特開 2020-201562 電源回路及び電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】特開2020-201562(P2020-201562A)

(43)【公開日】2020年12月17日

(54)【発明の名称】電源回路及び電源装置

(51)【国際特許分類】

   G05F 1/56 20060101AFI20201120BHJP

【ＦＩ】

   G05F1/56 310N

【審査請求】未請求

【請求項の数】12

【出願形態】ＯＬ

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2019-106112(P2019-106112)

(22)【出願日】2019年6月6日

(71)【出願人】

【識別番号】000116024

【氏名又は名称】ローム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001933

【氏名又は名称】特許業務法人 佐野特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】猪上 浩樹

【テーマコード（参考）】

5H430

【Ｆターム（参考）】

5H430BB01

5H430BB05

5H430BB09

5H430BB11

5H430CC05

5H430EE03

5H430EE05

5H430EE06

5H430EE17

5H430EE19

5H430FF02

5H430FF13

5H430GG08

5H430HH03

(57)【要約】

【課題】電源回路において良好なリップル除去特性を維持しつつ起動速度を高める。
【解決手段】入力電圧（Ｖｉｎ）から安定化電圧（Ｖｏｕｔ）を生成する電源回路（１０Ａ）は、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴである出力トランジスタ（Ｍ１）及び充電用トランジスタ（Ｍ２）を備える。出力トランジスタのソースに入力電圧が加えられ、出力トランジスタのドレインは第１ノード（ＮＤ１）に接続される。制御回路（１１）は第１ノードの電圧に応じたフィードバック電圧（Ｖｆｂ）に基づき制御電圧（Ｖｃｎｔ）を生成し、制御電圧を出力及び充電用トランジスタのゲートに与える。フィルタ用の抵抗及びコンデンサ（Ｒ_Ｆ、Ｃ_Ｆ）から成るフィルタ回路（ＦＩＬ）は、第１ノードの電圧を平滑化することで第２ノード（ＮＤ２）に安定化電圧を発生させる。充電用トランジスタがオンのとき、充電用トランジスタを介して上記コンデンサが充電される。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電圧から安定化電圧を生成する電源回路であって、
前記入力電圧を受ける第１電極と、第２電極と、制御電極を有する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタの第２電極に対して直接接続される又は挿入抵抗を介して接続される第１ノードと、
前記第１ノードの電圧に応じたフィードバック電圧に基づく制御電圧を前記出力トランジスタの制御電極に供給することで前記出力トランジスタの状態を制御する制御回路と、
フィルタ用抵抗及びフィルタ用コンデンサを有し、前記第１ノードの電圧を平滑化することで第２ノードに前記安定化電圧を発生させるフィルタ回路と、
前記第１ノード及び前記第２ノード間に設けられ、前記制御電圧に基づいて状態が制御される充電用トランジスタと、を備え、
前記充電用トランジスタがオン状態とされるとき、前記充電用トランジスタを介して前記フィルタ用コンデンサが充電される
ことを特徴とする電源回路。

【請求項2】

当該電源回路は、前記安定化電圧が所定の目標電圧と一致するように前記出力トランジスタを制御するリニアレギュレータであって、
前記制御回路は、前記入力電圧が前記目標電圧を下回る所定の第１状態において、前記フィードバック電圧に基づき前記出力トランジスタ及び前記充電用トランジスタの双方をオン状態とする電圧を前記制御電圧として生成し、前記入力電圧が前記目標電圧を上回る所定の第２状態において、前記フィードバック電圧に基づき前記出力トランジスタをオン状態とし且つ前記充電用トランジスタをオフ状態とする電圧を前記制御電圧として生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。

【請求項3】

前記出力トランジスタ及び前記充電用トランジスタは、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、
前記出力トランジスタの第１電極、第２電極、制御電極は、夫々、前記出力トランジスタのソース、ドレイン、ゲートであり、
前記充電用トランジスタのソース、ドレインが、夫々、前記第１ノード、前記第２ノードに接続され、
前記出力トランジスタ及び前記充電用トランジスタの各ゲートに共通して前記制御電圧が加わる
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。

【請求項4】

前記出力トランジスタの第２電極に対し前記挿入抵抗を介して前記第１ノードが接続され、
前記第１ノード及び前記第２ノード間に設けられ、前記挿入抵抗での電圧降下に基づいて状態が制御される第２充電用トランジスタを更に備えた
ことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の電源回路。

【請求項5】

前記第２ノードの電位から見た前記出力トランジスタの第２電極での電圧が前記第２充電用トランジスタのスレッショルド電圧以上であるときに、前記第２充電用トランジスタがオン状態となって、前記第２充電用トランジスタを介し前記フィルタ用コンデンサが充電される
ことを特徴とする請求項４に記載の電源回路。

【請求項6】

前記第２充電用トランジスタは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、
前記第２充電用トランジスタのドレイン、ソースは、夫々、前記第１ノード、前記第２ノードに接続され、
前記第２充電用トランジスタのゲートは、前記出力トランジスタの第２電極に接続される
ことを特徴とする請求項４又は５に記載の電源回路。

【請求項7】

前記第１ノード及び前記第２ノード間に前記フィルタ用抵抗が設けられ、前記第２ノードにて前記フィルタ用抵抗及び前記フィルタ用コンデンサが互いに接続される
ことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の電源回路。

