特開2017-229163(P2017-229163A)IP Force 特許公報掲載プロジェクト 2015.5.11 β版

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】特開2017-229163(P2017-229163A)
(43)【公開日】2017年12月28日
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
   H02M 3/155 20060101AFI20171201BHJP
【FI】
   H02M3/155 S
   H02M3/155 Q
   H02M3/155 R
【審査請求】未請求
【請求項の数】16
【出願形態】OL
【全頁数】23
(21)【出願番号】特願2016-123944(P2016-123944)
(22)【出願日】2016年6月22日
(71)【出願人】
【識別番号】000004260
【氏名又は名称】株式会社デンソー
(71)【出願人】
【識別番号】304028726
【氏名又は名称】国立大学法人 大分大学
(74)【代理人】
【識別番号】100121821
【弁理士】
【氏名又は名称】山田 強
(74)【代理人】
【識別番号】100139480
【弁理士】
【氏名又は名称】日野 京子
(74)【代理人】
【識別番号】100125575
【弁理士】
【氏名又は名称】松田 洋
(74)【代理人】
【識別番号】100175134
【弁理士】
【氏名又は名称】北 裕介
(72)【発明者】
【氏名】高橋 英介
(72)【発明者】
【氏名】▲高▼橋 将也
(72)【発明者】
【氏名】西嶋 仁浩
【テーマコード(参考)】
5H730
【Fターム(参考)】
5H730AA14
5H730AA20
5H730AS01
5H730AS04
5H730AS05
5H730BB13
5H730BB14
5H730BB27
5H730BB57
5H730BB61
5H730DD04
5H730DD41
5H730EE04
5H730EE08
5H730EE13
5H730EE57
5H730EE59
5H730EE60
5H730FD01
5H730FD11
5H730FD31
5H730FG05
(57)【要約】
【課題】補助スイッチ及び共振リアクトルを用いてゼロ電圧スイッチングを実現した電力変換装置において、共振リアクトルに過剰な電圧が印加されることを抑制する。
【解決手段】二つの主スイッチSa1,Sa2に主コンデンサCa1,Ca2が並列接続されており、主コンデンサCa1,Ca2とともに直列共振回路を構成する共振リアクトルL2と、その直列共振回路と、出力側高圧側端子Tpoutとを接続する第1経路と、第1経路に設けられている補助ダイオードDsと、オン状態とされることで、共振リアクトルL2に電磁エネルギーを蓄積し、直列共振回路を共振させる補助スイッチSsと、第1経路と共通する部分を有するとともに、補助スイッチSsを介さず共振リアクトルL2を介して電流が流れる第2経路と、第2経路に設けられ、通電状態とされることで、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを放電するダイオードDuと、を備えている。
【選択図】 図1
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直列接続された二つの主スイッチ(Sa1,Sa2,Sb1,Sb2)と、
前記二つの主スイッチ同士の接続点(TA,TB)に一端が接続された平滑リアクトル(L1)と、
前記二つの主スイッチを交互にオンオフさせることで、入力端子(Tpin,Tnin)に接続された直流電源(40)から入力される電磁エネルギーを前記平滑リアクトルに蓄えるとともに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電磁エネルギーを出力端子(Tpout,Tnout)に接続された負荷(42)に出力する制御部(50)と、
を備える電力変換装置(10)であって、
前記二つの主スイッチの少なくともいずれかに容量成分(Ca1,Ca2,Cb1,Cb2)が並列接続されており、
前記容量成分に直列接続され、その容量成分とともに直列共振回路を構成する共振リアクトル(L2)と、
前記直列共振回路と、前記出力端子又は前記入力端子のうち高電圧側の端子である高電圧端子(Tpin,Tpout)とを接続する第1経路と、
前記第1経路に設けられ、前記高電圧端子から前記共振リアクトルに向かって電流が流れるように設けられた補助ダイオード(Ds)と、
前記第1経路に設けられ、オン状態とされることで、前記補助ダイオードを介して前記共振リアクトルに向かって電流を流すことで、前記共振リアクトルに電磁エネルギーを蓄積し、その電磁エネルギーにより前記直列共振回路を共振させる補助スイッチ(Ss)と、
前記第1経路と共通する部分を有するとともに、前記補助スイッチを介さず前記共振リアクトルを介して電流が流れる第2経路と、
前記第2経路に設けられ、通電状態とされることで、前記第2経路を介して、前記共振リアクトルに蓄積された電磁エネルギーを放電する通流制限部(Du,Su,Dtu1)と、
を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
前記通流制限部は、前記共振リアクトルの端子間電圧が所定値以上である場合に、通電状態とされることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記第2経路は、前記入力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルと、前記入力端子のうち低電圧側の端子とを接続する経路であることを特徴とする請求項1又は2に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記接続点との間に設けられ、
前記通流制限部は、前記入力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記出力端子のうち高電圧側の端子との間に設けられ、
前記通流制限部は、前記入力端子のうち低電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記第2経路は、前記出力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルと、前記出力端子のうち低電圧側の端子とを接続する経路であることを特徴とする請求項1又は2に記載の電力変換装置。
【請求項7】
前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記入力端子のうち高電圧側の端子との間に設けられ、
前記通流制限部は、前記出力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。
【請求項8】
前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記接続点との間に設けられ、
前記通流制限部は、前記入力端子のうち低電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。
【請求項9】
前記通流制限部は、ダイオード(Du)であることを特徴とする請求項1から請求項8までのいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項10】
前記第2経路は、前記補助ダイオードを介さず電流が流れることを特徴とする請求項3乃至9のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項11】
