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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】特開2020-88576(P2020-88576A)
(43)【公開日】2020年6月4日
(54)【発明の名称】送信装置および送信方法
(51)【国際特許分類】
H04L 27/26 20060101AFI20200508BHJP
H04B 1/04 20060101ALI20200508BHJP
【ＦＩ】
H04L27/26 300
H04B1/04 A
【審査請求】未請求
【請求項の数】12
【出願形態】ＯＬ
【全頁数】25
(21)【出願番号】特願2018-219641(P2018-219641)
(22)【出願日】2018年11月22日
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）「国等の委託研究の成果に係る特許出願（平成２８年度総務省「電波資源拡大のための研究開発」委託研究 産業力強化法第１９条の適用を受ける特許出願）
(71)【出願人】
【識別番号】504132272
【氏名又は名称】国立大学法人京都大学
(74)【代理人】
【識別番号】100082762
【弁理士】
【氏名又は名称】杉浦 正知
(74)【代理人】
【識別番号】100123973
【弁理士】
【氏名又は名称】杉浦 拓真
(72)【発明者】
【氏名】水谷 圭一
(72)【発明者】
【氏名】原田 博司
(72)【発明者】
【氏名】松村 武
(72)【発明者】
【氏名】水谷 侑二
【テーマコード（参考）】
5K060
【Ｆターム（参考）】
5K060BB07
5K060CC04
5K060DD04
5K060FF06
5K060HH31
5K060HH32
(57)【要約】
【課題】小さい回路規模でもって、帯域外輻射電力抑圧などの点で信号品質が良好な送信装置を提供する。【解決手段】送信シンボルが入力され、送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信装置である。
【選択図】図３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
送信シンボルが入力され、前記送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、
前記時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信装置。
前記時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信装置。
【請求項2】
変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）もしくはそれに類する方式を採用する請求項１に記載の送信装置。
【請求項3】
前記時間窓が矩形窓である請求項１に記載の送信装置。
【請求項4】
前記時間窓が二乗余弦窓である請求項１に記載の送信装置。
【請求項5】
前記フィルタがＬＰＦである請求項１に記載の送信装置。
【請求項6】
前記送信シンボルは、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）が挿入されたdata部を有する請求項１に記載の送信装置。
【請求項7】
送信シンボルが入力され、前記送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理を有し、
前記時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信方法。
前記時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信方法。
【請求項8】
変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）もしくはそれに類する方式を採用する請求項７に記載の送信方法。
【請求項9】
前記時間窓が矩形窓である請求項７に記載の送信方法。
【請求項10】
前記時間窓が二乗余弦窓である請求項７に記載の送信方法。
【請求項11】
前記フィルタがＬＰＦである請求項７に記載の送信方法。
【請求項12】
前記送信シンボルは、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）が挿入されたdata部を有する請求項７に記載の送信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、例えば既存のモバイル通信システムのみならず第５世代モバイル通信システムおよびそれ以降の次世代システムにおいて使用することが可能な送信装置および送信方法に関する。
【背景技術】
【0002】