【請求項8】

入力電圧から安定化電圧を生成する電源回路であって、
前記入力電圧を受ける第１電極と、第２電極と、制御電極を有する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタの第２電極に対して挿入抵抗を介して接続される第１ノードと、
前記第１ノードの電圧に応じたフィードバック電圧に基づく制御電圧を前記出力トランジスタの制御電極に供給することで前記出力トランジスタの状態を制御する制御回路と、
フィルタ用抵抗及びフィルタ用コンデンサを有し、前記第１ノードの電圧を平滑化することで第２ノードに前記安定化電圧を発生させるフィルタ回路と、
前記第１ノード及び前記第２ノード間に設けられ、前記挿入抵抗での電圧降下に基づいて状態が制御される充電用トランジスタと、を備え、
前記充電用トランジスタがオン状態とされるとき、前記充電用トランジスタを介して前記フィルタ用コンデンサが充電される
ことを特徴とする電源回路。

【請求項9】

前記第２ノードの電位から見た前記出力トランジスタの第２電極での電圧が前記充電用トランジスタのスレッショルド電圧以上であるときに、前記充電用トランジスタがオン状態となって、前記充電用トランジスタを介して前記フィルタ用コンデンサが充電される
ことを特徴とする請求項８に記載の電源回路。

【請求項10】

前記充電用トランジスタは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、
前記充電用トランジスタのドレイン、ソースは、夫々、前記第１ノード、前記第２ノードに接続され、
前記充電用トランジスタのゲートは、前記出力トランジスタの第２電極に接続される
ことを特徴とする請求項８又は９に記載の電源回路。

【請求項11】

前記第１ノード及び前記第２ノード間に前記フィルタ用抵抗が設けられ、前記第２ノードにて前記フィルタ用抵抗及び前記フィルタ用コンデンサが互いに接続される
ことを特徴とする請求項８〜１０の何れかに記載の電源回路。

【請求項12】

請求項１〜１１の何れかに記載の電源回路と、
前記電源回路にて生成された前記安定化電圧をボルテージフォロアにて受けて出力電圧を生成する出力回路と、を備えた
ことを特徴とする電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電源回路及び電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

入力電圧から所望の出力電圧を生成することのできる電源回路は、様々な機器に搭載されている（例えば特許文献１参照）。

【0003】

電源回路における重要な特性の１つとしてリップル除去特性がある。リップル除去特性を高める方法として、電源回路の駆動電流を増やして回路自体の特性を引き上げる方法、ＲＣフィルタ等のフィルタ回路を用いて出力電圧を平滑化する方法がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１５−２０１１７０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、低消費電力化が求められるアプリケーションでは、前者の方法を採用し難い。後者の方法によれば、低消費電力化を実現しつつ良好なリップル除去特性を達成することができる。但し、フィルタ回路の存在により電源回路の起動速度が遅くなる（即ち、出力電圧が所望の目標電圧に達するまでの時間が長くなる）。

【0006】

本発明は、良好なリップル除去特性を維持しつつ起動速度を高めることが可能な電源回路及び電源装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明に係る電源回路は、入力電圧から安定化電圧を生成する電源回路であって、前記入力電圧を受ける第１電極と、第２電極と、制御電極を有する出力トランジスタと、前記出力トランジスタの第２電極に対して直接接続される又は挿入抵抗を介して接続される第１ノードと、前記第１ノードの電圧に応じたフィードバック電圧に基づく制御電圧を前記出力トランジスタの制御電極に供給することで前記出力トランジスタの状態を制御する制御回路と、フィルタ用抵抗及びフィルタ用コンデンサを有し、前記第１ノードの電圧を平滑化することで第２ノードに前記安定化電圧を発生させるフィルタ回路と、前記第１ノード及び前記第２ノード間に設けられ、前記制御電圧に基づいて状態が制御される充電用トランジスタと、を備え、前記充電用トランジスタがオン状態とされるとき、前記充電用トランジスタを介して前記フィルタ用コンデンサが充電される構成（第１の構成）である。

【0008】

上記第１の構成に係る電源回路において、当該電源回路は、前記安定化電圧が所定の目標電圧と一致するように前記出力トランジスタを制御するリニアレギュレータであって、前記制御回路は、前記入力電圧が前記目標電圧を下回る所定の第１状態において、前記フィードバック電圧に基づき前記出力トランジスタ及び前記充電用トランジスタの双方をオン状態とする電圧を前記制御電圧として生成し、前記入力電圧が前記目標電圧を上回る所定の第２状態において、前記フィードバック電圧に基づき前記出力トランジスタをオン状態とし且つ前記充電用トランジスタをオフ状態とする電圧を前記制御電圧として生成する構成（第２の構成）であっても良い。

【0009】

上記第１又は第２の構成に係る電源回路において、前記出力トランジスタ及び前記充電用トランジスタは、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、前記出力トランジスタの第１電極、第２電極、制御電極は、夫々、前記出力トランジスタのソース、ドレイン、ゲートであり、前記充電用トランジスタのソース、ドレインが、夫々、前記第１ノード、前記第２ノードに接続され、前記出力トランジスタ及び前記充電用トランジスタの各ゲートに共通して前記制御電圧が加わる構成（第３の構成）であっても良い。

【0010】

上記第１〜第３の構成の何れかに係る電源回路において、前記出力トランジスタの第２電極に対し前記挿入抵抗を介して前記第１ノードが接続され、前記第１ノード及び前記第２ノード間に設けられ、前記挿入抵抗での電圧降下に基づいて状態が制御される第２充電用トランジスタを更に備えた構成（第４の構成）であっても良い。

【0011】

上記第４の構成に係る電源回路において、前記第２ノードの電位から見た前記出力トランジスタの第２電極での電圧が前記第２充電用トランジスタのスレッショルド電圧以上であるときに、前記第２充電用トランジスタがオン状態となって、前記第２充電用トランジスタを介し前記フィルタ用コンデンサが充電される構成（第５の構成）であっても良い。