前記第2経路は、前記共振リアクトルの一端と他端とを接続する経路であることを特徴とする請求項1又は2に記載の電力変換装置。
【請求項12】
前記通流制限部は、互いに逆方向に接続された2つのツェナーダイオード(Dtu1,Dtu2)であることを特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。
【請求項13】
前記通流制限部は、ダイオードであることを特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。
【請求項14】
前記制御部は、前記補助ダイオードに印加される電圧が所定値より高くなった場合に、前記通流制限部を通電状態とさせることを特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。
【請求項15】
前記第2経路には、前記通流制限部と直列接続された抵抗素子(Ru)が設けられていることを特徴とする請求項11から請求項14までのいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項16】
前記第2経路には、トランスの一次コイルが設けられており、
前記トランスの二次コイルは、前記入力端子のうち高電圧側の端子と低電圧側の端子との間に設けられていることを特徴とする請求項11から請求項15までのいずれか1項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、スイッチを交互にオンオフすることで、入力電圧を所定の出力電圧に変換して出力する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
電力変換装置として、直列接続された第1,第2スイッチと、第1,第2スイッチの接続点に一端が接続された平滑リアクトルと、平滑リアクトルに並列接続された補助回路と、を備える構成が知られている(例えば、特許文献1)。第1,第2スイッチのそれぞれには、容量成分が並列接続されている。補助回路は、共振リアクトルと補助スイッチとの直列接続体を備えている。
【0003】
特許文献1に記載の構成では、補助スイッチがオン状態とされることで、出力端子側から供給される電気エネルギーを共振リアクトルに磁気エネルギーとして蓄積し、共振リアクトルと容量成分とを共振回路として動作させる。これにより、電力変換装置においてゼロ電圧スイッチング(ZVS: Zero Voltage Switching)を実現でき、スイッチング損失の低減及び低ノイズ化を図ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特開2004−129393号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
上記構成では、補助スイッチがオン状態とされている間に、ノイズなどを原因とした誤動作により、補助スイッチがオフ操作される状況が懸念される。補助スイッチがオフ操作されることで、共振リアクトルに流れる電流が急激に減少することで、過剰なサージ電圧が生じることに本願の発明者らは着目した。
【0006】
本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、補助スイッチ及び共振リアクトルを用いてゼロ電圧スイッチングを実現した電力変換装置において、共振リアクトルに過剰な電圧が印加されることを抑制することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本構成は、直列接続された二つの主スイッチ(Sa1,Sa2,Sb1,Sb2)と、前記二つの主スイッチ同士の接続点(TA,TB)に一端が接続された平滑リアクトル(L1)と、前記二つの主スイッチを交互にオンオフさせることで、入力端子(Tpin,Tnin)に接続された直流電源(40)から入力される電磁エネルギーを前記平滑リアクトルに蓄えるとともに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電磁エネルギーを出力端子(Tpout,Tnout)に接続された負荷(42)に出力する制御部(50)と、を備える電力変換装置であって、前記二つの主スイッチの少なくともいずれかに容量成分(Ca1,Ca2,Cb1,Cb2)が並列接続されており、前記容量成分に直列接続され、その容量成分とともに直列共振回路を構成する共振リアクトル(L2)と、前記直列共振回路と、前記出力端子又は前記入力端子のうち高電圧側の端子である高電圧端子(Tpin,Tpout)とを接続する第1経路と、前記第1経路に設けられ、前記高電圧端子から前記共振リアクトルに向かって電流が流れるように設けられた補助ダイオード(Ds)と、前記第1経路に設けられ、オン状態とされることで、前記補助ダイオードを介して前記共振リアクトルに向かって電流を流すことで、前記共振リアクトルに電磁エネルギーを蓄積し、その電磁エネルギーにより前記直列共振回路を共振させる補助スイッチ(Ss)と、前記第1経路と共通する部分を有するとともに、前記補助スイッチを介さず前記共振リアクトルを介して電流が流れる第2経路と、前記第2経路に設けられ、通電状態とされることで、前記第2経路を介して、前記共振リアクトルに蓄積された電磁エネルギーを放電する通流制限部(Ds,Ss)と、を備えていることを特徴とする。
【0008】
本構成では、補助スイッチをオン状態とし、共振リアクトルと容量成分から構成される直列共振回路を共振させる。直列共振回路が共振することで、主スイッチに並列接続されている容量成分に印加されている電圧を略0とし、その状態で、その主スイッチをオン状態とすることが可能になる。即ち、主スイッチをオン状態とするときに、ZVSを行うことができ、スイッチング損失の低減及び低ノイズ化を図ることができる。
【0009】
さらに、本構成では、第2経路を設け、共振リアクトルの端子間電圧が所定値以上である場合に、第2経路を介して放電が実施される。このため、共振リアクトルに過剰な電圧が印加されることを抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
図1】第1実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの全体構成図。
図2】降圧コンバータの動作態様を示すタイムチャート。
図3】降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。
図4】降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。
図5】降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。
図6】降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。
図7】降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。
図8】降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。