無線ＬＡＮや、ＬＴＥ(Long term evolution) などの携帯電話システムでは、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）もしくは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）による拡散（spread）処理を付加することでＯＦＤＭと同様のスペクトル性質をもつシングルキャリア伝送方式であるＤＦＴs-ＯＦＤＭ方式が採用されている。このＯＦＤＭ方式やＤＦＴs-ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアを束ねて送信するマルチキャリア方式であり、無線通信システムの伝送レート向上に貢献してきた。
【0003】
しかし、ＯＦＤＭ方式およびＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ方式は、割り当て帯域外への輻射電力(Out-of-band Emission, 以下、ＯＯＢＥと適宜表記する）が高く、このＯＯＢＥ は隣接システムへの干渉となるため、このＯＯＢＥを効果的に抑圧する手法が模索されてきた。ＯＦＤＭならびにＤＦＴs-ＯＦＤＭにおけるＯＯＢＥの発生要因は、シンボル間の不連続性である。ＯＯＢＥを抑圧する一つの方策は、帯域制限フィルタを時間軸で畳み込むことであり、Filtered−ＯＦＤＭ（Ｆ−ＯＦＤＭ）や（Universal Filtered−ＯＦＤＭ (ＵＦ−ＯＦＤＭ））などの方式が提案されている。
【0004】
一方、シンボル間の不連続性を時間窓によって平滑化することでＯＯＢＥを抑圧する手法として、ユニバーサル時間窓型直交周波数分割多重方式 （Universal Time-domain Windowed ＯＦＤＭ （ＵＴＷ−ＯＦＤＭ））（特許文献１参照）やWindowed ＯＦＤＭ（Ｗ−ＯＦＤＭ）などが提案されている。窓遷移長を長大にすることで十分大きなＯＯＢＥ抑圧効果が見込まれる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】特開２０１７−１２３６０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
しかし、フィルタによる厳しい帯域制限を行う手法では、大きなフィルタのタップ係数が必要であり、時間軸における畳み込み処理に係る乗算器数が増加することによって、実装回路規模や計算量の増大につながる問題がある。また、シンボル間の不連続性を時間窓によって平滑化することでＯＯＢＥを抑圧する手法は、長すぎる窓遷移長の場合には通信品質の劣化を招く問題がある。
【0007】
したがって、本発明の目的は、フィルタベースＯＯＢＥ抑圧手法の抱える計算量問題と、時間窓ベースＯＯＢＥ抑圧手法の抱える通信品質劣化問題の双方を解決するための新しい窓関数の生成方法を特徴とする送信装置および送信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明は、送信シンボルが入力され、送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理回路を有し、時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信装置である。
また、本発明は、送信シンボルが入力され、送信シンボルに対して時間窓を乗じる時間軸ウィンドウイング処理を有し、
時間窓として、任意の時間窓に任意のフィルタを予め畳み込んだ結果を用いるようになされた送信方法である。
【発明の効果】
【0009】
本発明によれば、小さな回路規模であって、同じ窓遷移長であってより大きなＯＯＢＥ抑圧効果を得ることができる。したがって、同じＯＯＢＥ抑圧効果を得るために必要な窓遷移長を短くすることができるため、通信品質を向上できる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、この発明中に記載されたいずれの効果であってもよい。また、以下の説明における例示された効果によりこの発明の内容が限定して解釈されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【発明を実施するための形態】
【0011】
以下、この発明の一実施形態について説明する。なお、以下に説明する一実施形態は、この発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、この発明の範囲は、以下の説明において、特にこの発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施形態に限定されないものとする。
【0012】
