)に対する相電流ピーク低減率の関係を示す。比較例では、6次d軸電流振幅比率R(Id6)が0%から4.6%まで増加するに連れて、相電流ピーク低減率は、0%から約4.5%まで増加する。第2実施形態では、6次d軸電流振幅比率R(Id6)が0%から4.6%まで増加するに連れて、相電流ピーク低減率は、約3.4%から約4.5%まで増加する。
【0064】
図14(b)に、相電流ピーク低減率に対するトルクリップル指数の関係を示す。このトルクリップル指数は、式(7)で算出される無次元数であり、モータ80の特性に基づく比例定数を乗ずることにより、トルク値に換算される。ここでは、相対比較のみを目的としているため、指数で表す。
トルクリップル指数=1.5×R(Id6)[%]×R(Iq6)[%]・・・(7)
モータ80の騒音や振動抑制の観点から、トルクリップル指数は小さいほど好ましい。A点とB点との間の6次d軸電流振幅比率R(Id6)が0%の範囲では、トルクリップル指数は0である。
【0065】
比較例では、トルクリップル指数は、ほぼ相電流ピーク低減率の二乗に比例するように増加する。つまり、相電流ピークを低減するために6次dq軸電流を基本波に重畳することにより、12次のトルクリップルが放物線的に上昇することを意味する。
第2実施形態では、B点からC点に向かって、6次d軸電流振幅比率R(Id6)を0%から4.6%まで増加させる。その結果、相電流ピーク低減率を3.4%からさらに増加させることができる反面、トルクリップルも増加することとなる。
【0066】
そこで、現実に適用されるシステムにおける相電流ピーク低減の要求とトルクリップル低減の要求とのバランスにより、狙い値を判断することが望ましい。すなわち、発熱や損失の低減に寄与する相電流のピーク低減を優先する場合にはC点を狙い、騒音や振動の低減に寄与するトルクリップル低減を優先する場合にはB点を狙うことが好ましい。
【0067】
また、6次q軸電流振幅比率R(Iq6)の固定値を4.6%より小さい値に設定すると、B点−C点を結ぶ実線の特性線は、A点側に移動する。その場合でも、比較例による破線の特性線よりも下側の範囲が第2実施形態の範囲となる。すなわち、第2実施形態では、比較例に比べ、同じ相電流ピーク低減率に対応するトルクリップルを低現することができる。
【0068】
(第3実施形態)
第3実施形態について、図15を参照して説明する。
第3実施形態の制御部653は、6次dq軸電流の振幅の積に基づいて発生する12次成分のリラクタンストルクのトルクリップル補償量を算出するトルクリップル補償量算出部29をさらに備える。二系統の電流指令値の和と差に対してフィードバック制御する図15の構成では、6次dq軸電流の差であるId差6*、Iq差6*がトルクリップル補償量算出部29に取得される。トルクリップル補償量算出部29により算出された補償量は、二系統のq軸電流指令値の和であるIq和*に加算される。
【0069】
詳しくは、一系統分のトルクリップルは、(Id差6*/2)と(Iq差6*/2)との積に基づいて算出される。そして、一系統分の補償量の2倍の値が、二系統のq軸電流指令値の和であるIq和*に加算される。
また、現実的な狙いとしては、一系統あたりの6次d軸電流と6次q軸電流との積が、0次成分のq軸電流の10分の1以下となるようにすることが好ましい。
【0070】
第3実施形態では、相電流ピークの低減効果が十分に得られるように6次dq軸電流Id6、Iq6を演算した上で、6次dq軸電流Id6、Iq6によって発生する12次トルクリップルを補償するようにq軸電流を通電する。これにより、相電流ピークの低減効果と、トルクリップルの低減効果とを好適に両立させることができる。
なお、第1実施形態のように「Id差6*=0」の場合でも、トルクリップル補償量算出部29は、共通の演算ロジックを用いて、補償量を0とするように演算すればよい。
【0071】
(第4実施形態)
第4実施形態について、図16を参照して説明する。
第4実施形態の制御部654は、第1実施形態の制御部651の構成に加えて、3相電圧指令値Vu1、Vv1、Vw1、Vu2、Vv2、Vw2に対するデッドタイム補償の構成をさらに備える。デッドタイム補償は、特許第5333422号公報(特開2012−125022号公報)に開示された技術であり、デッドタイムの影響を打ち消すように電圧指令値を補償することにより、電圧利用率の向上や線間電圧の歪み低減を実現するものである。
【0072】
デッドタイム補償部(図中、「DT補償部」と記す。)391、392は、デッドタイムの影響を打ち消すように3相電圧指令値Vu1、Vv1、Vw1、Vu2、Vv2、Vw2を補償し、補償後の電圧Vu_dt1、Vv_dt1、Vw_dt1、Vu_dt2、Vv_dt2、Vw_dt2を出力する。この演算でデッドタイム補償部391、392は、相電流の極性を判別する必要がある。