図9】第1実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図10】第2実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図11】第3実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図12】変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図13】第4実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図14】変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図15】第5実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図16】変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図17】第6実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図18】第6実施形態の変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図19】第7実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図20】第8実施形態にかかる非絶縁型昇圧コンバータの回路構成図。
図21】第9実施形態にかかる非絶縁型昇圧コンバータの回路構成図。
図22】第10実施形態にかかる非絶縁型昇降圧コンバータの回路構成図。
図23】第11実施形態にかかる非絶縁型昇降圧コンバータの回路構成図。
図24】第12実施形態にかかる非絶縁型昇降圧コンバータの回路構成図。
図25】第13実施形態にかかる絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
図26】第14実施形態にかかる絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
【発明を実施するための形態】
【0011】
(第1実施形態)
以下、本発明にかかる電力変換装置を非絶縁型のDCDCコンバータとして具体化した第1実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【0012】
図1に示すように、DCDCコンバータ10は、入力電圧を降圧して出力する降圧型のものである。DCDCコンバータ10は、主スイッチSa1,Sa2、補助回路20、平滑リアクトルL1、平滑コンデンサ30,32(フィルタコンデンサ)、及び、制御回路50(制御部)を備えている。本実施形態では、各主スイッチSa1,Sa1として、NチャネルMOSFETを用いている。
【0013】
第1主スイッチSa1には、還流ダイオードDa1が逆並列に接続され、また、第1主コンデンサCa1が並列接続されている。第2主スイッチSa2には、第2還流ダイオードDa2が逆並列に接続され、また、第2主コンデンサCa2が並列接続されている。本実施形態では、各コンデンサCa1,Ca2として、外付けのコンデンサを用いている。なお、各コンデンサCa1,Ca2としては、外付けのコンデンサに限らず、各主スイッチSa1,Sa2の寄生容量であってもよい。また、各還流ダイオードDa1,Da2は、例えば、各スイッチに設けられたボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。
【0014】
第1主スイッチSa1のドレインには、DCDCコンバータ10の入力側高圧端子Tpinを介して直流電源40(例えば蓄電池)の正極端子が接続され、ソースには、第2主スイッチSa2のドレインが接続されている。第2主スイッチSa2のソースには、DCDCコンバータ10の入力側低圧端子Tninを介して直流電源40の負極端子が接続されている。
【0015】
平滑リアクトルL1の第1端には、主スイッチSa1,Sa2の接続点が接続され、平滑リアクトルL1の第2端には、出力側平滑コンデンサ32の高電圧側端子と、補助ダイオードDsのアノードとが接続されている。平滑コンデンサ32の高電圧側端子には、DCDCコンバータ10の出力側高圧端子Tpoutを介して負荷42の正極端子が接続され、平滑コンデンサ32の低電圧側端子には、DCDCコンバータ10の出力側低圧端子Tnoutを介して負荷42の負極端子が接続されている。
【0016】
補助回路20は、補助ダイオードDb、補助スイッチSs及び共振リアクトルN2が直列接続されて構成されている。本実施形態では、補助スイッチSsとして、NチャネルMOSFETを用いている。補助スイッチSsには、ダイオードDt(例えばボディダイオード)が逆並列に接続されている。
【0017】
共振リアクトルL2の第1端は、平滑リアクトルL1の第2端に接続されている。共振リアクトルL2の第2端は、補助ダイオードDbのアノードに接続されている。補助ダイオードDbのカソードには、補助スイッチSsのドレインが接続されている。補助スイッチSsのソースには、平滑リアクトルL1の他端が接続されている。
【0018】
制御回路50は、第1電圧センサ44、第2電圧センサ45、第1電流センサ46及び第1電流センサ47の検出値に基づいて、各スイッチSa1,Sa2,Ssをオンオフ操作する。ここで、第1電圧センサ44は、直流電源40の端子間電圧(入力側高圧端子Tpinと入力側低圧端子Tninとの間の電位差である入力電圧)を検出する手段であり、第2電圧センサ45は、負荷42の端子間電圧(出力側高圧端子Tpoutと出力側低圧端子Tnoutとの間の電位差である出力電圧)を検出する手段である。第1電流センサ46は、平滑リアクトルL1に流れる電流IL1を検出する手段であり、第1電流センサ47は、共振リアクトルL2に流れる電流IL2を検出する手段である。
【0019】
制御回路50は、デッドタイムを挟みつつ、第1主スイッチSa1と第2主スイッチSa2とを交互にオン操作する。各主スイッチSa1,Sa2のオンオフ操作1周期(スイッチング周期Tsw)は、DCDCコンバータ10の入力電圧Vinに対する出力電圧Voutの比(降圧比Vout/Vin)に応じて設定される。例えば、スイッチング周期Tswに対する第1主スイッチSa1のオン操作期間Ton「Ton/Tsw」であるデューティDUTYは、0.5以下とされる。すなわち、スイッチング周期Tswにおいて、第1主スイッチSa1のオン操作時間が第2主スイッチSa2のオン操作時間以下とされる。
【0020】
続いて、図2図9を用いて、DCDCコンバータ10の動作態様について説明する。図3図9のそれぞれには、図2に示す各期間に対応する等価回路を示す。図3図9では、ダイオードDtの図示を省略している。ここで、図2(a)〜図2(c)は各スイッチSa1,Sa2、Ssの操作状態の推移を示し、図2(d)は第1主スイッチSa1のドレイン及びソース間電圧Vds1の推移を示し、図2(e)は第1主スイッチSa1のドレイン電流Ids1の推移を示す。図2(f)は第2主スイッチSa2のドレイン及びソース間電圧Vds2の推移を示し、図2(g)は第2主スイッチSa2のドレイン電流Ids2の推移を示す。図2(h)は補助スイッチSsのドレイン及びソース間電圧Vdssの推移を示す。図2(i)は平滑リアクトルL1に流れる電流IL1の推移を示す。図2(k)は補助回路20に流れる電流IL2の推移を示す。
【0021】
なお、図2において、第1主スイッチSa1のドレイン電流Ids1は、ドレイン側からソース側へと流れる方向を正と定義し、第2主スイッチSa2のドレイン電流Ids2は、ソース側からドレイン側へと流れる方向を正と定義している。補助回路20に流れる電流IL2は、補助スイッチSsのドレイン側からソース側へと流れる方向を正と定義している。平滑リアクトルL1に流れる電流IL1は、平滑リアクトルL1の第1端から第2端へと流れる方向を正と定義している。共振リアクトルL2に流れる電流IL2は、共振リアクトルL2の第1端から第2端へと流れる方向を正と定義している。
【0022】
<1.時刻t0〜t1>
