特開 2019-149864 ＡＣ−ＡＣ変換装置、電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】特開2019-149864(P2019-149864A)

(43)【公開日】2019年9月5日

(54)【発明の名称】ＡＣ−ＡＣ変換装置、電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20190809BHJP

   H02M 7/493 20070101ALI20190809BHJP

   H02M 7/06 20060101ALI20190809BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 F

   H02M7/493

   H02M7/06 G

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2018-32101(P2018-32101)

(22)【出願日】2018年2月26日

(71)【出願人】

【識別番号】000002853

【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100088672

【弁理士】

【氏名又は名称】吉竹 英俊

(74)【代理人】

【識別番号】100088845

【弁理士】

【氏名又は名称】有田 貴弘

(74)【代理人】

【識別番号】100103229

【弁理士】

【氏名又は名称】福市 朋弘

(72)【発明者】

【氏名】石関 晋一

【テーマコード（参考）】

5H006

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H006AA01

5H006BB05

5H006CA07

5H006CB01

5H006CC01

5H006DC02

5H770AA05

5H770BA01

5H770BA05

5H770CA02

5H770DA01

5H770DA22

5H770DA26

5H770DA30

5H770DA41

5H770EA01

5H770HA02W

5H770HA16W

(57)【要約】

【課題】インバータが負荷に流す電流に起因した、電源への高調波の伝搬を、低減する。
【解決手段】ＡＣ−ＡＣ変換装置１００は、直流母線８１，８２と、コンバータ２と、インダクタ３１と、コンデンサ３２と、インバータ４１，４２とを備える。コンバータ２は交流電源１から入力される交流電圧Ｖ０を整流して得られる直流電圧Ｖｄｃを直流母線８１，８２の間に出力する。コンデンサ３２は、直流母線８１と直流母線８２との間に接続される。インバータ４１，４２は、コンデンサ３２の両端の電圧Ｖ３２をそれ交流電圧Ｖ１，Ｖ２に変換して負荷５１，５２に印加し、脈動する電流Ｉ１，Ｉ２を負荷５１，５２へ出力する。インダクタ３１は、コンデンサ３２よりも交流電源１に近く設けられ、コンデンサ３２と共にフィルタ３を構成する。フィルタ３は電流Ｉ１，Ｉ２の脈動成分の、交流電源１への伝搬を低減する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１の直流母線（８１）と、
第２の直流母線（８２）と、
交流電源（１）から入力される交流電圧（Ｖ０）を整流して得られる直流電圧（Ｖｄｃ）を前記第１の直流母線（８１）と前記第２の直流母線（８２）の間に出力するコンバータ（２）と、
前記第１の直流母線（８１）と前記第２の直流母線（８２）との間に接続されるコンデンサ（３２）と、
前記コンデンサ（３２）の両端の電圧（Ｖ３２）を第１の交流電圧（Ｖ１）に変換して第１の負荷（５１）に印加し、脈動する第１の電流（Ｉ１）を前記第１の負荷（５１）へ出力する第１のインバータ（４１）と、
前記電圧（Ｖ３２）を第２の交流電圧（Ｖ２）に変換して第２の負荷（５２）に印加し、脈動する第２の電流（Ｉ２）を前記第２の負荷（５２）へ出力する第２のインバータ（４２）と、
前記第１の電流（Ｉ１）および前記第２の電流（Ｉ２）の脈動成分の、前記交流電源（１）への伝搬を低減するフィルタ（３）を、前記コンデンサ（３２）と共に構成し、前記コンデンサ（３２）よりも前記交流電源（１）に近く設けられるインダクタ（３１）と
を備え、
前記第１の電流（Ｉ１）における一の極大値（Ｐ１４）を採る時点（ｔ１４）が、前記第２の電流（Ｉ２）において隣接する一対の極大値（Ｐ２２，Ｐ２４）を採る一対の時点（ｔ２２，ｔ２４）の間に存在する、ＡＣ−ＡＣ変換装置（１００）。

【請求項2】

前記第１のインバータ（４１）は、第１の搬送波比較方式を用いた第１のパルス幅変調によって前記電圧（Ｖ３２）を前記第１の交流電圧（Ｖ１）に変換し、
前記第２のインバータ（４２）は、第２の搬送波比較方式を用いた第２のパルス幅変調によって前記電圧（Ｖ３２）を前記第２の交流電圧（Ｖ２）に変換し、
前記第１の搬送波比較方式に採用される第１の搬送波（Ｃ１）と、前記第２の搬送波比較方式に採用される第２の搬送波（Ｃ２）とは、少なくとも位相及び周期のいずれかが異なる、請求項１記載のＡＣ−ＡＣ変換装置（１００）。

【請求項3】

前記第１の搬送波（Ｃ１）と前記第２の搬送波（Ｃ２）とは、周期が等しくかつ位相が半周期ずれ、
前記第１の搬送波比較方式において前記第１の搬送波（Ｃ１）と比較される第１の信号波（Ｄ１）の前記第１の搬送波（Ｃ１）の振幅に対する比と、前記第２の搬送波比較方式において前記第２の搬送波（Ｃ２）と比較される第２の信号波（Ｄ２）の前記第２の搬送波（Ｃ２）の振幅に対する比とが等しい、請求項２記載のＡＣ−ＡＣ変換装置（１００）。