【0012】

上記第４又は第５の構成に係る電源回路において、前記第２充電用トランジスタは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、前記第２充電用トランジスタのドレイン、ソースは、夫々、前記第１ノード、前記第２ノードに接続され、前記第２充電用トランジスタのゲートは、前記出力トランジスタの第２電極に接続される構成（第６の構成）であっても良い。

【0013】

上記第１〜第６の構成の何れかに係る電源回路において、前記第１ノード及び前記第２ノード間に前記フィルタ用抵抗が設けられ、前記第２ノードにて前記フィルタ用抵抗及び前記フィルタ用コンデンサが互いに接続される構成（第７の構成）であっても良い。

【0014】

本発明に係る電源回路は、入力電圧から安定化電圧を生成する電源回路であって、前記入力電圧を受ける第１電極と、第２電極と、制御電極を有する出力トランジスタと、前記出力トランジスタの第２電極に対して挿入抵抗を介して接続される第１ノードと、前記第１ノードの電圧に応じたフィードバック電圧に基づく制御電圧を前記出力トランジスタの制御電極に供給することで前記出力トランジスタの状態を制御する制御回路と、フィルタ用抵抗及びフィルタ用コンデンサを有し、前記第１ノードの電圧を平滑化することで第２ノードに前記安定化電圧を発生させるフィルタ回路と、前記第１ノード及び前記第２ノード間に設けられ、前記挿入抵抗での電圧降下に基づいて状態が制御される充電用トランジスタと、を備え、前記充電用トランジスタがオン状態とされるとき、前記充電用トランジスタを介して前記フィルタ用コンデンサが充電される構成（第８の構成）であっても良い。

【0015】

上記第８の構成に係る電源回路において、前記第２ノードの電位から見た前記出力トランジスタの第２電極での電圧が前記充電用トランジスタのスレッショルド電圧以上であるときに、前記充電用トランジスタがオン状態となって、前記充電用トランジスタを介して前記フィルタ用コンデンサが充電される構成（第９の構成）であっても良い。

【0016】

上記第８又は第９の構成に係る電源回路において、前記充電用トランジスタは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、前記充電用トランジスタのドレイン、ソースは、夫々、前記第１ノード、前記第２ノードに接続され、前記充電用トランジスタのゲートは、前記出力トランジスタの第２電極に接続される構成（第１０の構成）であっても良い。

【0017】

上記第８〜第１０の構成の何れかに係る電源回路において、前記第１ノード及び前記第２ノード間に前記フィルタ用抵抗が設けられ、前記第２ノードにて前記フィルタ用抵抗及び前記フィルタ用コンデンサが互いに接続される構成（第１１の構成）であっても良い。

【0018】

本発明に係る電源装置は、上記第１〜第１１の構成の何れかに係る電源回路と、前記電源回路にて生成された前記安定化電圧をボルテージフォロアにて受けて出力電圧を生成する出力回路と、を備えた構成（第１２の構成）である。

【発明の効果】

【0019】

本発明によれば、良好なリップル除去特性を維持しつつ起動速度を高めることが可能な電源回路及び電源装置を提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】本発明の第１実施形態に係る電源回路の回路図である。

【図2】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿１に係り、電源回路の回路図である。

【図3】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿１に係り、電源回路への入力電圧の時間変化を示す図である。

【図4】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿１に係り、電源回路における目標電圧よりも入力電圧が低いときの電源回路の挙動を説明するための図である。

【図5】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿１に係り、電源回路における目標電圧よりも入力電圧が高いときの電源回路の挙動を説明するための図である。

【図6】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿２に係り、電源回路の回路図である。

【図7】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿２に係り、電源回路の起動時の動作を説明するためのタイミングチャートである。

【図8】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿２に係り、電源回路の変形回路図である。

【図9】本発明の第１実施形態に属する実施例ＥＸ１＿３に係り、電源回路の回路図である。

【図10】本発明の第２実施形態に属する実施例ＥＸ２＿１に係り、電源装置の構成図である。

【図11】本発明の第２実施形態に属する実施例ＥＸ２＿２に係り、スマートホンの概略外観図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、素子又は部位等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、素子又は部位等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“Ｍ２”によって参照される充電用トランジスタは（図２参照）、充電用トランジスタＭ２と表記されることもあるし、トランジスタＭ２と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。

【0022】

まず、本発明の実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。本発明の実施形態において、ＩＣとは集積回路（Integrated Circuit）の略称である。グランドとは、基準となる０Ｖ（ゼロボルト）の電位を有する導電部を指す又は０Ｖの電位そのものを指す。０Ｖの電位をグラント電位と称することもある。本発明の実施形態において、特に基準を設けずに示される電圧は、グランドから見た電位を表す。

【0023】

ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。ＦＥＴに分類されないトランジスタについても同様である。以下、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。

【0024】

以下に示される任意のＭＯＳＦＥＴについて、特に記述無き限り、バッグゲートはソースに接続されているものとする。ＭＯＳＦＥＴは“metal-oxide-semiconductor field-effect transistor”の略称である。ＭＯＳＦＥＴは、特に記述無き限り、エンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴであると解して良い。ＭＯＳＦＥＴとして構成された任意のトランジスタにおいて、ゲート−ソース間電圧とは、ソースの電位から見たゲートの電位を指す。

【0025】

＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は本発明の第１実施形態に係る電源回路１０の回路図である。電源回路１０は、与えられた入力電圧Ｖｉｎから安定化電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして生成する。入力電圧Ｖｉｎは正の直流電圧であり、出力電圧Ｖｏｕｔが一致すべき出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧Ｖｔｇも正の直流電圧である。電源回路１０は降圧型のリニアレギュレータであり、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎ以下となる。