図4に示す時刻t0〜t1のモードは、第1主スイッチSa1がオフに維持されてかつ第2主スイッチSa2がオンに維持されている状況下、補助スイッチSsがオフ操作からオン操作に切り替えられることで開始されるモードである。このモードにおいては、第2主スイッチSa2、平滑コンデンサ30及び補助回路20を含む閉回路が形成される。このため、平滑コンデンサ30を電力供給源として補助回路20に流れる電流Idssが増加し、共振リアクトルL2に磁気エネルギーが蓄積される。なお、共振リアクトルL2のインダクタンスは、平滑リアクトルL1のインダクタンスよりも十分に小さい。このため、補助回路20に流れる電流は短時間に急速に増加する。
【0023】
また、このモードにおいては、共振リアクトルL2から第2主スイッチSa2へと流れる電流が徐々に増加することで、第2主スイッチSa2のドレイン電流Ids2が徐々に減少する。そして、時刻t1においてドレイン電流Ids2が0に達する。第2主スイッチSa2のドレイン電流Ids2が小さい状態で第2主スイッチSa2をオフ操作することにより、ターンオフ損失を低減することができる。
【0024】
<2.時刻t1〜t2>
第2主スイッチSa2がオフ操作に切り替えられると、図5に示す時刻t1〜t2(デッドタイム期間)のモードに移行する。このモードにおいては、共振リアクトルL2と主コンデンサCa1,Ca2との共振により、第1主コンデンサCa1に蓄積された電荷が放電されて第1主コンデンサCa1の端子間電圧が低下することにより、第1主スイッチSa1のドレイン及びソース間電圧Vds1が0まで低下する。このため、その後の第1主スイッチSa1のオン操作への切り替え(ターンオン)をZVSとすることができる。
【0025】
ここで、時刻t1における第2主スイッチSa2のオフ操作において、ZVSを実現するには、下式(eq1)が成立するタイミングで第2主スイッチSa2をオン状態からオフ状態に切り替えればよい。なお、式中のCa1,Ca2は主コンデンサCa1,Ca2のキャパシタンス、L2は共振リアクトルのリアクタンスである。
【0026】
【数1】
また、上式(eq1)に代えて、時刻t0〜t1の期間の長さTsを下式(eq2)が成立するタイミングで第2主スイッチSa2をオン状態からオフ状態に切り替える構成としてもよい。
【0027】
【数2】
<3.時刻t2〜t3>
第1主スイッチSa1がオン操作に切り替えられると、図6に示す時刻t2〜t3のモードに移行する。このモードにおいては、共振リアクトルL2に残っている磁気エネルギーが入力端子Tpin,Tnin側に放出されて0まで低下する。
【0028】
なお、補助回路20によれば、第1主スイッチSa1のオン操作への切り替えに伴い発生するサージ電圧を抑制することもできる。つまり、先の図5に示したデッドタイム期間において、第2還流ダイオードDa2に流れようとする電流を補助回路20から第2主スイッチSa2側へと流れる電流によってキャンセルすることができる。このため、第1主スイッチSa1をターンオンさせて第2還流ダイオードDa2に逆電圧が印加されたとしても、リカバリに起因したサージ電圧を抑制できる。
【0029】
<4.時刻t3〜t4>
補助回路20に流れる電流が0になると、図7に示す時刻t3〜t4のモードに移行する。このモードにおいては、補助ダイオードDsが逆バイアスされているため、補助回路20を流れる電流は0を維持し続けることとなる。
【0030】
<5.時刻t4〜t5>
補助スイッチSsがオフ操作に切り替えられると、図8に示す時刻t4〜t5のモードに移行する。ここで、補助スイッチSsは、補助回路20に流れる電流が0の状態でオフ操作に切り替えられる。このため、補助スイッチSsのターンオフをZCSとすることができる。これにより、補助スイッチSsのターンオフに伴って補助スイッチSsにサージが発生することを回避できる。
【0031】
<5.時刻t5〜t6>
第1主スイッチSa1がオフ操作に切り替えられると、図9に示す時刻t5〜t6のモードに移行する。このモードにおいては、通常の降圧型コンバータと同様に、第2主スイッチSa2のドレイン及びソース間電圧Vds2が0まで低下し、第1主スイッチSa1のドレイン及びソース間電圧Vds1がDCDCコンバータ10の入力電圧(直流電源40の出力電圧)まで上昇する。また、補助スイッチSsのドレイン及びソース間電圧VdssがDCDCコンバータ10の出力電圧(負荷42の印加電圧)まで上昇する。
【0032】
<6.時刻t6〜t0>
第2主スイッチSa2がオン操作に切り替えられると、図10に示す時刻t6〜t0のモードに移行する。このモードにおいては、通常の降圧型コンバータと同様に、平滑リアクトルL1に蓄積されている磁気エネルギーが出力端子Tpout,Tnout側に放出される。また、このモードの期間においては、補助回路20が全く動作せず、補助回路20に電流が流れていない。
【0033】
ちなみに、第2主スイッチSa2のオン操作切り替えタイミングは、上記特許文献1に記載されているように、第1主スイッチSa1のオフ操作切り替えタイミングから、下式(eq3)に示す時間Tsetが経過したタイミングとすればよい。なお、下式(eq3)において、平滑リアクトルL1に流れる電流IL1は、第1電流センサ46によって検出された電流を用いればよい。
【0034】
【数3】
なお、その後、補助スイッチSsがオン操作に切り替えられることで、先の図4に示すモードに移行する。この際、補助スイッチSsのターンオンはハードスイッチングとなる。ただし、各主スイッチSa1,Sa2は、ドレイン−ソース間電圧が入力電圧と0との間でスイッチング動作を行うのに対し、補助スイッチSsは、出力電圧と0との間でスイッチング動作を行う。降圧型コンバータの場合、入力電圧Vinよりも出力電圧Voutの方が常に低いため、補助スイッチSsとして、低耐圧かつスイッチング損失が小さい素子を用いることができる。また、補助スイッチSsのスイッチング動作時の端子間電圧も低く、ZCSも実現できるため、補助スイッチSsのスイッチング損失の発生量は少ない。
【0035】
ここで、電流Issが流れている時刻t0〜t3の期間において、補助スイッチSsがノイズなどを原因としてオン状態からオフ状態とされることが懸念される。この場合、電流Issが正から0へと急変するため、共振リアクトルL2にサージ電圧が生じることになる。
【0036】
そこで、本実施形態では、図1に示すように、共振リアクトルL2と主コンデンサCa1,Ca2とから構成される共振回路と、出力側高圧端子Tpoutとを接続する第1経路と共通する部分を有するとともに、補助スイッチSsを介さず、かつ、共振リアクトルL2を介して電流が流れる第2経路を設ける構成とした。
【0037】
具体的には、図9において一点鎖線で示すように、第2経路は、共振リアクトルL2の第2端(即ち、補助スイッチSsと接続されている方の端子)と、入力側高圧端子Tpinとを接続する。また、第2経路は、平滑リアクトルL1及び第2主コンデンサC2を介して、共振リアクトルL2の第1端と、入力側低圧端子Tninとを接続する。
【0038】
さらに、第2経路に、共振リアクトルL2の端子間電圧が所定値以上である場合に通電状態とされる「流通制限部」としてのダイオードDuを設けている。ダイオードDuは、アノードが共振リアクトルL2の第2端に接続されており、カソードが入力側高圧端子Tpinに接続されている。
【0039】
これにより、ダイオードDuのアノード側の電圧がカソード側の電圧より高くなった場合に、ダイオードDuが通電状態とされる。ダイオードDuのアノード側の電圧は、出力側高圧端子Tpoutの電圧(出力電圧Vout)から補助ダイオードDsの順方向降下電圧(Vf)を減算し、さらに、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2を加算し、ダイオードDuの順方向降下電圧を減算した値となる。一方、ダイオードDuのカソード側の電圧は、入力側高圧端子Tpinの電圧(入力電圧Vin)である。つまり、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2が、所定電圧(Vin−Vout+2Vf)より高くなった場合に、ダイオードDuは導通状態とされる。なお、2Vfは、ダイオードDu,Dsそれぞれの順方向降下電圧の和である。これにより、共振リアクトルL2に印加される電圧を所定電圧以下とすることができ、共振リアクトルL2に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