【請求項4】

前記第１の負荷（５１）と前記第２の負荷（５２）は兼用される、請求項１から請求項３のいずれか一つに記載のＡＣ−ＡＣ変換装置（１００）。

【請求項5】

請求項１から請求項４のいずれか一つに記載のＡＣ−ＡＣ変換装置（１００）と、
前記第１のインバータ（４１）と前記第２のインバータ（４２）とを制御する制御回路（６）と
を備える電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示はＡＣ−ＡＣ変換に関する。

【背景技術】

【0002】

下掲の特許文献１は、ＰＷＭ整流器とインバータを備えた電力変換器を並列に接続する電力変換装置を開示する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２００９−５００６３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１ではＰＷＭ整流器とインバータとの間に平滑コンデンサを設けた構成、および電磁障害等の外乱の混入によるノイズについて開示する。

【0005】

しかしインバータが負荷に流す電流に起因した、電源への高調波の伝搬について、特許文献１では言及されていない。

【0006】

本開示は、インバータが負荷に流す電流に起因した、電源への高調波の伝搬を、低減する。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本開示のＡＣ−ＡＣ変換装置は、第１の直流母線（８１）と、第２の直流母線（８２）と、交流電源（１）から入力される交流電圧（Ｖ０）を整流して得られる直流電圧（Ｖｄｃ）を前記第１の直流母線（８１）と前記第２の直流母線（８２）の間に出力するコンバータ（２）と、前記第１の直流母線（８１）と前記第２の直流母線（８２）との間に接続されるコンデンサ（３２）と、前記コンデンサ（３２）の両端の電圧（Ｖ３２）を第１の交流電圧（Ｖ１）に変換して第１の負荷（５１）に印加し、脈動する第１の電流（Ｉ１）を前記第１の負荷（５１）へ出力する第１のインバータ（４１）と、前記電圧（Ｖ３２）を第２の交流電圧（Ｖ２）に変換して第２の負荷（５２）に印加し、脈動する第２の電流（Ｉ２）を前記第２の負荷（５２）へ出力する第２のインバータ（４２）と、前記第１の電流（Ｉ１）および前記第２の電流（Ｉ２）の脈動成分の、前記交流電源（１）への伝搬を低減するフィルタ（３）を、前記コンデンサ（３２）と共に構成し、前記コンデンサ（３２）よりも前記交流電源（１）に近く設けられるインダクタ（３１）とを備える。

【0008】

その第１の態様では、前記第１の電流（Ｉ１）における一の極大値（Ｐ１４）を採る時点（ｔ１４）が、前記第２の電流（Ｉ２）において隣接する一対の極大値（Ｐ２２，Ｐ２４）を採る一対の時点（ｔ２２，ｔ２４）の間に存在する。

【0009】

その第２の態様は第１の態様であって、前記第１のインバータ（４１）は、第１の搬送波比較方式を用いた第１のパルス幅変調によって前記電圧（Ｖ３２）を前記第１の交流電圧（Ｖ１）に変換し、前記第２のインバータ（４２）は、第２の搬送波比較方式を用いた第２のパルス幅変調によって前記電圧（Ｖ３２）を前記第２の交流電圧（Ｖ２）に変換し、前記第１の搬送波比較方式に採用される第１の搬送波（Ｃ１）と、前記第２の搬送波比較方式に採用される第２の搬送波（Ｃ２）とは、少なくとも位相及び周期のいずれかが異なる。

【0010】

その第３の態様は第２の態様であって、前記第１の搬送波（Ｃ１）と前記第２の搬送波（Ｃ２）とは、周期が等しくかつ位相が半周期ずれ、前記第１の搬送波比較方式において前記第１の搬送波（Ｃ１）と比較される第１の信号波（Ｄ１）の前記第１の搬送波（Ｃ１）の振幅に対する比と、前記第２の搬送波比較方式において前記第２の搬送波（Ｃ２）と比較される第２の信号波（Ｄ２）の前記第２の搬送波（Ｃ２）の振幅に対する比とが等しい。

【0011】

その第４の態様は第１の態様、第２の態様、第３の態様のいずれかであって、前記第１の負荷（５１）と前記第２の負荷（５２）は兼用される。

【0012】

電力変換装置が、本開示のＡＣ−ＡＣ変換装置（１００）と、前記第１のインバータ（４１）と前記第２のインバータ（４２）とを制御する制御回路（６）とを備えてもよい。

【0013】

本開示によれば、インバータが負荷に流す電流に起因した、電源への高調波の伝搬が、低減される。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本実施の形態にかかるＡＣ−ＡＣ変換装置の構成を例示する回路図である。