最初に本発明の比較例として、他の変調方式（eUF-DFTs-OFDM (enhanced Universal Filtered-DFTs-OFDM)）について概略的に説明する。図１にeUF-DFTs-OFDMの送信機の構成を示す。eUF-DFTs-OFDMは、UF-DFTs-OFDM にＣＰ挿入処理が追加された方式である。送信ビットシーケンスがチャネル符号化器１に供給され、チャネル符号化される。チャネル符号化器１の出力がインターリーブ回路２に供給され、インターリーブされる。インターリーブ回路２の出力が変調器３に供給され、複素信号へ変調される。物理層スケジューラ（図示せず）のリソース制御情報（符号化パラメータ、インターリーブパラメータ、変調パラメータ）に従い、チャネル符号化方式とその符号化率、適切なインターリーブ方式並びに適切な一次変調方式が選択される。
【0013】
変調器３の出力がＭ−point ＤＦＴ回路４に供給され、ＤＦＴ処理を受ける。Ｍは、１つのDFTs-OFDMシンボルに含まれる変調シンボルの数を表す。Ｍ−pointＤＦＴ回路４の出力がＰＲＢ（物理リソースブロック）マッピング回路５に供給される。ＰＲＢマッピング回路５による処理の後でサブキャリアがＢ個のサブバンドに分割される。各サブバンドに対してＭ_0のサブキャリアが含まれる。（Ｂ＝Ｍ／Ｍ_0）の関係である。
【0014】
各サブバンドに対応する送信処理部６1 ，・・・，６B-1 ，６B には、ＩＤＦＴ回路７、ＣＰ（Cyclic Prefix)付加回路８およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）９がそれぞれ含まれている。ＩＤＦＴ回路７によって時間領域の波形に変換される。ＣＰは、ＩＤＦＴ回路７の出力が受ける伝搬遅延の影響を吸収するための冗長データである。送信処理部６1 ，・・・，６B-1 ，６B の出力が加算され、並列直列変換回路１０に供給されることにより送信信号Ｔｘが形成される。
【0015】
図２を参照して各サブバンドの時間領域における処理について説明する。図２（ａ）は、CP-based discrete Fourier transform (DFT)-spread OFDM (CP-DFTs-OFDM)のＭ番目のサブバンドのシンボルを示す。ＣＰは、ＬCP'の長さを有する。ＬCP'＝ＬCP−（ＬF −１）である。ＬCPおよびＬF は、既存のCP-DFTs-OFDMにおけるＣＰの長さ、並びにＬＰＦの時間応答長（図２（ｂ）参照）である。
【0016】
図２（ａ）に示すCP-DFTs-OFDMのシンボルが、図２（ｂ）に示すＬＰＦの時間応答による畳み込み演算の処理を受け、正規化される。そして、図２（ｃ）に示すＭ番目のサブバンドのeUF-DFTs-OFDM シンボルが生成される。全てのサブバンドのeUF-DFTs-OFDM シンボルが加算されて、図２（ｄ）に示すeUF-DFTs-OFDM シンボルが形成される。
【0017】
受信側では、時間領域の処理後に、時間領域の受信信号に対してＮFFT ポイントのＦＦＴの処理がなされる。チャンネル等化の後に、送信機の処理と逆の処理によって周波数領域の受信信号が得られる。上述したeUF-DFTs-OFDM は、各サブバンドにおけるＬＰＦの処理が畳み込み演算を行う必要があるため、信号処理のための回路規模が大きくなる問題があった。なお、これは類似方式である、UF-DFTs-OFDM、UF-OFDM、eUF-OFDM 等においても同様の問題がある。
【0018】
次に、本発明の一実施形態について説明する。一実施形態は、Universal Time-domainWindowed-DFT-spread OFDM(UTW-DFTs-OFDM) 方式に対して本発明を適用した実施形態である。図３に本発明の一実施形態による送信機の構成を示す。送信ビット系列がチャネル符号化器１１に供給され、チャネル符号化される。チャネル符号化器１１の出力がインターリーブ回路１２に供給され、インターリーブされる。インターリーブ回路１２の出力が変調器１３に供給され、複素信号へ変調される。
【0019】
変調器１３の出力がＰＲＢ（物理リソースブロック）マッピング回路１４に供給される。ＰＲＢマッピング回路１４からのシンボルがＭポイントＤＦＴ回路１５に供給される。ＭポイントＤＦＴ回路１５の出力に対してＭ1 およびＭ2 の０シンボルを付加した送信シンボルがＮFFTポイントＩＦＦＴ回路１６に供給される。ＮFFTポイントＩＦＦＴ回路１６の出力が伝搬遅延の影響を吸収するためのＣＰ（Cyclic Prefix)挿入回路１７に供給される。
【0020】
ＣＰ挿入回路１７の出力が時間軸ウィンドウイング処理回路１８において、時間軸ウィンドウイング処理がなされ、UTW-DFTs-OFDM 送信シンボルが生成される。後述するような時間窓関数（Universal Time-domain Window; ＵＴＷ）を乗じることで、帯域外輻射電力を抑圧する。時間軸ウィンドウイング処理回路１８に関連してメモリ１９が設けられている。
【0021】
メモリ１９には、時間軸ウィンドウイング処理のためのルックアップテーブルが格納されており、ルックアップテーブルによって時間軸ウィンドウイング処理に使用される係数が規定される。なお、時間窓はチャネル毎にその種類や窓遷移長を任意に設定できる他、ベースバンドにおける送信電力制御が可能なように任意の規格化係数を乗ずることができるようにしてもよい。また、時間窓の種類と窓遷移長と規格化係数の制御は例えば物理層スケジューラのような制御器によって制御してもよい。