【0040】
(1)本実施形態の構成では、補助スイッチSsをオン状態とし、共振リアクトルL2とコンデンサCa1,Ca2から構成される直列共振回路を共振させる。直列共振回路が共振することで、主スイッチSa1,Sa2に並列接続されているコンデンサCa1,Ca2に印加されている電圧を略0とし、その状態で、その主スイッチSa2をオン状態とすることが可能になる。即ち、主スイッチSa2をオン状態とするときに、ZVSを行うことができ、スイッチング損失の低減及び低ノイズ化を図ることができる。
【0041】
ここで、補助スイッチSsがオン状態とされ、共振リアクトルL2に電流が流れている状態でノイズなどを原因としてオフ状態とされると、共振リアクトルL2に流れる電流が急減することで、サージ電圧が生じる。本実施形態の構成では、補助スイッチSsを介さずに電流が流れる第2経路を設け、その第2経路を介して、共振リアクトルL2から放電が実施される。このため、共振リアクトルL2に過剰な電圧が印加されることを抑制することが可能となる。
【0042】
共振リアクトルL2の端子間電圧VL2が所定値以上である場合に、「通流制限手段」としてのダイオードDuは導通状態とされる。つまり、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2が所定値より高くなった場合に、第2経路を介して放電が実施される。このため、共振リアクトルL2に過剰な電圧が印加されることを抑制することが可能となる。
【0043】
第2経路は、入力側高圧端子Tpinと、共振リアクトルL2と、入力側低圧端子Tninとを接続する経路である。このため、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを直流電源40(又は入力側平滑コンデンサ30)に還流することが可能となり、電力効率を向上させることができる。
【0044】
補助スイッチSsは、共振リアクトルL2と、接続点TAとの間に設けられ、ダイオードDuは、入力側高圧端子Tpinと、共振リアクトルL2と、の間に設けられている。これにより、簡易な構成で、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを、直流電源40側に還流することが可能になる。
【0045】
「通流制限部」として、受動素子であるダイオードDuを用いる構成とした。さらに、共振リアクトルL2の端子間電圧の上昇に伴って、ダイオードDuのアノード側電圧が上昇することを利用して、共振リアクトルL2の端子間電圧が所定値以上となった場合にダイオードDuが導通状態とされる構成を実現している。本構成によれば、「通流制限部」としてスイッチなどを用いる構成と比較して、制御回路50による制御を行う必要がなく、構成を簡素化できる。
【0046】
(第2実施形態)
図10に第2実施形態のDCDCコンバータ10Aの電気的構成を示す。図9に示す第1実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【0047】
第2実施形態の第2経路(一点鎖線)は、共振リアクトルL2の第1端と、入力側低圧端子Tninとを接続する。また、第2経路は、還流ダイオードDa1を介して、共振リアクトルの第2端と、入力側高圧端子Tpinとを接続する。
【0048】
補助スイッチSsは、共振リアクトルL2の第1端と、出力側高圧端子Tpoutとの間に設けられている。「通流制限部」としてのダイオードDdは、第2経路上において、入力側低圧端子Tninと、共振リアクトルL2の第1端と、の間に設けられている。また、補助ダイオードDsのカソードは、共振リアクトルL2の第1端に接続され、補助ダイオードDsのアノードは、出力側高圧端子Tpoutに接続されている。
【0049】
第2実施形態の構成により、第1実施形態と同様に、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを直流電源40側に対して簡易な構成で還流することが可能になる。
【0050】
より具体的には、ダイオードDuのアノード側の電圧がカソード側の電圧より高くなった場合に、ダイオードDuが通電状態とされる。ダイオードDuのアノード側の電圧は、出力側低圧端子Tnoutの電圧(接地電圧0)となる。一方、ダイオードDuのカソード側の電圧は、入力側高圧端子Tpinの電圧(入力電圧Vin)から、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2、及び、補助ダイオードDs及び還流ダイオードDaの順方向降下電圧Vfを減算した値となる。つまり、共振リアクトルL2の端子間電圧が、所定電圧(Vin+3Vf)より高くなった場合に、ダイオードDtは導通状態とされる。なお、3Vfは、ダイオードDu,Ds,Da1それぞれの順方向降下電圧の和である。これにより、共振リアクトルL2に印加される電圧を所定電圧以下とすることができ、共振リアクトルL2に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
【0051】
(第3実施形態)
第1実施形態では、「通流制限部」としてダイオードDuを設ける構成とした。これを変更し、図11に示すように、第3実施形態のDCDCコンバータ10Bは、通流制限部としてスイッチSuを備える構成とする。
【0052】
また、DCDCコンバータ10Bは、スイッチSuに加え、共振リアクトルL2の端子間電圧を検出する電圧センサ49を備えている。本実施形態の制御回路50は、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2の検出値を電圧センサ48から取得する。制御回路50は、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2の検出値が所定値を越えている場合に、スイッチSuをオン状態とする。これにより、共振リアクトルL2の端子間電圧が所定値を超えている場合に、第2経路を介して共振リアクトルL2の放電が実施される。
【0053】
図12にDCDCコンバータ10Cとして示すように、第2実施形態の構成においても、第3実施形態と同様に、「通流制限部」として、ダイオードDuに代えてスイッチSuを設け、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2に基づいて、スイッチSuをオン状態とする構成としてもよい。
【0054】
(第4実施形態)
図13に本実施形態のDCDCコンバータ10Dの電気的構成を示す。本実施形態の構成では、補助回路20を構成する補助ダイオードDsのアノードは出力側低圧端子Tnoutに接続されている。他の構成は、図11に示す第3実施形態の構成と同等である。
【0055】
本実施形態の構成においても、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2の検出値が所定値を越えている場合に、スイッチSuをオン状態とする。これにより、共振リアクトルL2の端子間電圧が所定値を超えている場合に、第2経路を介して共振リアクトルL2の放電が実施される。
【0056】
また、図14にDCDCコンバータ10Eとして示すように、図12に示す構成においても、補助回路20を構成する補助ダイオードDsのアノードが出力側低圧端子Tnoutに接続されている構成であってもよい。
【0057】