【図2】インバータの構成を例示する回路図である。

【図3】フィルタの周波数−ゲイン特性を示すグラフである。

【図4】フィルタの周波数−ゲイン特性を示すグラフである。

【図5】搬送波比較方式で制御信号を得る方法を示すグラフである。

【図6】三角波比較方式で得られる電流の波形を示すグラフである。

【図7】冷凍回路の構成を例示するブロック図である。

【図8】本実施の形態にかかるＡＣ−ＡＣ変換装置の他の構成を例示する回路図である。

【図9】冷凍回路の他の構成を例示するブロック図である。

【図10】制御回路の構成を例示するブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

図１は、本実施の形態にかかるＡＣ−ＡＣ変換装置１００の構成を例示する回路図である。ＡＣ−ＡＣ変換装置１００は、直流母線８１，８２と、コンバータ２と、インダクタ３１と、コンデンサ３２と、インバータ４１，４２とを備える。ＡＣ−ＡＣ変換装置１００は交流電源１から入力される交流電圧Ｖ０を後述する交流電圧Ｖ１と交流電圧Ｖ２とに変換し、それぞれを負荷５１，５２に印加する。

【0016】

例えば負荷５１，５２は、いずれも電動機である。当該電動機は、後述のように、冷凍回路において冷媒を圧縮する圧縮機の駆動に利用してもよい。

【0017】

コンバータ２は、交流電圧Ｖ０を整流して得られる直流電圧Ｖｄｃを、直流母線８１と直流母線８２との間に出力する。コンデンサ３２は、直流母線８１と直流母線８２との間に接続される。インダクタ３１は、コンデンサ３２よりも交流電源１に近く設けられ、コンデンサ３２と共に後述するフィルタ３を構成する。ここではインダクタ３１はコンバータ２とコンデンサ３２との間において、直流母線８１上に設けられる。コンデンサ３２の両端には電圧Ｖ３２が印加される（コンデンサ３２は電圧Ｖ３２を支えるということもできる）。

【0018】

インバータ４１は電圧Ｖ３２を交流電圧Ｖ１に変換して負荷５１に印加し、脈動する電流Ｉ１を負荷５１へ出力する。インバータ４２は電圧Ｖ３２を交流電圧Ｖ２に変換して負荷５２に印加し、脈動する電流Ｉ２を負荷５２へ出力する。

【0019】

ここでは電流Ｉ１が直流母線８１からインバータ４１に向かって流れる方向を正とし、電流Ｉ２が直流母線８１からインバータ４２に向かって流れる方向を正とする。そしてインバータ４１から直流母線８２に向かって流れる電流を、電流Ｉ１として検出する。またインバータ４２から直流母線８２に向かって流れる電流を、電流Ｉ２として検出する。

【0020】

電流Ｉ１，Ｉ２の測定は、例えば抵抗素子を用いて当該抵抗素子における電圧降下を測定して、行うことができる。図１では抵抗素子を用いた電流Ｉ１，Ｉ２の測定を例示した。

【0021】

図２はインバータ４１，４２のいずれにも採用できるインバータ４ｋの構成を例示する回路図である。なお、符号中の文字”ｋ”は符号中の文字”１”、”２”を代表する。たとえばインバータ４ｋは、インバータ４１，４２を代表する。以下では説明の簡単のため、インバータ４ｋが単相インバータである場合を例示する。

【0022】

インバータ４ｋは、接続点Ｐｕ，Ｐｄの間でスイッチング素子Ｑｘｕ，Ｑｘｄが直列に接続された枝Ｌｘと、接続点Ｐｕ，Ｐｄの間でスイッチング素子Ｑｙｕ，Ｑｙｄが直列に接続された枝Ｌｙとを有する。枝Ｌｘと枝Ｌｙとは並列に接続される。

【0023】

枝Ｌｘにおいてスイッチング素子Ｑｘｕ，Ｑｘｄ同士が接続される接続点Ｐｘと、枝Ｌｙにおいてスイッチング素子Ｑｙｕ，Ｑｙｄ同士が接続される接続点Ｐｙとから交流電圧Ｖｋが負荷５ｋに出力される。接続点Ｐｕ，Ｐｄの間には電圧Ｖ３２が印加される。接続点Ｐｕには電流Ｉｋが流入し、接続点Ｐｄからは電流Ｉｋが流入する。

【0024】

スイッチング素子Ｑｘｕ，Ｑｘｄ，Ｑｙｕ，Ｑｙｄは制御回路６からの制御信号Ｇｋに従ってスイッチングを行ない、電圧Ｖ３２を交流電圧Ｖｋに変換する。例えばインバータ４ｋはパルス幅変調を行なってかかる変換を行なう。制御信号Ｇｋは、例えば搬送波比較方式を用いたパルス幅変調を実現するために、スイッチング素子Ｑｘｕ，Ｑｘｄ，Ｑｙｕ，Ｑｙｄの開閉を制御する。スイッチング素子Ｑｘｕ，Ｑｘｄ，Ｑｙｕ，Ｑｙｄは例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで実現することができる。

【0025】

インバータ４１およびインバータ４２は、電圧Ｖ３２をそれぞれ交流電圧Ｖ１および交流電圧Ｖ２に変換すべく、その入力側はコンデンサ３２に並列に接続される。よって直流母線８１にはコンデンサ３２からインバータ４１，４２に向かって、直流母線８２にはインバータ４１，４２からコンデンサ３２に向かって、いずれも電流（Ｉ１＋Ｉ２）が流れる。