【0022】
図４に示すように、受信機では、まずＣＰ除去回路２１にUTW-DFTs-OFDM受信信号が供給され、ＣＰが除去された後、ＮFFTポイントＦＦＴ回路２２によって受信データシンボ
ルベクトルに対してＦＦＴ処理を行う。次に、割り当て帯域に相当する要素を抜き出し、チャネル等化回路２３によるチャネル等化を行う。さらに、ＰＲＢデマッピング回路２４およびＭポイントＩＤＦＴ回路２５によるＩＤＦＴ処理を行うことで受信一次変調シンボルが得られる。
【0023】
ＭポイントＩＤＦＴ回路２５の出力が復調器２６で復調され、デインターリーブ回路２７に供給される。デインターリーブ回路２７においてデインターリーブ処理がされ、チャネル復号化器２８に供給される。チャネル復号化器２８の出力に受信系列から取り出される。
【0024】
上述した本発明の一実施形態の送信プロセスについて説明する。図５は、送信信号の生成を説明するものである。eUF-DFTs-OFDM と同一のプロセスによって図３のＭポイントＤＦＴ回路１５が周波数領域サブキャリアＺｋ を生成する。サブキャリアがデータ伝送の割り当てられたリソースブロックに対応するリソースエレメントにマップされ、また、その他の要素に０をマッピングしたベクトルｘｋ （数１）（式１）を生成する。
【0025】
【数1】
【0026】
ただし、（式１）でＭ（＞＝）０であり、（数１）のゼロは、（数２）で示すようにＰ行Ｑ列の零行列である。
【0027】
【数2】
【0028】
次に、ＮFFT ポイントＩＦＦＴ１６によって時間領域の波形に変換される。長さＸCPのＣＰ、および長さＸCSのＣＳ(Cyclic-suffix）が付加される。このＣＰおよびＣＳの挿入を含むプロセスは、（数３）の行列によって（数４）（式２）のように表される。
【0029】
【数3】
【0030】
【数4】
【0031】
（式２）においては、（数５）で示す関係がある。
【0032】
【数5】
【0033】
最終的に後述する時間領域の窓を適用することによって、UTW-DFTs-OFDM送信信号が得られる 。UTW-DFTs-OFDM の送信信号のｋ番目のシンボルは、（数６）（式３）で表され
る。
【0034】
【数6】
【0035】
（式３）において、時間領域の窓行列は、（数７）で表すものである。
【0036】
【数7】
【0037】
本発明の一実施形態は、上述したUTW-DFTs-OFDM方式（又はUTW-OFDM方式)に適用する窓関数として、任意の時間窓に任意のフィルタを畳み込んだ結果生成される新たな時間窓を用いる。例えば比較例として挙げた変調方式(eUF-DFTs-OFDM）の処理で使用されるＬＰＦ９を矩形窓に畳み込んだ結果を新たな時間窓とする。このＬＰＦ９は、例えばDolph-Chebyshev フィルタである。
【0038】
UTW-DFTs-OFDM 方式に対して適用する時間窓関数の生成プロセスについて説明する。既存のUTW-DFTs-OFDM 方式からシンボルをオーバーラップする処理を除くために（式４）で表される制限を導入する。
【0039】
【数8】
【0040】
したがって、提案する時間窓行列は、（数９）で示すものとなる。
【0041】
【数9】
【0042】
シンボルをオーバーラップする処理を除いているので、波形整形のために必要な乗算器の数は１個でよい。なお、シンボルオーバーラップ処理を行なった場合でも本発明によって生成される窓関数を適用することは可能である。
【0043】
時間窓関数は、図６に示すように形成される。図６（ａ）に示すように、初めに、振幅１、長さＮFFT ＋ＬCP' の矩形窓を準備する。ここで、ＮFFT とＬCPは、それぞれ3GPPで定義されたＦＦＴサイズとＣＰ長を示す。ＬF は矩形窓に適用されるＬＰＦの時間応答の長さを表す。次に、この矩形窓に図６（ｂ）に示す時間応答を有するＬＰＦの畳み込みを行うことで提案時間窓関数（図６（ｃ））を生成する。ＬＰＦのインパルス応答は、ｇ（ｎ）（０＜＝ｎ＜ＬF ）である。従って、提案時間窓行列は対角行列を用いて以下の（数１０）（式５）で表される。
【0044】
【数10】
【0045】
ここで、（数１１）は、矩形窓ベクトルを示す。また、（数１２）はＬＰＦの畳み込み積分を表すテプリッツ行列であり、次の（数１３）（式６））、（数１４）（式７））、（数１５） （式８）のように定義される。また、（数１６）は対角要素にベクトルａを持つ対角行列であり、Ｎは正規化係数を示す。
【0046】
【数11】
【0047】
【数12】
【0048】
【数13】
【0049】
【数14】
【0050】
【数15】
【0051】
【数16】
【0052】
このように本発明の一実施形態によって生成された提案時間窓関数（図６（ｃ））のデータが送信機のメモリ１９に格納されており、時間軸ウィンドウイング処理回路１８において、時間軸ウィンドウイング処理がなされる。
【0053】