(第5実施形態)
図15に第5実施形態のDCDCコンバータ10Fの電気的構成を示す。本実施形態の共振リアクトルL2の第1端は、出力側高圧端子Tpoutに接続され、第2端は、補助ダイオードDsのアノードに接続されている。また、補助ダイオードDsのカソードは、補助スイッチSsのドレインに接続されている。補助スイッチSsのソースは接続点TAに接続されている。
【0058】
ここで、「通流制限部」としてのダイオードDuのアノードは、共振リアクトルの第2端及び補助ダイオードDsのアノードに接続されている。また、ダイオードDuのカソードは、入力側高圧端子Tpinに接続されている。換言すると、本実施形態の第2経路は、共振リアクトルL2の第2端と、入力側高圧端子Tpinとを、補助ダイオードDsを介さずに直接接続する。
【0059】
つまり、第2経路は、補助ダイオードDsを介さず電流が流れる。よって、共振リアクトルL2から入力端子Tpin,Tninに対して、補助ダイオードDsを迂回して還流電流を流すことができ、補助ダイオードDsにおける電力損失が生じることや、補助ダイオードDbに過剰な電流が流れることを抑制できる。この構成においては、共振リアクトルL2の端子間電圧が、所定電圧(Vin+2Vf)より高くなった場合に、ダイオードDuは導通状態とされる。ここで、2Vfは、ダイオードDu,Da1それぞれの順方向降下電圧の和である。
【0060】
図16に示すように、図10に示す第2実施形態の構成においても、第5実施形態と同様に、補助ダイオードDsを迂回するように第2経路を設ける構成としてもよい。補助ダイオードDsを迂回して、還流電流を流すことができ、補助ダイオードDsにおける電力損失や、補助ダイオードDsに過剰な電流が流れることを抑制できる。
【0061】
(第6実施形態)
図17に第6実施形態のDCDCコンバータ10Hの電気的構成を示す。一点鎖線で示すように、本実施形態の第2経路は、共振リアクトルL2の第1端と第2端とを接続する経路であって、さらに、補助スイッチSsを介さずに電流が流れる経路である。第2経路上には「通流制限部」として、互いに異なる向きで接続された2つのツェナーダイオードDtu1,Dtu2が設けられている。ツェナーダイオードDtu1は、共振リアクトルL2の第2端側にカソードが接続され、共振リアクトルL2の第1端側にアノードが接続されている。ツェナーダイオードDtu2は、共振リアクトルL2の第1端側にカソードが接続され、共振リアクトルL2の第2端側にアノードが接続されている。
【0062】
ツェナーダイオードDtu1に対し、ツェナーダイオードDtu1の降伏電圧以上の電圧が印加されると、ツェナーダイオードDtu1は導通状態とされる。これにより、共振リアクトルL2の端子間電圧がツェナーダイオードDtu1の降伏電圧(所定電圧)を越えた場合に、第2経路を介して、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーが放電される。共振リアクトルL2から放電される電磁エネルギーは、共振リアクトルL2を含む第2経路上の抵抗成分により消費される。
【0063】
本実施形態の構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルL2に過剰に電圧が印加された場合に、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを放電することが可能になる。
【0064】
図17に示した構成では、ツェナーダイオードDtu1及びツェナーダイオードDtu2のカソード同士が接続され、ツェナーダイオードDtu1及びツェナーダイオードDtu2のアノードがそれぞれ共振リアクトルL2の第1端及び第2端に接続されている。これを変更し、ツェナーダイオードDtu1及びツェナーダイオードDTu2のアノード同士が接続され、ツェナーダイオードDtu1及びツェナーダイオードDTu2のカソードがそれぞれ共振リアクトルL2の第1端及び第2端に接続される構成であってもよい。
【0065】
また、図18に示すように、「通流制限部」として、共振リアクトルL2の第2端にカソードが接続され、第1端にアノードが接続されているダイオードDuを第2経路上に設ける構成としてもよい。本構成では、共振リアクトルL2の端子間電圧がダイオードDuの順方向降下電圧Vfを超えた場合に、第2経路を介して、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーが放電される。共振リアクトルL2から放電される電磁エネルギーは、共振リアクトルL2を含む第2経路上の抵抗成分により消費される。本構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルL2に過剰に電圧が印加された場合に、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを放電することが可能になる。
【0066】
(第7実施形態)
図19に第7実施形態のDCDCコンバータ10Iの電気的構成を示す。一点鎖線で示すように、図17に示す第6実施形態と同様、第5実施形態の第2経路は、共振リアクトルL2の第1端と第2端とを接続する経路であって、さらに、補助スイッチSsを介さずに電流が流れる経路である。第2経路上には「通流制限部」としてのスイッチSuが設けられている。さらに、第2経路上には、「受動素子」であるコンデンサCu及び抵抗素子RuがスイッチSuと直列接続されて設けられている。
【0067】
また、共振リアクトルL2の端子間電圧を検出する電圧センサ48、及び、補助ダイオードの端子間電圧を検出する電圧センサ49が設けられている。制御回路50は、電圧センサ48,49から共振リアクトルL2の端子間電圧の検出値、及び、補助ダイオードDsの端子間電圧の検出値をそれぞれ取得する。そして、制御回路50は、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2の検出値が所定値以上の場合に、スイッチSuをオン状態とする。また、制御回路50は、補助ダイオードDsの端子間電圧の検出値が所定値以上の場合に、スイッチSuをオン状態とするアクティブスナバ制御を行う。
【0068】
本実施形態の構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを放電することが可能になる。また、第2経路に抵抗素子Ruを設けることで、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーをより速く放電することが可能になる。さらに、補助ダイオードDsに対するアクティブスナバ用の回路(スイッチSu、コンデンサCu及び抵抗素子Ru)と、共振リアクトルの放電回路とを兼用することで、素子の数を低減しつつ、素子の保護動作を行うことが可能になる。
【0069】
(第8実施形態)
図20に、第8実施形態の「電力変換装置」である昇圧型DCDCコンバータ10Jを示す。図示されるように、DCDCコンバータ10Jは、主スイッチSb1,Sb2、補助回路20、平滑リアクトルL1、平滑コンデンサ30,32、及び制御回路(図示略)を備えている。本実施形態では、各主スイッチSb1,Sb2として、NチャネルMOSFETを用いている。
【0070】
第1主スイッチSb1のドレインには、第2主スイッチSb2のソースが接続されている。主スイッチSb1,Sb2の接続点には、平滑リアクトルL1の第1端が接続されている。平滑リアクトルL1の第2端には、入力側高圧端子Tpinを介して直流電源(図示略)の正極端子が接続されている。直流電源の負極端子には、入力側低圧端子Tninを介して第1主スイッチSb1のソースが接続されている。また、入力側高圧端子Tpin及び入力側低圧端子Tninとの間には、入力側平滑コンデンサ30が設けられている。