【0026】

フィルタ３は、電流Ｉ１，Ｉ２の脈動成分の、交流電源１への伝搬を低減する。ここにいう脈動成分とは、交流電圧Ｖ０の基本波成分、交流電圧Ｖ１の基本波成分、および交流電圧Ｖ２の基本波成分の、少なくともいずれか一つに対して高調波と把握される成分である。フィルタ３は、インバータ４１，４２が負荷５１，５２に流す電流Ｉ１，Ｉ２に起因した、交流電源１への高調波の伝搬を、低減する。

【0027】

例えば、電流Ｉ１の脈動成分はインバータ４１におけるＤＣ／ＡＣ変換のためのスイッチングに起因し、電流Ｉ２の脈動成分はインバータ４２におけるＤＣ／ＡＣ変換のためのスイッチング（図２に即して言えばインバータ４ｋのスイッチング素子Ｑｘｕ，Ｑｘｄ，Ｑｙｕ，Ｑｙｄの開閉）に起因する。

【0028】

フィルタ３の遮断周波数が高いほど、インダクタ３１やコンデンサ３２に要求されるインダクタンスやキャパシタンスは小さく、それらが小型化される。特に電解コンデンサレスインバータと称される、電圧Ｖ３２が交流電圧Ｖ０の整数倍（交流電圧Ｖ０が単相であれば２倍、三相であれば６倍）の周波数で大きく変動する方式では、コンデンサ３２の容量が小さい利点がある。この利点を損なわない観点からも、インダクタ３１の小型化は望ましい。

【0029】

フィルタ３の小型化という観点で、電流（Ｉ１＋Ｉ２）は高い周波数成分を多く含むことが望ましい。インバータ４１，４２からそれぞれ負荷５１，５２へ供給する電力の合計が同じであれば、電流（Ｉ１＋Ｉ２）が高い周波数成分を多く含むほど、フィルタ３の遮断周波数よりも低く従ってフィルタ３による減衰量が低い周波数成分であっても、当該電力において当該低い周波数成分は低いからである。

【0030】

例えば電流（Ｉ１＋Ｉ２）に６ｋＨｚの周波数成分のみが重畳する場合と、１５ｋＨｚの周波数成分のみが重畳する場合とを比較する。フィルタ３は、場合には６ｋＨｚの周波数成分を減衰させ、場合には１５ｋＨｚの周波数成分を減衰させることが望ましい。

【0031】

図３はインダクタ３１のインダクタンスを５００μＨに、コンデンサ３２のキャパシタンスを３０μＦに、それぞれ選定した場合のフィルタ３の周波数−ゲイン特性を示すグラフである。図３から、当該フィルタ３では６ｋＨｚ近傍で２５ｄＢ程度の減衰が得られることがわかる。

【0032】

図４はインダクタ３１のインダクタンスを２００μＨに、コンデンサ３２のキャパシタンスを２０μＦに、それぞれ選定した場合のフィルタ３の周波数−ゲイン特性を示すグラフである。図４から、当該フィルタ３では１５ｋＨｚ近傍で２５ｄＢ程度の減衰が得られることがわかる。

【0033】

このように、減衰させる対象となる、交流電源１に伝搬する脈動成分の周波数が高いことは、フィルタ３の小型化に寄与する。しかしながら、電流Ｉ１と、電流Ｉ２とが同じ周波数であって、同相であれば、電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周波数は、電流Ｉ１および電流Ｉ２の脈動成分と同じである。

【0034】

しかしながら、電流Ｉ１が極大値を採るタイミングと、電流Ｉ２が極大値を採るタイミングが一致しなければ、電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周波数は、電流Ｉ１および電流Ｉ２の脈動成分よりも高くなる。換言すれば、電流Ｉ１においてある極大値を採る時点が、電流Ｉ２において隣接する一対の極大値を採る一対の時点の間に存在することは、フィルタ３の小型化の観点で望ましい。上記「極大値」を「極小値」に読み替えても同様である。

【0035】

例えば電流Ｉ１の脈動成分の周波数と、電流Ｉ２の脈動成分の周波数とが異なる場合には、電流Ｉ１，Ｉ２とでは極大値が発生するタイミングにずれがある。電流Ｉ１の脈動成分の周波数と、電流Ｉ２の脈動成分の周波数とが同じであっても、電流Ｉ１と電流Ｉ２とが同相でなければ、電流Ｉ１，Ｉ２とでは極大値が発生するタイミングにずれがある。

【0036】

インバータ４ｋが搬送波比較方式によるパルス幅変調を行なう場合を例にとって考察する。電流Ｉｋの脈動成分の周波数は、搬送波比較方式に採用される搬送波の周波数にほぼ等しい。他方、制御信号Ｇ１を得るための搬送波の周波数と、制御信号Ｇ２を得るための搬送波の周波数とは、等しいことが望ましい。制御信号Ｇ１，Ｇ２を得る処理が簡単となるからである。以下、その典型的な場合として、インバータ４１，４２にほぼ等しいパルス幅変調を行なわせる場合を考える。