次に、本発明の一実施形態（上述した提案時間窓関数を適用したUTW-DFTs-OFDM方式(以下、提案UTW-DFTs-OFDM方式と呼ぶ））、eUF-DFTs-OFDM方式、従来のCP-DFTs-OFDM方式の規格化電力スペクトラム密度ＰＳＤ(Relative Power Spectrum Density)、ＰＡＰＲ 特性、ＢＬＥＲ特性（blockerror rate)を評価した。計算機シミレーションでは、表１の諸元を適用したＬＴＥ信号を用いる。
【0054】
【表1】
【0056】
図８はＰＡＰＲの相補累積分布関数（CCDF:Complementary Cumulative Distribution Function)の結果を示す。
【0057】
図９はブロック誤り率ＢＬＥＲ特性を示すグラフである。図９の横軸は、Ｅs ／Ｎo （通信品質）である。ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭのそれぞれを用いた時のＢＬＥＲが示されている。ブロック誤り率ＢＬＥＲ特性のシミュレーションのためのパラメータを表２に示す。
【0058】
【表2】
【0059】
シミュレーションの結果を下記の表３に示す。
【0060】
【表3】
【0061】
図７および図９に示すように、提案UTW-DFTs-OFDM方式とeUF-DFTs-OFDM方式のＰＡＰＲ特性およびＢＬＥＲ特性は同等である一方で、図７に示すように、この両方式は従来CP-DFTs-OFDM 方式と比較してチャネル端においてＯＯＢＥが約２０dB 改善されている。また、送信端末の回路規模について、Ｂをサブバンド数と定義すると、eUF-DFTs-OFDM 方式は、ＯＯＢＥの抑圧を目的としたＬＰＦの畳み込み積分を実行するために、ＢＬF 個の乗算器を必要とする。本計算機シミュレーションではＢ＝２５、ＬF ＝３７であり、ＢＬF ＝９２５個の乗算器が必要となる。これに対して、本発明の一実施形態（提案UTW-DFTs-OFDM 方式）の変調に必要な乗算器は１つのみである。以上の結果より、本発明の一実施形態は、乗算器１つを用いた簡易な変調処理によって、eUF-DFTs-OFDM 方式と同等の送受信特性を実現することができる。
【0062】
以上説明したように、本発明の一実施形態によれば、簡易な送信機構成でＯＯＢＥを抑圧することを目的として、UTW-DFTs-OFDM に適用される新たな時間窓関数が提供される。提案時間窓関数は、eUF-DFTs-OFDM 方式に適用されるＬＰＦを矩形窓に畳み込むことで生成される。さらにＬＴＥアップリンクパラメータを用いた計算機シミュレーションによって、提案時間窓関数を適用したUTW-DFTs-OFDM 方式のＯＯＢＥ特性、ＰＡＰＲ特性、ＢＬＥＲ特性および変調に必要な乗算器数を評価した。その結果、本発明の一実施形態は、乗算器１つを用いた簡易な追加処理を現行方式に施すだけで、eUF-DFTs-OFDM 方式と同等の送受信特性を実現することができる。なお本発明によって、類似方式である、UF-DFTs-OFDM、UF-OFDM、eUF-OFDM 等と同等の送受信特性を実現 することもできる。
【0063】
次に、本発明を二乗余弦窓を適用したUTW-OFDMやUTW-DFTs-OFDM)方式に対して適用した他の実施形態について説明する。送信機の構成は、図３と同様であり、受信機の構成は、図４と同様である。他の実施形態では、二乗余弦窓にDolph-Chebyshev フィルタを畳み込んで新しい時間窓が生成される。
【0064】
送信プロセスについて説明すると、まず、（数１７）の複数シンボルがＭポイントの離散フーリエ変換（Discrete Fourier transform; ＤＦＴ）処理され、また、（数１８）で示すサブキャリアの周波数領域に変換され、（数１９）（式１１）および（数２０）（式１２）で表すものとなる。
【0065】
【数17】
【0066】
【数18】
【0067】
【数19】
【0068】
【数20】
【0069】
（式１１）および（式１２）において、ＤＦＴ行列が（数２１）で表される。また、（０＜＝ｐ１ ＜Ｍ）および（０＜＝ｐ２ ＜Ｍ）の関係がある。
【0070】
【数21】
【0071】
次に、ＤＦＴ処理後の送信ベクトルＺk を割り当てられた周波数帯域に相当する要素にマッピングし、さらにその他の要素に０をマッピングしたベクトルｘk （数２２）（式１３））を生成する。式（１３）にはＰ行Ｑ列の零行列が含まれる。
【0072】
【数22】
【0073】
ベクトルｘk に対しＮポイントの逆高速フーリエ変換（Inversed fast Fourier transform; IFFT)処理がなされる。さらに、図１０（ａ）に示すように、長さＬCPのＣＰが挿入され、さらに、隣接するDFTs-OFDM 送信シンボルの間に長さＬOMおよびＬOM＋１のＯＭｓ(Overlap Margins）が挿入される。
【0074】
（ＮGM＝ＮFFT ＋ＬCP＋２ＬOM＋１）と定義すると、図１０（ｂ）で示す時間窓が乗算され、（数２３）のｋ番目のUTW-DFTs-OFDMシンボルが生成される。このシンボルは、(数２４）（式１４）および（数２５）（式１５）で表される。
