特開 2021-106480 位相シフト型高周波インバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】特開2021-106480(P2021-106480A)

(43)【公開日】2021年7月26日

(54)【発明の名称】位相シフト型高周波インバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20210625BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】2

【出願形態】ＯＬ

【全頁数】9

(21)【出願番号】特願2019-237657(P2019-237657)

(22)【出願日】2019年12月27日

(71)【出願人】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】110002572

【氏名又は名称】特許業務法人平木国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】河野 真吾

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770DA01

5H770DA11

5H770DA18

5H770DA41

5H770EA13

5H770GA19

5H770HA02Y

5H770HA03Y

5H770HA04Y

(57)【要約】

【課題】位相シフト量と出力電力との関係を線形の関係とすることができ、出力電力の安定的な制御を可能にする位相シフト型高周波インバータを提供する。
【解決手段】この位相シフト型高周波インバータは、第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のアーム回路と、第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のアーム回路とを並列接続して構成される。ブリッジ回路は、前記第１乃至第４の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧を矩形波の第１電圧に変換する。フィルタ回路は、前記第１電圧を略正弦波状の第２電圧に変換する。関数演算部は、制御部が出力する第１制御量を関数に入力して第２制御量を出力する。ブリッジ回路は、前記第２制御量に従って前記ブリッジ回路の位相シフト量を制御するように構成される。関数は、前記第１制御量と前記第２電圧とが線形の関係となる関数である。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のアーム回路と、第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のアーム回路とを並列接続して構成され、前記第１乃至第４の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧を矩形波の第１電圧に変換するブリッジ回路と、
前記第１電圧を略正弦波状の第２電圧に変換するフィルタ回路と、
前記ブリッジ回路を制御する制御部と、
前記制御部が出力する第１制御量を関数に入力して第２制御量を出力する関数演算部と
を備え、
前記ブリッジ回路は、前記第２制御量に従って前記ブリッジ回路の位相シフト量を制御するように構成され、
前記関数は、前記第１制御量と前記第２電圧とが線形の関係となる関係を与える関数である
ことを特徴とする位相シフト型高周波インバータ。

【請求項2】

前記関数は、前記第１制御量をΦ_１とし、前記第２制御量をΦ_２とした場合、Φ_２＝ｆ（Φ_１）＝２ａｒｃｃｏｓ√Φ_１
である、請求項１に記載の位相シフト型高周波インバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、位相シフト型高周波インバータに関する。

【背景技術】

【0002】

高周波インバータは、例えばプラズマ処理装置においてチャンバ内のガスを励起させるための高周波電力を発生させるために用いられている。このような高周波インバータのうち、出力される高周波電力の電力値や周波数を制御の方式の１つとして、位相シフト型高周波インバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。

【0003】

位相シフト型高周波インバータは、２つの半導体スイッチング素子を直列接続してなる複数のアーム回路を並列に接続して構成されたブリッジ回路を備える。そして、その複数のアーム回路の各々に含まれる２つの半導体スイッチング素子は交互に導通状態となる。複数のアーム回路は、互いに位相シフト量Φだけ位相がずれたゲート信号を与えられる。この位相シフト量Φを調整することで、前記高周波インバータの出力電力を制御することができる。

【0004】

この位相シフト型高周波インバータは、最終的に出力される出力電圧は略正弦波状の電圧である一方、フルブリッジ回路から出力される電圧は矩形波状の電圧である。このため、位相シフト量Φと出力電力とは線形の関係を有さず、位相シフト量Φに基づく出力電力の正確な制御が必ずしも容易ではないという問題がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００５−９４９１３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