【0037】

図５は搬送波比較方式で制御信号Ｇ１，Ｇ２を得る方法を示すグラフである。ここでは搬送波として三角波Ｃ１，Ｃ２を用いて、三角波比較方式が採用される場合を例示する。搬送波としては三角波に限定されず、例えば正弦波を用いてもよい。

【0038】

三角波Ｃ１，Ｃ２は互いに周期が等しく、従ってその基本周波数も等しい。また、三角波Ｃ１，Ｃ２は互いに振幅も等しい。ここでは三角波Ｃ１，Ｃ２は互いに逆相の関係にある場合、つまり位相が１８０度ずれている場合が例示される。但し三角波Ｃ１，Ｃ２が同相でなければ、位相のずれは１８０度には限定されない。三角波Ｃ１，Ｃ２が同相である場合については後述する。

【0039】

図５において、搬送波比較方式に採用される信号波Ｄ１，Ｄ２は一致している場合が例示される。信号波Ｄ，Ｄ２の増減は、それぞれ交流電圧Ｖ１，Ｖ２の増減に対応する。信号波Ｄ１は三角波Ｃ１と比較され、その比較結果から制御信号Ｇ１が得られる。信号波Ｄ２は三角波Ｃ２と比較され、その比較結果から制御信号Ｇ２が得られる。

【0040】

インバータ４１，４２にほぼ等しいパルス幅変調を行なわせない場合はもちろん、これを行なわせる場合であっても、信号波Ｄ１，Ｄ２は必ずしも一致しない。後述するように特に三角波Ｃ１，Ｃ２の振幅が相違する場合には信号波Ｄ１，Ｄ２は相違する。

【0041】

図５では、時刻ｔ１１〜ｔ１２，ｔ１３〜ｔ１４，ｔ１５〜ｔ１６において三角波Ｃ１は信号波Ｄ１よりも大きく、時刻ｔ２１〜ｔ２２，ｔ２３〜ｔ２４において三角波Ｃ２は信号波Ｄ２よりも大きい場合が例示される。図５では信号波Ｄ１が増加することを反映して、時刻ｔ１１〜ｔ１２の間の時間、時刻ｔ１３〜ｔ１４の間の時間、時刻ｔ１５〜ｔ１６の間の時間は、この順に減少してゆく。図５では信号波Ｄ２が増加することを反映して、時刻ｔ２１〜ｔ２２の間の時間、時刻ｔ２３〜ｔ２４の間の時間は、この順に減少してゆく。

【0042】

例えば制御信号Ｇｋは、三角波Ｃｋが信号波Ｄｋよりも大きいときに、スイッチング素子Ｑｘｕ，Ｑｙｄを導通させ、スイッチング素子Ｑｙｕ，Ｑｘｄを非導通にする。また三角波Ｃｋが信号波Ｄｋよりも小さいときに、スイッチング素子Ｑｘｄ，Ｑｙｕを導通させ、スイッチング素子Ｑｙｄ，Ｑｘｕを非導通にする。

【0043】

図６は図５に示された三角波比較方式で得られる電流Ｉ１，Ｉ２および電流（Ｉ１＋Ｉ２）の波形を示すグラフである。信号波Ｄ１，Ｄ２の上昇を反映して、電流Ｉ１，Ｉ２はいずれも増加する傾向を示す。但し、三角波Ｃ１，Ｃ２の増減を反映して、電流Ｉ１，Ｉ２は脈動する。横軸に時間を採用し、縦軸に振幅を任意単位で採用した。

【0044】

具体的には、電流Ｉ１は時刻ｔ１２まで増加し、時刻ｔ１２〜ｔ１３において減少し、時刻ｔ１３〜ｔ１４において増加し、時刻ｔ１４から減少する。よって図６において示される電流Ｉ１は、それぞれ時刻ｔ１２，ｔ１４において極大値Ｐ１２，Ｐ１４を採る。

【0045】

電流Ｉ２は時刻ｔ２１まで減少し、時刻ｔ２１〜ｔ２２において増加し、時刻ｔ２２〜ｔ２３において減少し、時刻ｔ２３〜ｔ２４において増加し、時刻ｔ２４から減少する。よって図６において示される電流Ｉ２は、それぞれ時刻ｔ２，ｔ２４において極大値Ｐ２２，Ｐ２４を採る。

【0046】

図５に示された関係から、時刻ｔ１１，ｔ１２，ｔ２１，ｔ２２，ｔ１３，ｔ１４，ｔ２３，ｔ２４，ｔ１５，ｔ１６の順に移行する。よって極大値Ｐ１２，Ｐ２２，Ｐ１４，Ｐ２４はこの順に発生する。上述の表現に即して言えば、電流Ｉ１における極大値Ｐ１４を採る時点である時刻ｔ１４が、電流Ｉ２において隣接する一対の極大値Ｐ２２，Ｐ２４を採る一対の時点である時刻ｔ２２，ｔ２４の間に存在する。電流Ｉ２における極大値Ｐ２２を採る時点である時刻ｔ２２が、電流Ｉ１において隣接する一対の極大値Ｐ１２，Ｐ１４を採る一対の時点である時刻ｔ１２，ｔ１４の間に存在する。なお、電流Ｉ２は時刻ｔ２１，ｔ２３において隣接する一対の極小値を採り、時刻ｔ２１，ｔ２３の間に存在する時刻ｔ１３において電流Ｉ１は極小値を採る、と言える。