【0075】
【数23】
【0076】
【数24】
【0077】
【数25】
【0078】
ここで、時間窓行列は（数２６）で示すものである。
【0079】
【数26】
【0080】
また、ＣＰおよびＯＭｓが挿入されたＩＤＦＴ行列は（数２７）で示すものである。ここで、（０＜＝ｌ＜ＮＧＭ）および（０＜＝ｍ＜Ｍ）の関係とされている。
【0081】
【数27】
【0082】
最終的に、図１０（ｃ）に示すように、隣接する送信シンボル前後のＯＭが重なるように結合し、UTW-DFTs-OFDM 送信信号が生成される。なお、受信機の構成は、上述したものと同様であるので、その説明を省略する。
【0083】
従来の二乗余弦窓（Raised Cosine Window;ＲＣＷ）を適用したUTW-DFTs-OFDM方式は、強力にＯＯＢＥを抑圧するため時間窓の遷移長ＮＴＲを延長する必要があるが、波形の歪みが大きくなり深刻な通信品質の劣化を招く。本発明を適用することによって、短い窓遷移長でも大きなＯＯＢＥ抑圧性能を持つことができる。この新たな提案時間窓をf-RCW と呼ぶこととする。
【0084】
従来のＲＣＷを時間窓として使用する方式は、時間窓の乗算を表す行列として、（数２８）で示すＲＣＷ行列として（数２９）（式１６）および（数３０）（式１７）で示すものが適用される。また、（数３１）（式１８）、（数３２）（式１９）並びに（数３３）（式２０）の関係がある。
【0085】
【数28】
【0086】
【数29】
【0087】
【数30】
【0088】
【数31】
【0089】
【数32】
【0090】
【数33】
【0091】
（数２９）において、diag(a) はベクトルaを対角要素に持つ対角行列であり、(数３４）は全ての成分が１の行列である。また、（数３５）と（数３６）はそれぞれＲＣＷの遷移ベクトル及び逆遷移ベクトルである。
【0092】
【数34】
【0093】
【数35】
【0094】
【数36】
【0095】
従って、従来ＲＣＷを適用するUTW-DFTs-OFDM方式の第k 番目UTW-DFTs-OFDMシンボルは（数３７）（式２１）で表される。
【0096】
【数37】
【0097】
次に本発明の他の実施形態による提案時間窓f-RCW の生成プロセスについて図１１を参照しながら説明する。まず初めに、（数３９）（式２２）で定義される長さＮＧＭ−（ＬＦ−１）のＲＣＷベクトル（数３８）を準備する。
【0098】
【数38】
【0099】
【数39】
【0100】
ここで、ＬＦ はＬＰＦの時間応答の長さである。最後にＲＣＷベクトルにＬＰＦを時間軸上で畳み込むことによって提案ＲＣＷベクトル（数４０）が生成される。
【0101】
【数40】
【0102】
この時間軸上におけるＬＰＦの畳み込みは、（数４１）（式２３）で表される。
【0103】
【数41】
【0104】
ここで、Ｎは、正規化係数である。また、（数４２）は、時間軸上でのＬＰＦの畳み込み積分を表すテプリッツ行列であり、（数４３）（式２４）（式２５）（式２６）によって定義される。
【0105】
【数42】
【0106】
【数43】
【0107】
ここで、g(n)(0<=n<LP )はＬＰＦのインパルス応答である。したがって、提案ｆ−ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM方式の第ｋ番目のシンボルは（数４４）（式２７）および(数４５）（式２８）で表される。最後に、図１０ (c)に示すように隣接シンボルを結合することで送信シンボルが生成される。
【0108】
図１２は、ＮTR／ＮFFT ＝１／８，１／４，１／２，１の条件での従来ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM 方式（以下、従来ＲＣＷ方式と呼ぶ）と、提案ｆ−ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM方式（以下、提案ｆ−ＲＣＷ方式と呼ぶ)のそれぞれの波形を示す。提案ｆ−ＲＣＷは、従来ＲＣＷと比較して波形の両端の変化がよりなだらかであり、シンボル間の信号不連続性をさらに緩和することができる。
【0109】
以下にシミュレーションについて説明する。シミュレーションでは、従来CP-DFTs-OFDM方式、従来ＲＣＷ方式、そして提案ｆ−ＲＣＷ方式のＯＯＢＥ特性、ＰＡＰＲ特性、ＢＬＥＲ特性をＬＴＥアップリンクのパラメータを用いて計算機シミュレーションにより評価する。チャネルモデルとして、遅延波の最大遅延時間が５．０μｓの長遅延伝搬環境を想定した3GPP Extended Typical Urban（ETU）モデルを用いた。そのため、本シミュレーションでは、通常のＣＰよりも長い拡張ＣＰモードを適用した。
【0110】
Ａ．ＯＯＢＥ抑圧について提案ｆ−ＲＣＷ方式、従来ＲＣＷ方式、従来CP-DFTs-OFDM方式の送信信号を表４の評価諸元に従って生成し、規格化電力スペクトラム密度（Relative Power Spectrum Density;PSD)のMax-hold値を評価した結果を図１３に示す。ただし、分解能帯域幅は１００ｋHzとし、４倍のオーバーサンプリングで評価した。