【0026】

電源回路１０は、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成された出力トランジスタＭ１と、帰還抵抗Ｒ１及びＲ２と、フィルタ用抵抗である抵抗Ｒ_Ｌ及びフィルタ用コンデンサであるコンデンサＣ_Ｆと、制御回路１１と、を備える。帰還抵抗Ｒ１及びＲ２にて帰還回路が形成される。抵抗Ｒ_Ｌ及びコンデンサＣ_ＦにてＲＣフィルタであるフィルタ回路ＦＩＬが形成される。電源回路１０には、図１には示されない素子も設けられるが、当該素子の説明は後に設けることとし、まず図１に示された構成について説明する。

【0027】

出力トランジスタＭ１のソースに入力電圧Ｖｉｎが供給される。出力トランジスタＭ１のドレインはノードＮＤ１に接続される。図１では、出力トランジスタＭ１のドレインがノードＮＤ１に直接接続されているが、出力トランジスタＭ１のドレインとノードＮＤ１との間に抵抗が挿入されることもある（詳細は後述する）。

【0028】

フィルタ回路ＦＩＬは、ノードＮＤ１における電圧を平滑化し、平滑化後の電圧を出力電圧Ｖｏｕｔ（安定化電圧）として生成する。出力電圧ＶｏｕｔはノードＮＤ２に発生する。具体的には、ノードＮＤ１は抵抗Ｒ_Ｆの一端に接続され、抵抗Ｒ_Ｆの他端とコンデンサＣ_Ｆの一端がノードＮＤ２にて接続される。コンデンサＣ_Ｆの他端はグランドに接続される。このため、コンデンサＣ_Ｆの両端子間電圧（即ちコンデンサＣ_Ｆの充電電圧）が安定化電圧としての出力電圧Ｖｏｕｔとなる。

【0029】

帰還抵抗Ｒ１及びＲ２から成る帰還回路は、ノードＮＤ１とグランドとの間に設けられ、ノードＮＤ１の電圧に応じたフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する。具体的には、帰還抵抗Ｒ１の一端はノードＮＤ１に接続され、帰還抵抗Ｒ１の他端は帰還抵抗Ｒ２を介してグランドに接続される。帰還抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードにフィードバック電圧Ｖｆｂが生じる。フィードバック電圧Ｖｆｂは制御回路１１に伝達される。コンデンサＣ_Ｆの放電電流が十分に小さく且つ電源回路１０の安定状態では、ノードＮＤ１の電圧と出力電圧Ｖｏｕｔは実質的に等しいため、フィードバック電圧Ｖｆｂは出力電圧Ｖｏｕｔに比例する電圧であると解することができる。

【0030】

制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎに基づいて駆動し、フィードバック電圧Ｖｆｂが所定の基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように出力トランジスタＭ１のゲート電圧を制御する。結果、帰還抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値の比と基準電圧Ｖｒｅｆとで定まる電圧が目標電圧Ｖｔｇとして設定され、制御回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇと一致するように（厳密にはノードＮＤ１の電圧が目標電圧Ｖｔｇと一致するように）出力トランジスタＭ１のオン抵抗値を連続的に制御することになる。目標電圧Ｖｔｇは、“Ｖｔｇ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２”で表される。

【0031】

制御回路１１は、演算増幅器であるアンプ１２と、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基準電圧源１３を備える。基準電圧Ｖｒｅｆは正の所定の直流電圧値（例えば０．５Ｖ）を有する。アンプ１２の反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、アンプ１２の非反転入力端子にフィードバック電圧Ｖｆｂが入力され、アンプ１２の出力端子に出力トランジスタＭ１のゲートが接続される。このため、アンプ１２は、フィードバック電圧Ｖｆｂが所定の基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように出力トランジスタＭ１のゲート電圧を制御することになる。

【0032】

以下では、アンプ１２の出力端子から出力される電圧を制御電圧Ｖｃｎｔと称する。用語“制御電圧Ｖｃｎｔ”を用いた場合、以下のように表現することもできる。制御回路１１は、フィードバック電圧Ｖｆｂ及び所定の基準電圧Ｖｒｅｆに基づき、フィードバック電圧Ｖｆｂを所定の基準電圧Ｖｒｅｆと一致させるための制御電圧Ｖｃｎｔを生成し、制御電圧Ｖｃｎｔを出力トランジスタＭ１のゲートに供給することで出力トランジスタＭ１の状態を制御する。尚、制御回路１１の負側の電源電圧は０Ｖである。

【0033】

電源回路１０は、ＲＣフィルタによるフィルタ回路ＦＩＬを備えているため、良好なリップル除去特性を有する。ここにおけるリップル除去特性とは、電源回路１０の動作に起因して出力電圧Ｖｏｕｔに重畳する微小ノイズを除去する特性であり、電源電圧変動除去比を含む。

【0034】

良好なリップル除去特性を実現できるものの、フィルタ回路ＦＩＬを設けている分、電源回路１０の起動速度が遅くなりがちである。即ち、電源回路１０の起動時において、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇに上昇するまでに多くの時間がかかるおそれがある。図１には示されていないが、電源回路１０には、起動速度を高めるための回路が設けられている。