【0047】

このような電流Ｉ１，Ｉ２の振る舞いから、電流（Ｉ１＋Ｉ２）は、図６に示されるように、極大値と極小値を交互に採りながら増加する傾向を示す。具体的には電流（Ｉ１＋Ｉ２）は時刻ｔ１２，ｔ２２，ｔ１４，ｔ２４においてそれぞれ極大値Ｐ１２，Ｐ２２，Ｐ１４，Ｐ２４を反映した極大値を採る。また電流（Ｉ１＋Ｉ２）は時刻ｔ２１，ｔ２３において電流Ｉ２の極小値を反映した極小値を採り、時刻ｔ１３において電流Ｉ１の極小値を反映した極小値を採る。

【0048】

図６では電流（Ｉ１＋Ｉ２）との比較の対象となる、電流Ｉ１の二倍の値２・Ｉ１の波形も併記した。値２・Ｉ１は、電流Ｉ１，Ｉ２が互いに等しいと仮定した場合の電流（Ｉ１＋Ｉ２）である。換言すれば、三角波Ｃ２が三角波Ｃ１と同じ波形を呈すると仮定した場合の電流（Ｉ１＋Ｉ２）である。

【0049】

当然ながら電流２・Ｉ１は電流Ｉ１と同相で極大値、極小値を採る。即ち、電流２・Ｉ１は時刻ｔ１２で極大値を採り、時刻ｔ１２〜ｔ１３の間で減少し、時刻ｔ１３で極小値を採り、時刻ｔ１３〜ｔ１４の間で増加し、時刻ｔ１４から減少する。よって電流２・ＩＩ１の脈動成分の周期は、三角波Ｃ１，Ｃ２の周期とほぼ一致する。

【0050】

これに対し、電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周期は、三角波Ｃ１，Ｃ２の周期のほぼ半分（周波数に換算して考えればほぼ二倍）となる。このように、電流（Ｉ１＋Ｉ２）は電流Ｉ１，Ｉ２のいずれよりも高い周波数成分を多く含むこととなり、上述の様にフィルタ３の小型化に資する。

【0051】

ここでは三角波Ｃ１，Ｃ２が互いに逆相となる場合を例示したので、電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周波数は、電流２・Ｉ１の脈動成分の周波数のほぼ二倍であった。三角波Ｃ１，Ｃ２同士の位相のずれが６０度であれば、電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周波数は、電流２・Ｉ１の脈動成分の周波数のほぼ三倍となる。よって電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周波数を高めるという観点では位相のずれは小さいほど望ましい。

【0052】

しかしながら、脈動成分のうち、搬送波の基本周波数（ここでは三角波Ｃ１，Ｃ２の周期の逆数）が低減される量は、位相のずれが大きいほど望ましい。位相のずれが大きいほど、位相のずれに起因した高調波成分が有する電力が大きくなるからである。かかる観点からは、インバータ４１，４２においてそれぞれパルス幅変調を行なわせるための搬送波比較方式においては、互いに周期が等しくかつ位相が半周期ずれる搬送波を採用することが望ましい。

【0053】

図７は冷凍回路９の構成を例示するブロック図である。冷凍回路９は圧縮機９１１、９１２、熱交換器９２，９４、膨張弁９３を備える。不図示の冷媒が圧縮機９１１，９１２によって圧縮され、熱交換器９２によって蒸発し、膨張弁９３によって膨張し、熱交換器９４によって凝縮する。図中の白矢印は冷媒が循環する方向を示す。

【0054】

この構成では、圧縮機９１１、９１２が熱交換器９２，９４の間で並列に接続される。熱交換器９４によって凝縮した冷媒は圧縮機９１１、９１２へと分かれて移動する。圧縮機９１１、９１２によって圧縮された冷媒はいずれも熱交換器９２によって蒸発する。負荷５１，５２（図１も参照）は、それぞれ圧縮機９１１，９１２を駆動するモータである。

【0055】

このように一つの冷凍回路９のなかを循環する冷媒を二つの圧縮機９１１、９１２で圧縮することは、下記二点の観点で望ましい。即ち（ａ）圧縮機９１１、９１２のいずれか一方が故障しても他方で冷媒の圧縮を継続できる点、及び（ｂ）冷凍回路９全体として見たときの圧縮能力の下限を、圧縮機を一つだけ設けた場合と比較して小さくできる点である。

【0056】

圧縮機９１１、９１２による冷媒の圧縮が、それぞれ異なる圧縮能力で行なわれる場合、負荷５１，５２が駆動される態様は異なり、よってインバータ４１，４２が行なうパルス幅変調も相互に異なり得る。このような場合、信号波Ｄ１，Ｄ２は相違し得る。