【0111】
【表4】
【0112】
提案ｆ−ＲＣＷ方式は、従来ＲＣＷ方式と比較して、窓遷移長（ＮTR／ＮFFT ＝１／３２，ＮTR／ＮFFT ＝１／１６，ＮTR／ＮFFT ＝１／８，ＮTR／ＮFFT ＝１／４，ＮTR／ＮFFT ＝１／２，ＮTR／ＮFFT ＝１）に対してチャネル端（つまり中心周波数からのオフセット周波数が２．５ＭHz）において、ＯＯＢＥを約１２ｄＢ改善することができる。また、中心周波数からのオフセット周波数が２．６５ＭHzより大きい周波数領域においては、ＯＯＢＥを約４０ｄＢ改善することができる。その結果、提案ｆ−ＲＣＷ方式は、従来CP-DFTs-OFDM方式と比較して、チャネル端では最大８２ｄＢ改善することができ、中心周波数からのオフセット周波数が２．６５ＭHzより大きい周波数領域においては、最大１５０ｄＢ改善することができる。これは時間窓の生成過程において、ＲＣＷに対してさらにＬＰＦを時間軸上において畳み込むことで、時間窓の遷移部分の立ち上がり方がよりなだらかになり、より強力に信号不連続点を緩和することができるためである。また、周波数領域の観点では、ＬＰＦを乗算することにより、従来ＲＣＷ方式のサイドローブを直接的に小さくすることができるためである。
【0113】
Ｂ．ＰＡＰＲ（ピーク対平均電力特性）表４の評価諸元に従って、提案ｆ−ＲＣＷ方式、従来ＲＣＷ方式及び従来CP-DFTs-OFDM方式の送信信号のＰＡＰＲ特性を評価した。ただし、変調方式はＱＰＳＫとする。図１４に計算機シミュレーションで求めたＰＡＰＲの相補累積分布関数（CCDF:Complementary Cumulative Distribution Function)の結果を示す。提案ｆ−ＲＣＷ方式は従来ＲＣＷ方式と比較して、各窓遷移長に対してそれぞれＰＡＰＲ特性がほぼ同等であることがわかる。
【0114】
Ｃ．ＢＬＥＲ（ブロック誤り率特性）ＢＬＥＲの特性評価に用いた諸元を表５に示す。
【0115】
【表5】
【0116】
シミュレーションでは簡単のため、１トランスポートブロックを１サブフレームに割り当て、全てのリソースブロックを１ユーザが占有しているものとする。また、チャネルモデルは、長遅延伝搬環境を想定してドップラー周波数が７０HzのETU モデルを用いた。また、受信側において、提案ｆ−ＲＣＷ方式、従来ＲＣＷ方式及び従来CP-DFTs-OFDM方式は、いずれの方式も周波数領域等化を行い、マルチパスフェージングによるチャネル変動を補償する。Extended CP を用いるＬＴＥのアップリンクでは、復調用基準信号は、各スロットの第３シンボルを使って送信される。この復調用基準信号を用いてチャネル変動を推定した後、時間方向に線形補間し、全シンボルの変動を推定する。また、受信側でのチャネル等化は、MMSE（Minimum Mean Square Error)フィルタを用いた。MMSE フィルタは、送信信号とチャネル等化後の信号間の平均二乗誤差（Mean Square Error; MSE）が最小となるように設計されている。
【0117】
ＱＰＳＫを用いた時、提案ｆ−ＲＣＷ方式のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo （通信品質）は、各窓遷移長ＮTRに対して従来ＲＣＷ方式および従来CP-DFTs-OFDM方式と同等の値を示している（図１５参照）。１６ＱＡＭを用いた場合、提案ｆ−ＲＣＷ方式のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo は、ＮTR／ＮFFT ＜＝１／２の時、従来ＲＣＷ方式および従来CP-DFTs-OFDM方式と同等の値を示している（図１６参照）。
６４ＱＡＭを用いた場合、提案ｆ−ＲＣＷ方式のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo は、ＮTR／ＮFFT ＜＝１／４の時、従来ＲＣＷ方式および従来CP-DFTs-OFDM方式と同等の値を示している（図１７参照）。
１６ＱＡＭや６４ＱＡＭにおいて窓遷移長が大きい時にフロア誤りが生じているのは、時間窓によって生じるシンボル間干渉やキャリア間干渉の影響を受けるからである。
【0118】
次に提案ｆ−ＲＣＷ方式の有効性を総合的に示すために、提案ｆ−ＲＣＷ方式をＯＯＢＥ特性とＢＬＥＲ特性の両観点から評価した。図１８にＮTR／ＮFFT を変化させた時のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo （通信品質）とチャネル端におけるRelative PSD（ＯＯＢＥ抑圧性能）の関係を示す。
【0119】