【0035】

第１実施形態に属する以下の実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３の中で、起動速度を高めるための回路の具体例等を説明する。第１実施形態にて上述した事項は、特に記述無き限り且つ矛盾無き限り、以下の実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３に適用され、各実施例において、第１実施形態での上述事項と矛盾する事項については各実施例での記載が優先されて良い。また矛盾無き限り、実施例ＥＸ１＿１〜ＥＸ１＿３の内、任意の実施例に記載した事項を、他の任意の実施例に適用することもできる（即ち複数の実施例の内の任意の２以上の実施例を組み合わせることも可能である）。

【0036】

［実施例ＥＸ１＿１］
実施例ＥＸ１＿１を説明する。図２は実施例ＥＸ１＿１に係る電源回路１０Ａの回路図である。図２の電源回路１０Ａは電源回路１０の一例である。図２の電源回路１０Ａは、図１の電源回路１０に対して充電用トランジスタＭ２を追加した構成を有し、当該追加を除き、図２の電源回路１０Ａは図１の電源回路１０と同じものである。故に、実施例ＥＸ１＿１では、以下、充電用トランジスタＭ２の追加に関わる構成及び動作のみについて説明する。

【0037】

充電用トランジスタＭ２はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。充電用トランジスタＭ２のソースはノードＮＤ１に接続され、充電用トランジスタＭ２のドレインはノードＮＤ２に接続される。充電用トランジスタＭ２のゲートはアンプ１２の出力端子に接続される。故に、出力トランジスタＭ１及び充電用トランジスタＭ２の各ゲートには共通して制御電圧Ｖｃｎｔが加わり、出力トランジスタＭ１と同様、制御電圧Ｖｃｎｔに応じて充電用トランジスタＭ２の状態（オン／オフ状態）が制御されることになる。

【0038】

今、図３に示す如く、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖである状態を起点に、入力電圧Ｖｉｎが徐々に上昇してゆき４．０Ｖに至ることを考える。また、説明の具体化のため、目標電圧Ｖｔｇが２．８Ｖであるものとする。更に、出力トランジスタＭ１のスレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ１］及び充電用トランジスタＭ２のスレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ２］が共に“−０．７Ｖ”であると仮定する（図４参照）。

【0039】

出力トランジスタＭ１においてゲート電位がソース電位よりも低く且つ出力トランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧の絶対値が電圧値｜Ｖｔｈ［Ｍ１］｜以上であるとき、出力トランジスタＭ１はオン状態となり、そうでないとき、出力トランジスタＭ１はオフ状態となる。同様に、充電用トランジスタＭ２においてゲート電位がソース電位よりも低く且つ充電用トランジスタＭ２のゲート−ソース間電圧の絶対値が電圧値｜Ｖｔｈ［Ｍ２］｜以上であるとき、充電用トランジスタＭ２はオン状態となり、そうでないとき、充電用トランジスタＭ２はオフ状態となる。電圧値｜Ｖｔｈ［Ｍ１］｜、｜Ｖｔｈ［Ｍ２］｜、夫々、スレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ１］、Ｖｔｈ［Ｍ２］の絶対値を表す。出力トランジスタＭ１がオン状態であるときにおいて、出力トランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧の絶対値が大きくなるほど、出力トランジスタＭ１のオン抵抗値は小さくなる。充電用トランジスタＭ２についても同様である。

【0040】

図４は、入力電圧Ｖｉｎが２．０Ｖであるときにおける電源回路１０Ａの挙動を示す図である。制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎが２．０Ｖよりも低い所定の起動電圧以上であれば駆動できるよう構成されている。即ち、制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎが起動電圧以上であれば、フィードバック電圧Ｖｆｂを所定の基準電圧Ｖｒｅｆと一致させるための制御電圧Ｖｃｎｔを生成及び出力可能となっている。

【0041】

アンプ１２は、ノードＮＤ１での電圧が低いほど制御電圧Ｖｃｎｔを低下させるよう動作する。このため、制御回路１１の起動後、入力電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｔｇを十分に下回る状態においては、制御電圧Ｖｃｎｔは、アンプ１２が出力可能な最低電圧と一致する。アンプ１２が出力可能な最低電圧はアンプ１２の負側の電源電圧と実質的に一致し、略０Ｖである。アンプ１２が出力可能な最低電圧が制御電圧Ｖｃｎｔとなるとき、出力トランジスタＭ１はオン状態であって且つ出力トランジスタＭ１のオン抵抗値は最小化され、このときの出力トランジスタＭ１の状態を特にフルオン状態と称する。

【0042】

図４のように、入力電圧Ｖｉｎが２．０Ｖであるとき、制御電圧Ｖｃｎｔはアンプ１２が出力可能な最低電圧となり、出力トランジスタＭ１はフルオン状態となる。このときの出力トランジスタＭ１のオン抵抗値が十分に小さいと考えて、当該オン抵抗値を無視すればノードＮＤ１の電圧も２．０Ｖとなる。そうすると、充電用トランジスタＭ２もオン状態となるため、入力電圧Ｖｉｎが加わる端子からの出力トランジスタＭ１を経由した電流は、抵抗Ｒ_Ｆを介さずに、充電用トランジスタＭ２を介してコンデンサＣ_Ｆへと流れ、コンデンサＣ_Ｆの充電に供される。

【0043】

図５は、入力電圧Ｖｉｎが４．０Ｖであって出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇ（ここでは２．８Ｖ）にて安定化されているときの電源回路１０Ａの挙動を示す図である。入力電圧Ｖｉｎが４．０Ｖとなっている安定状態において、アンプ１２は、フィードバック電圧Ｖｆｂに基づき、ノードＮＤ１での電圧が目標電圧Ｖｔｇと一致するように（換言すれば出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇと一致するように）制御電圧Ｖｃｎｔを生成するので、制御電圧Ｖｃｎｔは、（Ｖｉｎ−｜Ｖｔｈ［Ｍ１］｜）程度、即ち約３．３Ｖとなり、このとき、ノードＮＤ１及びＮＤ２での電圧は略２．８Ｖである。そうすると、充電用トランジスタＭ２に逆バイアスが加わるので、充電用トランジスタＭ２はオフ状態となる。故に、入力電圧Ｖｉｎが４．０Ｖである状態でコンデンサＣ_Ｆに充電が流れるとき、充電電流は充電用トランジスタＭ２を介さず抵抗Ｒ_Ｆを介して流れることになる。