本発明は、位相シフト量と出力電力との関係を線形の関係とすることができ、出力電力の安定的な制御を可能にする位相シフト型高周波インバータを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記の課題を解決するため、本発明に係る位相シフト型高周波インバータは、第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のアーム回路と、第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のアーム回路とを並列接続して構成され、前記第１乃至第４の半導体スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧を矩形波の第１電圧に変換するブリッジ回路と、前記第１電圧を略正弦波状の第２電圧に変換するフィルタ回路と、前記ブリッジ回路を制御する制御部と、前記制御部が出力する第１制御量を関数に入力して第２制御量を出力する関数演算部とを備える。前記ブリッジ回路は、前記第２制御量に従って前記ブリッジ回路の位相シフト量を制御するように構成される。前記関数は、前記第１制御量と前記第２電圧とが線形の関係となる関数である。

【発明の効果】

【0008】

本発明によれば、位相シフト量と出力電力との関係を線形の関係とすることができ、出力電力の安定的な制御を可能にする位相シフト型高周波インバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本発明の第1の実施の形態に係る位相シフト型高周波インバータの構成を説明する回路図である。

【図2】フルブリッジ回路１０に印加されるゲート信号ＶＱ１〜ＶＱ４の波形の一例を示す波形図である。

【図3】関数演算部５０が出力する制御量Φ_２と、出力電力Ｐｏｕｔとの関係の一例を示すグラフである。

【図4】制御量Φ_１、制御量Φ_２、及び出力電力Ｐｏｕｔの関係の一例を示すグラフである。

【図5】本発明の第２の実施の形態に係る位相シフト型高周波インバータの構成を説明する回路図である。

【図6】本発明の第２の実施の形態で用いるテーブルの一例である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、添付図面を参照して本実施形態について説明する。添付図面では、機能的に同じ要素は同じ番号で表示される場合もある。なお、添付図面は本開示の原理に則った実施形態と実装例を示しているが、これらは本開示の理解のためのものであり、決して本開示を限定的に解釈するために用いられるものではない。本明細書の記述は典型的な例示に過ぎず、本開示の特許請求の範囲又は適用例を如何なる意味においても限定するものではない。

【0011】

本実施形態では、当業者が本開示を実施するのに十分詳細にその説明がなされているが、他の実装・形態も可能で、本開示の技術的思想の範囲と精神を逸脱することなく構成・構造の変更や多様な要素の置き換えが可能であることを理解する必要がある。従って、以降の記述をこれに限定して解釈してはならない。

【0012】

［第１の実施の形態］
図１を参照して、本発明の第1の実施の形態に係る位相シフト型高周波インバータを説明する。この位相シフト型高周波インバータは、フルブリッジ回路１０、フィルタ回路２０、電力計測部３０、制御部４０、関数演算部５０、及びゲート信号発生回路６０を備えている。

【0013】

フルブリッジ回路１０は、２つのアーム回路１１、１２を並列接続した構成を有し、直流の入力電圧Ｖｉｎを高周波の出力電圧ｖ_ａｂに変換する機能を有する。アーム回路１１は、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を直列接続した構造を有し、アーム回路１２は、半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を直列接続した構造を有している。半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、一例として、それぞれトランジスタとダイオードを逆並列接続してなる素子である。半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートにはゲート信号ＶＱ１〜ＶＱ４が印加され、これにより半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は導通状態と非導通状態との間で切り替えられる。出力電圧ｖ_ａｂは、ノードＮ１とＮ２の間に生じる矩形波の交流電圧である。

【0014】

図２に示すように、ゲート信号ＶＱ２はゲート信号ＶＱ１の反転信号であり、これにより、半導体スイッチング素子Ｑ１及びＱ２はどちらか一方のみが交互に導通し、同時に導通状態とはならないように制御される。同様に、ゲート信号ＶＱ４はゲート信号ＶＱ３の反転信号であり、これにより、半導体スイッチング素子Ｑ３及びＱ４はどちらか一方のみが交互に導通し、同時に導通状態にはならないように制御される。