ＱＰＳＫを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．８ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ−ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約９０ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約１２ｄＢ改善することができる。１６ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．１ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ−ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約７５ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約１２ｄＢ改善することができる。
６４ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．２ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ−ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約６５ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約１２ｄＢ改善することができる。
【0120】
図１９にＮTR／ＮFFT を変化させた時のＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo （通信品質）と中心周波数からのオフセット周波数が２．６５ＭHzより大きい周波数領域におけるRelative PSD（ＯＯＢＥ抑圧性能）の関係を示す。
【0121】
ＱＰＳＫを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．８ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ−ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約１１５ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約４２ｄＢ改善することができる。１６ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．１ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ−ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約１００ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約４２ｄＢ改善することができる。
６４ＱＡＭを用いた場合、ＢＬＥＲ＝１０-3を達成するＥs ／Ｎo が０．２ｄＢ劣化することを許容すれば、提案ｆ−ＲＣＷ方式は従来CP-DFTs-OFDM方式と比較してＯＯＢＥを約９０ｄＢ、従来ＲＣＷ方式と比較して約４２ｄＢ改善することができる。
【0122】
以上説明したように、本発明の他の実施形態は、ＬＴＥのアップリンクにおいて有用であった従来ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM 方式のＯＯＢＥ抑圧性能をさらに高めるために、ＲＣＷとＬＰＦを組み合わせて生成した新たな時間窓を提案した。新たな時間窓を適用したUTW-DFTs-OFDM 方式のＯＯＢＥ抑圧特性、ＰＡＰＲ特性およびＢＬＥＲ特性を計算機シミュレーションによって評価した。その結果、提案時間窓を適用したUTW-DFTs-OFDM 方式は時間窓の窓遷移長がＮTR／ＮFFT ＜＝１／４の時、変調方式にかかわらず、従来ＲＣＷを適用するUTW-DFTs-OFDM 方式と同等の通信品質を保ちつつ、ＯＯＢＥをチャネル端において約１２ｄＢ抑圧することができ、オフセット周波数が２．６５ＭHzより大きい周波数領域において約４０ｄＢさらに抑圧することができる。以上の結果より、提案時間窓を適用したUTW-DFTs-OFDM 方式は従来ＲＣＷを適用したUTW-DFTs-OFDM 方式と同等の通信品質を保ちつつ、大幅にＯＯＢＥ抑圧性能を高めることができる有用な方式であることが分かる。
【0123】
以上、本発明の実施形態について具体的に説明したが、上述の各実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えば本発明は、矩形窓および二乗余弦窓ＲＣＷ以外の窓に対しても適用することができる。また、ＬＰＦ以外の特性のフィルタを畳み込むようにしてもよい。
【符号の説明】
【0124】
１１・・・チャネル符号化器、１２・・・インターリーブ回路、１３・・・変調器、１４・・・ＰＲＢマッピング回路、１５・・・ＭポイントＤＦＴ回路、
１６・・・ＮFFTポイントＦＦＴ回路、１７・・・ＣＰ挿入回路、
１８・・・ウィンドウイング回路、１９・・・メモリ