【0057】

信号波Ｄ１，Ｄ２が相違しても、電流Ｉ１においてある極大値が得られる時点（上述の例では時刻ｔ１４）が、電流Ｉ２において隣接する一対の極大値が得られる一対の時点（上述の例では時刻ｔ２２，ｔ２４）の間に存在すれば、あるいは電流Ｉ２においてある極大値が得られる時点（上述の例では時刻ｔ２２）が、電流Ｉ１において隣接する一対の極大値が得られる一対の時点（上述の例では時刻ｔ１２，ｔ１４）の間に存在すれば、電流（Ｉ１＋Ｉ２）は電流２・Ｉ１よりも高い周波数成分を多く含み、上述の様にフィルタ３の小型化に資する。

【0058】

インバータ４１，４２にほぼ等しいパルス幅変調を行なわせる場合であっても、三角波Ｃ１，Ｃ２の振幅が相違する場合は信号波Ｄ１，Ｄ２は一致しない。例えば三角波Ｃ１の振幅が三角波Ｃ２の振幅の二倍であれば（但し三角波Ｃ１，Ｃ２同士の間での直流ドリフト成分を排除する）、信号波Ｄ１は信号波Ｄ２の二倍に設定される。つまり三角波Ｃ１と比較される信号波Ｄ１の三角波Ｃ１の振幅に対する比と、三角波Ｃ２と比較される信号波Ｄ２の三角波Ｃ２の振幅に対する比とが等しく設定されることで、インバータ４１，４２はほぼ等しいパルス幅変調を行う。

【0059】

上記の説明では簡単のためにインバータ４１，４２に単相インバータを採用した場合を例示したが、多相インバータを採用してもよい。この場合も電流Ｉ１においてある極大値が得られる時点が、電流Ｉ２において隣接する一対の極大値が得られる一対の時点の間に存在すれば、電流（Ｉ１＋Ｉ２）が電流２・Ｉ１よりも高い周波数成分を多く含み、上述の様にフィルタ３の小型化に資することは明白である。

【0060】

また、負荷５１，５２は兼用されてもよい。例えばインバータ４１，４２にほぼ等しいパルス幅変調を行なわせることは、かかる兼用を容易にする。

【0061】

図８は本実施の形態にかかるＡＣ−ＡＣ変換装置１００の他の構成を例示する回路図である。当該構成においては、インバータ４１，４２のいずれにも三相インバータが採用され、負荷５１，５２を兼用した負荷５０がインバータ４１，４２の負荷となる。

【0062】

図９は冷凍回路９の他の構成を例示するブロック図である。冷凍回路９は圧縮機９１、熱交換器９２，９４、膨張弁９３を備える。不図示の冷媒が圧縮機９１によって圧縮され、熱交換器９２によって蒸発し、膨張弁９３によって膨張し、熱交換器９４によって凝縮する。図中の白矢印は冷媒が循環する方向を示す。負荷５０（図８も参照）は冷凍回路９に採用される圧縮機９１を駆動するモータである。

【0063】

インダクタ３１は、コンデンサ３２よりも交流電源１に近く設けられるのであれば、コンバータ２と交流電源１との間に設けられても良い。図１や図８に例示されるように、コンバータ２と交流電源１との間にノイズフィルタ（図中でＮＦと表記）７を設けてもよい。

【0064】

図１０は制御回路６の構成を例示するブロック図である。制御回路６は、信号波生成器６１と、制御信号生成器６２と、搬送波生成器６３とを有する。

【0065】

信号波生成器６１は信号波Ｄ１，Ｄ２を生成して出力する機能を有する。例えば信号波生成器６１は、電圧Ｖ３２、電流Ｉ１，Ｉ２の値を入力し、あるいは更に図１の例示に即して言えば、負荷５１，５２のそれぞれの動作速度の指令値ω１＊，ω２＊を入力し（図８の例示に即して言えば、負荷５０の動作速度の指令値ω０＊を入力し）、これらに基づいて信号波Ｄ１，Ｄ２を生成する。例えば負荷５０，５１，５２がモータであれば、指令値ω０＊，ω１＊，ω２＊には、それぞれのモータの回転角速度の指令値が採用される。

【0066】

搬送波生成器６３は搬送波を生成して出力する機能を有する。ここでは上述の例示に従い、三角波Ｃ１，Ｃ２が生成される場合が例示される。

【0067】

制御信号生成器６２は制御信号Ｇ１，Ｇ２を生成して出力する機能を有する。具体的には例えば、図５を用いて説明されたように、三角波Ｃ１と信号波Ｄ１とを比較することによって制御信号Ｇ１が、三角波Ｃ２と信号波Ｄ２とを比較することによって制御信号Ｇ２が、それぞれ生成される。

【0068】

制御回路６は、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成することができる。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理のステップ（換言すれば手順）を実行する。例えば図１０で例示された、信号波生成器６１、制御信号生成器６２、搬送波生成器６３のそれぞれの機能が、当該マイクロコンピュータで実行される。この例示に鑑み、図１、図８では制御回路６をＣＰＵと表記した。

【0069】

上記記憶装置は、例えばＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）等）などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御回路６はこれに限らず、制御回路６によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