【0044】

このように、入力電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｔｇを下回る所定の第１状態（例えば図４の“Ｖｉｎ＝２．０Ｖ”の状態）において、制御回路１１は、フィードバック電圧Ｖｆｂに基づき出力トランジスタＭ１及び充電用トランジスタＭ２の双方をオン状態とする電圧（例えばアンプ１２が出力可能な最低電圧）を制御電圧Ｖｃｎｔとして生成する。一方、入力電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｔｇを上回る所定の第２状態（例えば図５の“Ｖｉｎ＝４．０Ｖ”の状態）においては、制御回路１１は、フィードバック電圧Ｖｆｂに基づき出力トランジスタＭ１をオン状態とし且つ充電用トランジスタＭ２をオフ状態とする電圧（例えば３．３Ｖ）を制御電圧Ｖｃｎｔとして生成する。

【0045】

電圧Ｖｉｎ及びＶｔｇ間の差が微小であるとき、充電用トランジスタＭ２はアナログ素子として振る舞ってオン状態ともオフ状態とも言える中間状態にある。故に、上記所定の第１状態は、入力電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｔｇを下回っていて且つ電圧Ｖｉｎ及びＶｔｇ間の差が所定電圧値（例えば０．５Ｖ）以上である状態を指すと解して良く、同様に、上記所定の第２状態は、入力電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｔｇを上回っていて且つ電圧Ｖｉｎ及びＶｔｇ間の差が所定電圧値（例えば０．５Ｖ）以上である状態を指すと解して良い。所定の第１状態における制御電圧Ｖｃｎｔは、出力トランジスタＭ１をフルオン状態とするための電圧であると解しても良い。

【0046】

実施例ＥＸ１＿１によれば、電源回路１０Ａの起動時（入力電圧Ｖｉｎの立ち上がり時）において、抵抗Ｒ_Ｆを介さず充電用トランジスタＭ２を介してコンデンサＣ_Ｆが充電されるため、速やかに出力電圧Ｖｏｕｔが立ち上がる。そして、入力電圧Ｖｉｎが目標電圧Ｖｔｇを上回った後は、充電用トランジスタＭ２がオフ状態に固定されて抵抗Ｒ_Ｆを含むフィルタ回路ＦＩＬが有効に機能する。このため、フィルタ回路ＦＩＬによる良好なリップル除去特性を維持しながら起動速度を高めることが可能となる。

【0047】

尚、電源回路１０Ａにおいて、入力電圧Ｖｉｎの上昇率やアンプ１２の応答速度等によっては、充電用トランジスタＭ２を経由したコンデンサＣ_Ｆの充電機会が殆ど得られることなく、充電用トランジスタＭ２がオフ状態となることも有り得る。このため、入力電圧Ｖｉｎの変化を検出する回路と、入力電圧Ｖｉｎの０Ｖからの上昇開始が検知されたときには、フィードバック電圧Ｖｆｂの如何に拘らず一定時間分（例えば５００マイクロ秒）、制御電圧Ｖｃｎｔを０Ｖに又は０Ｖ近辺に保つ回路とを制御回路１１に含める、といった変形も可能である。

【0048】

［実施例ＥＸ１＿２］
実施例ＥＸ１＿２を説明する。図６は実施例ＥＸ１＿２に係る電源回路１０Ｂの回路図である。図６の電源回路１０Ｂは電源回路１０の一例である。図６の電源回路１０Ｂは、図１の電源回路１０に対して充電用トランジスタＭ３及び挿入抵抗Ｒ３を追加した構成を有し、当該追加を除き、図６の電源回路１０Ｂは図１の電源回路１０と同じものである。故に、実施例ＥＸ１＿２では、以下、充電用トランジスタＭ３及び挿入抵抗Ｒ３の追加に関わる構成及び動作のみについて説明する。

【0049】

充電用トランジスタＭ３はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。充電用トランジスタＭ３のドレインはノードＮＤ１に接続され、充電用トランジスタＭ３のソースはノードＮＤ２に接続される。電源回路１０Ｂでは、出力トランジスタＭ１のドレインとノードＮＤ１との間に挿入抵抗Ｒ３が設けられる。即ち、挿入抵抗Ｒ３の一端が出力トランジスタＭ１のドレインに接続され、挿入抵抗Ｒ３の他端がノードＮＤ１に接続される。挿入抵抗Ｒ３は、電源回路１０Ｂの起動時において、充電用トランジスタＭ３をオン状態とするために設けられる。挿入抵抗Ｒ３に流れる電流を記号“Ｉ_Ｒ３”で表し、抵抗Ｒ_Ｆに流れる電流を記号“Ｉ_ＲＦ”で表す。

【0050】

図７を参照し、電源回路１０Ｂの起動時における動作を説明する。図７では、タイミングｔ１において入力電圧Ｖｉｎが０Ｖから４．０Ｖに急峻に上昇することが想定されている。また、目標電圧Ｖｔｇは２．８Ｖであるものとする。入力電圧Ｖｉｎの上昇に伴って制御回路１１が起動する。制御回路１１の起動直後において、出力電圧Ｖｏｕｔ及びフィードバック電圧Ｖｆｂは０Ｖであるので、アンプ１２は、制御回路Ｖｃｎｔをアンプ１２が出力可能な最低電圧に設定する。これにより、出力トランジスタＭ１はフルオン状態となる。