【0071】
第1主スイッチSb1には、第1還流ダイオードDb1が逆並列に接続され、また、第1主コンデンサCb1が並列接続されている。第2主スイッチSb2には、第2還流ダイオードDb2が逆並列に接続され、また、第2主コンデンサCb2が並列接続されている。
【0072】
第2主スイッチSb2のドレインには、出力側平滑コンデンサ32の第1端が接続され、出力側平滑コンデンサ32の第2端には、第1主スイッチSb1のソースが接続されている。出力側平滑コンデンサ32には、出力端子Tpout,Tnoutを介して負荷(図示略)が並列接続されている。
【0073】
補助回路20は、補助ダイオードDs、補助スイッチSs、及び共振リアクトルL2を備えている。本実施形態では、補助スイッチSsとして、NチャネルMOSFETを用いている。補助スイッチSsには、ダイオードDtが逆並列に接続されている。共振リアクトルL2の第2端には、入力側高圧端子Tpinが接続され、平滑リアクトルL1の第1端には、整流素子としての補助ダイオードDsのアノードが接続されている。補助ダイオードDsのカソードには、共振リアクトルL2の第1端が接続され、共振リアクトルL2の第2端には、補助スイッチSsのドレインが接続されている。補助スイッチSsのソースには、平滑リアクトルL1の第2端が接続されている。
【0074】
制御回路は、各スイッチSb1,Sb2,Ssをオンオフ操作する。制御回路は、デッドタイムを挟みつつ、第1主スイッチSb1と第2主スイッチSb2とを交互にオン操作する。各主スイッチSb1,Sb2のスイッチング周期Tswは、DCDCコンバータ10の入力電圧Vinに対する出力電圧Voutの比(昇圧比Vout/Vin)に応じて設定される。
【0075】
続いて、本実施形態にかかる補助スイッチSsの操作手法について説明する。本実施形態では、主スイッチSb1,Sb2を上記第1実施形態の主スイッチSa1,Sa2とみなした場合に、補助スイッチSsの操作態様を、上記第1実施形態の補助スイッチSsの操作態様と同一とする。
【0076】
詳しくは、第2主スイッチSb2がオンに維持されている期間の途中に補助スイッチSsをオフ操作からオン操作に切り替える。そして、補助スイッチSsのオフ操作への切り替えに先立って第2主スイッチSb2をオン操作からオフ操作に切り替える。これにより、第2主スイッチSb2のオフ操作への切り替えに起因したサージ電圧を抑制することができる。また、第1主スイッチSb1のターンオンをZVSとすることができる。
【0077】
さらに、本実施形態の構成では、出力側高圧端子Tpoutと、共振リアクトルL2と、出力側低圧端子Tnoutと、を接続するように第2経路を設けている。そして、第2経路上に「通流制限部」としてのダイオードDuを設けている。より具体的には、補助スイッチSsは、共振リアクトルL2の第1端と、入力側高圧端子Tpinとの間に設けられている。また、ダイオードDuは、共振リアクトルL2の第2端と、接続点TAとの間に設けられている。
【0078】
本実施形態の構成によれば、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを負荷42(及び出力側平滑コンデンサ32)に還流することで、電力効率を向上させることが可能となる。
【0079】
また、本実施形態の構成では、ダイオードDuのアノード側の電圧は、主コンデンサCb2の端子間電圧と、補助ダイオードDsの順方向降下電圧と、共振リアクトルL2の端子間電圧とを加算した値となる。なお、補助スイッチSsがオン状態とされていると、ダイオードDuのアノード側の電圧は、入力側高圧端子Tpinの電圧(Vin)と略等しくなる。また、ダイオードDuのカソード側の電圧は、出力側高圧端子Tpoutの電圧(Vout)と略等しくなる。
【0080】
本実施形態の構成において「通流制限部」は、ダイオードDuであって、共振リアクトルL2の端子間電圧VL2が、所定電圧より高くなる場合に、通電状態となる。これにより、共振リアクトルL2に印加される電圧は、所定電圧より低くすることができ、共振リアクトルL2に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
【0081】
(第9実施形態)
図21に、本実施形態の「電力変換装置」である昇圧型DCDCコンバータ10Kを示す。第8実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【0082】
本実施形態の補助スイッチSsは、共振リアクトルL2と、入力側高圧端子Tpinとの間に設けられている。また、「通流制限部」としてのダイオードDuは、入力側低圧端子Tninと、共振リアクトルL2との間に設けられている。具体的には、ダイオードDuのアノードは、入力側低圧端子Tninに接続され、カソードは、共振リアクトルL2の第1端に接続されている。
【0083】
本実施形態の構成では、ダイオードDuのアノードの電圧は、入力側低圧端子Tninの電圧、即ち接地電圧(0)である。また、ダイオードDuのカソードの電圧は、入力側高圧端子Tpinの電圧(Vin)から補助ダイオードDbの順方向降下電圧(Vf)及び共振リアクトルL2の端子間電圧VL2を減算した値である。即ち、入力電圧Vinより、共振リアクトルL2の端子間電圧と補助ダイオードDbの順方向降下電圧との和が大きくなった場合(Vin<VL2−2Vf)に、ダイオードDuが導通状態とされる。ここで、2Vfは、ダイオードDu,Dsそれぞれの順方向降下電圧の和である。これにより、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーが第2経路を介して入力側高圧端子Tpinに対して流れることになる。
【0084】
本実施形態の構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを直流電源40(及び入力側平滑コンデンサ30)に還流することが可能になる。
【0085】
「通流制限部」は、ダイオードDuであって、共振リアクトルL2の電圧VL2が、所定電圧(Vin+2Vf(ダイオードDu,Dsそれぞれの順方向降下電圧の和))より高くなる場合に、通電状態となる。これにより、共振リアクトルL2に印加される電圧は、所定電圧(Vin+2Vf(ダイオードDu,Dsそれぞれの順方向降下電圧の和))以下とすることができ、共振リアクトルL2に過剰な電圧が印加されることを抑制できる。
【0086】
(第10実施形態)
図22に第10実施形態のDCDCコンバータ10Lを示す。本実施形態のDCDCコンバータは、昇降圧型のDCDCコンバータである。DCDCコンバータ10Lは、入力端子Tpin,Tninに接続されている主スイッチSa1,Sa2と、出力端子Tpout,Tnoutに接続されている主スイッチSb1,Sb2と、を備えている。
【0087】
主スイッチSa1のドレインは入力側高圧端子Tpinに接続され、主スイッチSa1のソースは主スイッチSa2のドレインに接続されている。主スイッチSa2のソースは入力側低圧端子Tninに接続されている。主スイッチSb1のドレインは出力側高圧端子Tpoutに接続され、主スイッチSb1のソースは主スイッチSb2のドレインに接続されている。主スイッチSb2のソースは出力側低圧端子Tnoutに接続されている。
【0088】
主スイッチSa1のソースと主スイッチSa2のドレインとが接続される接続点TAと、主スイッチSb1のソースと主スイッチSb2のドレインとが接続される接続点TBと、の間に平滑リアクトルL1が設けられている。主スイッチSa1,Sa2が交互にオン操作されることでDCDCコンバータは降圧回路として動作し、主スイッチSb1,Sb2が交互にオン操作されることでDCDCコンバータは昇圧回路として動作する。
【0089】