【0070】

上述のように、本実施の形態ではＡＣ−ＡＣ変換装置１００を提案した。ＡＣ−ＡＣ変換装置１００は、直流母線８１，８２と、コンバータ２と、インダクタ３１と、コンデンサ３２と、インバータ４１，４２とを備える。

【0071】

コンバータ２は交流電源１から入力される交流電圧Ｖ０を整流して得られる直流電圧Ｖｄｃを直流母線８１，８２の間に出力する。コンデンサ３２は、直流母線８１と直流母線８２との間に接続される。

【0072】

インバータ４１は、コンデンサ３２の両端の電圧Ｖ３２を交流電圧Ｖ１に変換して負荷５１に印加し、脈動する電流Ｉ１を負荷５１へ出力する。インバータ４２は、電圧Ｖ３２を交流電圧Ｖ２に変換して負荷５２に印加し、脈動する電流Ｉ２を負荷５２へ出力する。

【0073】

インダクタ３１は、コンデンサ３２よりも交流電源１に近く設けられ、コンデンサ３２と共にフィルタ３を構成する。フィルタ３は電流Ｉ１，Ｉ２の脈動成分の、交流電源１への伝搬を低減する。

【0074】

そして電流Ｉ１において極大値Ｐ１４を採る時点である時刻ｔ１４が、電流Ｉ２において隣接する一対の極大値Ｐ２２，Ｐ２４を採る一対の時点である時刻ｔ２２，ｔ２４の間に存在する。および／または、電流Ｉ２における極大値Ｐ２２を採る時点である時刻ｔ２２が、電流Ｉ１において隣接する一対の極大値Ｐ１２，Ｐ１４を採る一対の時点である時刻ｔ１２，ｔ１４の間に存在する。

【0075】

フィルタ３は、インバータ４１，４２が負荷５１，５２に流す電流Ｉ１，Ｉ２に起因した、交流電源１への高調波の伝搬を、低減する。電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周期は、電流Ｉ１，Ｉ２のいずれよりも高い周波数成分を多く含むこととなる。これはフィルタ３に要求される遮断周波数を高め、フィルタ３の小型化に資する。

【0076】

例えばインバータ４１，４２は、搬送波比較方式を用いたパルス幅変調によって、電圧Ｖ３２をそれぞれ交流電圧Ｖ１，Ｖ２に変換する。インバータ４１におけるパルス幅変調のための搬送波比較方式に採用される搬送波と、インバータ４２におけるパルス幅変調のための搬送波比較方式に採用される搬送波とは、少なくとも位相及び周期のいずれかが異なる。これらの搬送波は例えば三角波Ｃ１，Ｃ２である。

【0077】

例えばこれら二つの搬送波は、互いに周期が等しくかつ位相が半周期ずれる。これは両者の位相のずれが小さいほど電流（Ｉ１＋Ｉ２）の脈動成分の周波数を高められ、位相のずれが大きいほど搬送波の基本周波数が低減される量が大きい観点で、望ましい。

【0078】

例えばインバータ４１のパルス幅変調に採用される搬送波比較方式において搬送波と比較される信号波Ｄ１の当該搬送波の振幅に対する比と、インバータ４２のパルス幅変調に採用される搬送波比較方式において当該搬送波と比較される信号波Ｄ２の当該搬送波の振幅に対する比とは等しい。これはインバータ４１，４２がほぼ等しいパルス幅変調を行う観点で望ましい。

【0079】

負荷５１，５２には、冷凍回路９の圧縮機９１１，９１２をそれぞれ駆動するモータを採用してもよい。負荷５１、５２は兼用されてもよい。例えば一つの負荷５０を負荷５１，５２が兼用されたものとして採用することができ、負荷５０が圧縮機９１を駆動するモータとして採用してもよい。交流電圧Ｖ１，Ｖ２は単相であっても多相であってもよい。

【0080】

ＡＣ−ＡＣ変換装置１００と、制御回路６とを含めて電力変換装置として捉えることができる。制御回路６はインバータ４１，４２を制御する。例えば制御回路６は、信号波Ｄ１，Ｄ２を生成して出力する機能を有する信号波生成器６１、搬送波（例えば三角波Ｃ１，Ｃ２）を生成して出力する機能を有する搬送波生成器６３、制御信号Ｇ１，Ｇ２を生成して出力する機能を有する制御信号生成器６２で実現することができる。

【0081】

以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。上述の各種の実施形態および変形例は相互に組み合わせることができる。

【符号の説明】

【0082】

１ 交流電源
２ コンバータ
３ フィルタ
６ 制御回路
３１ インダクタ
３２ コンデンサ
４１，４２ インバータ
５１，５２ 負荷
８１，８２ 直流母線
１００ ＡＣ−ＡＣ変換装置
Ｃ１，Ｃ２ 三角波
Ｄ１，Ｄ２ 信号波
Ｉ１，Ｉ２ 電流
Ｐ１２，Ｐ１４，Ｐ２２，Ｐ２４ 極大値
Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２ 交流電圧
Ｖ３２ 電圧
Ｖｄｃ 直流電圧
ｔ１２，ｔ１４，ｔ２２，ｔ２４ 時刻

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】