【0051】

フルオン状態を含む出力トランジスタＭ１のオン状態では、入力電圧Ｖｉｎに基づく出力トランジスタＭ１及び挿入抵抗Ｒ３を経由した充電電流がコンデンサＣ_Ｆへと供給される。入力電圧Ｖｉｎが４．０Ｖであるとき、出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖから目標電圧Ｖｔｇに向けて上昇してゆく過程において、挿入抵抗Ｒ３での電圧降下が充電用トランジスタＭ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ３］（例えば０．７Ｖ）以上となり、充電用トランジスタＭ３がオン状態となる。故に、上記充電電流は、抵抗Ｒ_Ｆではなく充電用トランジスタＭ３を経由してコンデンサＣ_Ｆに供給される。図４のタイミングｔ１及びｔ２間は、挿入抵抗Ｒ３での電圧降下に基づき充電用トランジスタＭ３がオン状態とされる区間であり、当該区間では、上記充電電流が抵抗Ｒ_Ｆではなく充電用トランジスタＭ３を経由してコンデンサＣ_Ｆに供給される。

【0052】

タイミングｔ２において出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇに達すると、フィードバック電圧Ｖｆｂに基づきアンプ１２により制御電圧Ｖｃｎｔが上昇方向に変更され、結果、挿入抵抗Ｒ３の電圧降下の低下を通じて充電用トランジスタＭ３がオン状態からオフ状態に切り替わる。以後、コンデンサＣ_Ｆの蓄積電荷が減少して出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇから低下した際には、抵抗Ｒ_Ｆを経由してコンデンサＣ_Ｆの充電電流が供給されることになる。図７では、例として、ノードＮＤ２に接続された図示されない負荷が、微小電流だけ、コンデンサＣ_Ｆの蓄積電荷を継続的に引き込むことが想定されている。

【0053】

出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇに達した時点で充電用トランジスタＭ３がオン状態からオフ状態に切り替わると上述したが、アンプ１２の特性や入力電圧Ｖｉｎ等によっては出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇ（ここでは２．８Ｖ）に達する前に充電用トランジスタＭ３がオフ状態に切り替わることもある。例えば、タイミングｔ１以降の入力電圧Ｖｉｎが３．０Ｖであるならば、充電用トランジスタＭ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ３］が０．７Ｖであるとすると、出力電圧Ｖｏｕｔが２．３Ｖ程度に達する辺りで充電用トランジスタＭ３がオフ状態に切り替わり、以後、コンデンサＣ_Ｆの充電電流は抵抗Ｒ_Ｆを介して供給されることになる。

【0054】

このように、電源回路１０Ｂでは、挿入抵抗Ｒ３の電圧降下に基づいて状態（オン／オフ状態）が制御される充電用トランジスタＭ３が、ノードＮＤ１及びＮＤ２間に設けられる。そして、ノードＮＤ２の電位から見た出力トランジスタＭ１のドレインでの電圧が充電用トランジスタＭ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ３］以上であるときに、充電用トランジスタＭ３がオン状態となって、充電用トランジスタＭ３を介しコンデンサＣ_Ｆが充電される。

【0055】

図７では、説明の便宜上、タイミングｔ１にて入力電圧Ｖｉｎが０Ｖから４Ｖへと急峻に立ち上がることを想定したが、図３に示す如く入力電圧Ｖｉｎが緩やかに上昇する場合にあっても、挿入抵抗Ｒ３での電圧降下がスレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ３］以上となる区間では充電用トランジスタＭ３を通じて充電電流がコンデンサＣ_Ｆに供給される。

【0056】

実施例ＥＸ１＿２によれば、電源回路１０Ｂの起動時において、抵抗Ｒ_Ｆを介さず充電用トランジスタＭ３を介してコンデンサＣ_Ｆが充電されるため、速やかに出力電圧Ｖｏｕｔが立ち上がる。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇに達した後は、又は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇ近くまで達した後は、充電用トランジスタＭ３がオフ状態とされて抵抗Ｒ_Ｆを含むフィルタ回路ＦＩＬが有効に機能する。このため、フィルタ回路ＦＩＬによる良好なリップル除去特性を維持しながら起動速度を高めることが可能となる。

【0057】

尚、図６では充電用トランジスタＭ３のバックゲートがソースに接続されているが、図８に示す如く、充電用トランジスタＭ３のバックゲートをソースではなくグランドに接続するようにしても良い。これにより、基板バイアス効果に基づき、充電用トランジスタＭ３のスレッショルド電圧Ｖｔｈ［Ｍ３］を高めることが可能となる。また、充電用トランジスタＭ３の寄生ダイオードも生成されなくなるので、ノードＮＤ２からノードＮＤ１に向かう逆流電流の発生も抑止できる。

【0058】

［実施例ＥＸ１＿３］
実施例ＥＸ１＿３を説明する。図９は実施例ＥＸ１＿３に係る電源回路１０Ｃの回路図である。図９の電源回路１０Ｃは電源回路１０の一例である。電源回路１０Ｃは、実施例ＥＸ１＿１及びＥＸ１＿２の構成を組み合わせた構成を有する。即ち、図９の電源回路１０Ｃは、図１の電源回路１０に対して充電用トランジスタＭ２及びＭ３並びに挿入抵抗Ｒ３を追加した構成を有し、当該追加を除き、図９の電源回路１０Ｃは図１の電源回路１０と同じものである。