【0073】
デッドタイム補償部391、392が「相電流1次成分に相電流5次成分及び相電流7次成分を加算した電流値」である3相重畳電流指令値に基づいて、相電流の極性を判別する構成における入出力信号を二点鎖線で記す。
この構成では、電流指令値加減算部41及び加減算部28の出力に基づく、Id和*、Iq和*、Id差6*(=0)、及び「Iq差*(=0)にIq差6*が加算された値」の4つの値は、和制御器421及び差制御器422に加え、系統電圧算出部47にも出力される。
系統電圧算出部47は、入力された4つの値を、第1系統及び第2系統のdq軸重畳電流指令値Id_sup1、Iq_sup1、Id_sup2、Iq_sup2に変換し、電流2相3相変換部381、382に出力する。
【0074】
dq軸重畳電流指令値Id_sup1、Iq_sup1、Id_sup2、Iq_sup2は、式(8.1)〜(8.4)で定義される。
Id_sup1=Id1*+Id16*=Id1*・・・(8.1)
Iq_sup1=Iq1*+Iq16* ・・・(8.2)
Id_sup2=Id2*+Id26*=Id2*・・・(8.3)
Iq_sup2=Iq2*+Iq26* ・・・(8.4)
【0075】
電流2相3相変換部381、382は、それぞれ、電気角「θ」及び「θ−30」を用いて、dq軸重畳電流指令値Id_sup1、Iq_sup1、Id_sup2、Iq_sup2を3相重畳電流指令値Iu_sup1、Iv_sup1、Iw_sup1、Iu_sup2、Iv_sup2、Iw_sup2に2相3相変換し、デッドタイム補償部391、392に出力する。デッドタイム補償部391、392は、取得した3相重畳電流指令値に基づいて相電流の極性を判別する。
なお、図16では、電流2相3相変換部381、382と区別するため、2相3相変換部341、342を、「(電圧)2相3相変換部341、342」と記す。
【0076】
また、デッドタイム補償部391、392が実電流に基づいて相電流の極性を判別する構成における入出力信号を破線で示す。
この構成では、電流センサ701、702にて検出された実電流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2は、3相2相変換部351、352に入力されるとともにデッドタイム補償部391、392にも入力される。
【0077】
第4実施形態の制御部654は、モータ80に印加される電圧に対しデッドタイムの影響を打ち消すように、相電流の極性に応じて電圧を補償するデッドタイム補償部391、392を備える。これにより、電圧利用率を向上させ、線間電圧の歪みを低減することができる。
【0078】
(その他の実施形態)
(a)上記実施形態では、マグネットトルク及びリラクタンストルクが合算されたトルクを発生する典型的な3相回転機として埋込磁石型回転機を挙げている。ただし、表面磁石型回転機でも微小なリラクタンストルクを発生する場合があるため、本発明を表面磁石型回転機の制御装置に適用することも可能である。
【0079】
(b)上記実施形態では、3相回転機において相電流5次、7次成分に座標変換されるdq軸6次成分の電流振幅の制御について説明している。この制御は、dq軸6次成分の他、18次、30次等、一般に「6(2k+1)次(kは0以上の整数)」と表される各次成分について同様に適用可能である。また、6(2k+1)成分のdq軸電流の振幅の積に基づいて発生するリラクタンストルクリップルの次数は、一般に「12(2k+1)次)」と表される12次、36次、60次等の次数成分となる。
【0080】
(c)上記実施形態では、dq軸電流指令値の和と差に対しフィードバック制御を実施しており、この構成は、特許文献1の第4実施形態(図13)に対応する。この構成に限らず、特許文献1の第3実施形態(図12)に対応するように、系統毎の電流指令値に対しフィードバック制御を実施してもよい。
(d)その他、3相回転機の制御装置の具体的な構成は、上記実施形態の図2図3等に例示した構成に限らない。例えばインバータのスイッチング素子は、MOSFET以外の電界効果トランジスタやIGBT等であってもよい。
【0081】
(e)本発明の3相回転機の制御装置は、電動パワーステアリング装置の操舵アシストモータの制御装置に限らず、他の3相モータまたは発電機用の制御装置として適用されてもよい。
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。
【符号の説明】
【0082】
10 ・・・ECU(制御装置)、
601、602・・・インバータ(電力変換器)、
65(651、652、653、654)・・・制御部、
80 ・・・モータ(3相回転機)、
801、802・・・巻線組。
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