本実施形態では、平滑リアクトルL1と並列に第1経路が設けられ、その第1経路上に補助回路20が設けられている。補助回路20は、共振リアクトルL2、補助ダイオードDs、補助スイッチSsを備えて構成されている。補助スイッチSsがオン状態とされることで、共振リアクトルL2は、主コンデンサCa1,Ca2,Cb1,Cb2のいずれかと直列共振回路を構成する。本実施形態では、第1実施形態の降圧回路、及び、第8実施形態の昇圧回路と同様に、補助スイッチSsを用いて、主スイッチSa1,Sa2,Sb1,Sb2のZVSを実現する。
【0090】
また、図22に一点鎖線で示すように、第8実施形態(図10,21)と同様の第2経路を設ける構成としている。これにより、共振リアクトルL2に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
【0091】
(第11実施形態)
図23に第11実施形態のDCDCコンバータ10Mの電気的構成を示す。DCDCコンバータ10Mは、第10実施形態と同様に昇降圧型のDCDCコンバータである。第10実施形態と同一の構成について同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【0092】
本実施形態の第2経路は、第6,7実施形態と同様に、共振リアクトルL2の第1端と第2端とを接続する経路であり、第2経路上には、「通流制限部」としてのダイオードDu及び抵抗素子Ruが設けられている。ダイオードDuのアノードは共振リアクトルL2の第2端側に接続されており、カソードは共振リアクトルL2の第1端側に接続されている。本実施形態の構成によれば、共振リアクトルL2にサージ電圧が生じる場合に、第2経路を介して電流が流れ、放電が実施される。
【0093】
なお、共振リアクトルL2の第1端と第2端とを接続する第2経路を設け、第2経路上に、「通流制限部」としてのダイオードDu及び抵抗素子Ruを設ける本実施形態の構成は、昇圧型DCDCコンバータに適用してもよいし、降圧型DCDCコンバータに適用してもよい。
【0094】
(第12実施形態)
図24に第12実施形態のDCDCコンバータ10Nの電気的構成を示す。DCDCコンバータ10Nは、絶縁型DCDCコンバータである。他の実施形態と同一の構成について、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【0095】
絶縁型DCDCコンバータは、トランスTrの1次側にスイッチSc1〜Sc4を有するフルブリッジ回路と、トランスTrの2次側にスイッチSc5〜Sc8を有するフルブリッジ回路とを有する。
【0096】
本実施形態の構成では、2次側のフルブリッジ回路を構成する上アームスイッチング素子であるスイッチSc5,Sc7おけるZVSを実現するために、補助回路20が設けられている。補助回路20は、共振リアクトルL2、補助ダイオードDs、及び、補助スイッチSsを備えている。
【0097】
共振リアクトルL2は、スイッチSc5,Sc7に並列接続されているコンデンサCc5,Cc7のそれぞれと直列共振回路を構成する。補助スイッチSsがオン状態とされることで、出力側高圧端子Tpoutから共振リアクトルL2に対して電磁エネルギーが蓄積される。
【0098】
本実施形態では、一点鎖線で示すように、補助回路20が設けられている第1経路と異なる第2経路が設けられている。第2経路は、共振リアクトルL2の第1端と第2端とを接続する経路であり、第2経路上には、トランスTuの一次コイルと、「通流制限部」としてのダイオードDuとが設けられている。トランスTuの二次コイルは、入力側高圧端子Tpinと入力側低圧端子Tninとに接続されている。
【0099】
本実施形態の構成によれば、共振リアクトルL2にサージ電圧が生じる場合に、第2経路を介してトランスTuの一次コイルに電流が流れることで、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを入力端子Tpin,Tninに還流させることができる。また、トランスTuの1次巻線と2字巻線との巻数比によって、ダイオードDuが導通される際の共振リアクトルL2の端子間電圧VL2を調整できる。このため、共振リアクトルL2に印加される電圧の最大値を任意のものに設定することができる。
【0100】
(第13実施形態)
図25に第13実施形態の電気的構成を示す。第13実施形態のDCDCコンバータ10Pは、第1実施形態と同様のDCDCコンバータである。他の実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【0101】
本実施形態の第1経路は、入力側高圧端子Tpinと、共振リアクトルL2と、接続点TAと、入力側低圧端子Tninとを接続する。さらに、第1経路上には、補助ダイオードDsと、補助スイッチSsとが設けられている。補助ダイオードDsのアノードは、入力側高圧端子Tpinに接続されており、カソードは共振リアクトルL2の第1端に接続されている。また、補助スイッチSsのドレインは共振リアクトルL2の第2端に接続されており、ソースは接続点TAに接続されている。
【0102】
本実施形態の図25に一点鎖線で示す第2経路は、共振リアクトルL2の第1端と第2端とを接続する経路であり、第2経路上には、トランスTuの一次コイルと、「通流制限部」としてのダイオードDuとが設けられている。ダイオードDuのアノードは、共振リアクトルL2の第2端側に、カソードは共振リアクトルの第1端側にそれぞれ接続されている。トランスTuの二次コイルは、入力側高圧端子Tpinと入力側低圧端子Tninとに接続されている。
【0103】
本実施形態の構成によれば、共振リアクトルL2にサージ電圧が生じる場合に、第2経路を介してトランスTuに電流が流れることで、共振リアクトルL2に蓄積された電磁エネルギーを入力端子Tpin,Tninに還流させることができる。
【0104】
(第14実施形態)
図26に第14実施形態におけるDCDCコンバータ10Qの電気的構成を示す。本実施形態では、平滑リアクトルL1をトランスTSの一次巻線(主巻線)とし、共振リアクトルL2をトランスの二次巻線(補助巻線)としている。さらに、主巻線の第1端と補助巻線の第1端とが同極性となるようにしている。これにより、補助巻線側の漏れインダクタに印加される電圧を、主巻線側の励磁インダクタの端子間電圧に巻線比「L2/L1」を乗算した値だけ高くすることができる。したがって、漏れインダクタ(共振リアクトルL2)に磁気エネルギーを蓄積する時間を短縮することができる。
【0105】
(他の実施形態)
・共振回路としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、共振リアクトルL2に別途連結されたインダクタと容量成分とを共振回路として動作させてもよい。
【0106】
・DCDCコンバータを構成するスイッチとしては、MOSFETに限らず、例えばIGBTを用いてもよい。
【0107】
・電力変換装置としては、入力電圧や出力電圧が直流電圧であるものに限らず、交流電圧であるものであってもよい。こうした装置としては、具体的には例えば、電力変換装置の入力側に、外部の交流電源から出力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する整流回路(全波整流回路)が設けられたものを挙げることができる。
【符号の説明】
【0108】
10…DCDCコンバータ、Sa1,Sa2…主スイッチ、Ca1,Ca2…主コンデンサ、Ds…補助ダイオード、Du…ダイオード、L1…平滑リアクトル、L2…共振リアクトル、TA…接続点、Tpin…入力側高圧端子、Tpout…出力側高圧端子。
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