【0059】

充電用トランジスタＭ２と他の回路素子との接続関係、並びに、充電用トランジスタＭ２の構成及び動作は、実施例ＥＸ１＿１にて示した通りである。充電用トランジスタＭ３及び挿入抵抗Ｒ３と他の回路素子との接続関係、並びに、充電用トランジスタＭ３の構成及び動作は、実施例ＥＸ１＿２にて示した通りである。実施例ＥＸ１＿３によれば、実施例ＥＸ１＿１に示した作用・効果と実施例ＥＸ１＿２に示した作用・効果を得ることができる。

【0060】

＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２実施形態にも適用される。第２実施形態の記載を解釈するにあたり、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先されて良い。

【0061】

第２実施形態は以下の実施例ＥＸ２＿１〜ＥＸ２＿４を含む。矛盾無き限り、実施例ＥＸ２＿１〜ＥＸ２＿４の内、任意の実施例に記載した事項を、他の任意の実施例に適用することもできる（即ち複数の実施例の内の任意の２以上の実施例を組み合わせることも可能である）。

【0062】

［実施例ＥＸ２＿１］
実施例ＥＸ２＿１を説明する。第１実施形態に示した電源回路１０を含む電源装置を構成して良く、電源回路１０を電源装置内の内部電源又は基準電圧源として利用することができる。

【0063】

図１０に実施例ＥＸ２＿１に係る電源装置１００の構成を示す。電源装置１００は、入力端子ＴＭ１、出力端子ＴＭ２及びグランド端子ＴＭ３と、電源回路１０と、出力回路２０と、を備える。電源装置１００における電源回路１０として、第１実施形態に示した電源回路１０Ａ、１０Ｂ及び１０Ｃの内の任意の何れかを用いることができる。入力端子ＴＭ１には上述の入力電圧Ｖｉｎが加えられる。グランド端子ＴＭ３はグランドに接続される。出力端子ＴＭ２には、電源装置１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが加わる。

【0064】

出力回路２０は演算増幅器であるアンプ２１から成り、電源回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔに基づき最終的な出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。アンプ２１において、正側の電源電圧は入力電圧Ｖｉｎであり、負側の電源電圧は０Ｖである。出力回路２０ではアンプ２１がボルテージフォロアとして用いられ、電源回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔをインピーダンス変換した電圧が出力電圧Ｖ_ＯＵＴとして出力端子ＴＭ２から出力される。即ち、アンプ２１の非反転入力端子はノードＮＤ２に接続され（図４等も適宜参照）、アンプ２１の反転入力端子及び出力端子は出力端子ＴＭ２に共通接続される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔと同じ電圧値を有する出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低インピーダンスで出力端子ＴＭ２から出力される。

【0065】

［実施例ＥＸ２＿２］
実施例ＥＸ２＿２を説明する。上述の電源回路１０（１０Ａ、１０Ｂ又は１０Ｃ）の出力電圧Ｖｏｕｔを任意の負荷装置に供給することができ、上述の電源装置１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを任意の負荷装置に供給することができる。以下では、電源装置１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを任意の負荷装置に供給することを考える。

【0066】

電源装置１００及び負荷装置を含む任意の電気機器を構成して良い。負荷装置は電源装置１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴに基づいて駆動する。当該電気機器は、自動車等の車両に搭載される機器（即ち車載機器）であっても良いし、産業機器、事務機器、家電機器、情報端末を含むポータブル機器などであっても良い。

【0067】

図１１に、電源装置１００及び負荷装置を含む電気機器の一例としてのスマートホン２００の概略外観図を示す。スマートホン２００は携帯電話機の一種であると共に情報端末の一種である。スマートホン２００において、電源装置１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴに基づいて駆動する負荷装置は、直流電力にて駆動する任意の負荷（プロセッサ、メモリ、液晶ドライバ、通信ＩＣ等）であって良い。

【0068】

［実施例ＥＸ２＿３］
実施例ＥＸ２＿３を説明する。電源装置１００を電源ＩＣの形態で形成しても良い。このとき、電源装置１００としての電源ＩＣは、電源装置１００を構成する半導体集積回路が形成された半導体チップと、半導体チップを収容する筐体（パッケージ）と、筐体に取り付けられ且つ筐体から露出した複数の外部端子と、を備えた電子部品（半導体装置）であり、半導体チップを樹脂にて構成された筐体内に封入することで形成される。図１０の端子ＴＭ１〜ＴＭ３は上記複数の外部端子に含まれる。

【0069】

［実施例ＥＸ２＿４］
実施例ＥＸ２＿４を説明する。上述の主旨を損なわない範囲で、上述の各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、上述の主旨を損なわない範囲で、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴをＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに置換する変形やＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴをＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴに置換する変形が可能であると共に、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴをＰＮＰ型のバイポーラトランジスタに置換する変形及びＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴをＮＰＮ型のバイポーラトランジスタに置換する変形も可能である。また、ＭＯＳＦＥＴを接合型ＦＥＴ又はＩＧＢＴに置換する変形も可能である。

【0070】

任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。

【0071】

本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

【符号の説明】

【0072】

１０、１０Ａ〜１０Ｃ 電源回路
１１ 制御回路
１２ アンプ
１３ 基準電圧源
２０ 出力回路
１００ 電源装置
Ｍ１ 出力トランジスタ
Ｍ２、Ｍ３ 充電用トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 帰還抵抗
Ｒ３ 挿入抵抗
Ｒ_Ｆ フィルタ用抵抗
Ｃ_Ｆ フィルタ用コンデンサ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】