【0015】

ゲート信号ＶＱ１、ＶＱ２を基準相とし、ゲート信号ＶＱ３、ＶＱ４はこの基準相に対し位相シフト量Φだけ位相が異なるよう調整される。位相シフト量Φ_２を制御することにより、フルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂ、更には位相シフト型高周波インバータの出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が制御される。なお、位相シフト量Φ_２は、ここでは、０°〜１８０°（０［ｒａｄ］〜π／２［ｒａｄ］）の範囲で定義する。０°〜３６０°の範囲で定義することも可能である。

【0016】

図２を参照してフルブリッジ回路１０の動作を更に説明する。ゲート信号ＶＱ１〜ＶＱ４が位相シフト量Φにより規定されるフルブリッジ回路１０の動作は、モード１〜４に分けて説明することができる。モード１〜４は、それぞれ継続時間がＴ１〜Ｔ４であり、この４つのモードが周期Ｔで繰り返される（Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４）。

【0017】

モード１では、ゲート信号ＶＱ４がゲート信号ＶＱ１に位相シフト量Φだけ遅れて立ち上がり、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４が同時にＯＮ（導通状態）となる。これにより、直流電源（Ｖｉｎ）からの電流は、半導体スイッチング素子Ｑ１→ノードＮ１→フィルタ回路２０→ノードＮ２→半導体スイッチング素子Ｑ４の順に流れる。モード１におけるフルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂの振幅はＶｉｎに略等しくなる。

【0018】

続くモード２では、半導体スイッチング素子Ｑ４はＯＮの状態を継続するが、半導体スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ（非導通状態）となる。一方、半導体スイッチング素子Ｑ２はＯＮ状態に切り替わるが、半導体スイッチング素子Ｑ３は依然としてＯＦＦ（非導通状態）のままである。このため、リアクタ２１に蓄積されたエネルギーにより、変圧器２４の一次側において、リアクタ２１→変圧器２４→半導体スイッチング素子Ｑ４→半導体スイッチング素子Ｑ２の順に電流が還流する。モード２におけるフルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂの振幅は、Ｖｉｎから徐々に減少する。

【0019】

次のモード３では、半導体スイッチング素子Ｑ２はＯＮの状態を継続するが、半導体スイッチング素子Ｑ３がＯＮに切り替わる。一方、半導体スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦを維持するが、半導体スイッチング素子Ｑ４はＯＦＦに切り替わる。これにより、電流は、直流電源（Ｖｉｎ）から、半導体スイッチング素子Ｑ３→ノードＮ２→フィルタ回路２０→ノードＮ１→半導体スイッチング素子Ｑ２の順に流れる。すなわち、モード１とはフィルタ回路２０に流れる電流の方向が逆である。モード３におけるフルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂの振幅は−Ｖｉｎに略等しくなる。

【0020】

その後のモード４では、半導体スイッチング素子Ｑ３はＯＮの状態を継続するが、半導体スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦ（非導通状態）となる。一方、半導体スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態に切り替わるが、半導体スイッチング素子Ｑ４は依然としてＯＦＦ（非導通状態）のままである。このため、リアクタ２１に蓄積されたエネルギーにより、変圧器２４の一次側において、リアクタ２１→ノードＮ１→半導体スイッチング素子Ｑ１→半導体スイッチング素子Ｑ３→ノードＮ２→変圧器２４の順に電流が還流する。モード４におけるフルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂの振幅は、−Ｖｉｎから徐々に増加する（絶対値が小さくなる）。

【0021】

以上のモード１〜４において、位相シフト量Φが大きくなると、モード２及び４における電圧ｖ_ａｂの振幅の減少が大きくなり、電圧ｖ_ａｂの実効値も低下する。従って、フルブリッジ回路１０に対し位相シフト制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を制御することができる。

【0022】

図１に戻って説明を続ける。フィルタ回路２０は、リアクタ２１及びコンデンサ２２を直列接続してなる直列共振素子２３、変圧器２４、並びにリアクタ２５及びコンデンサ２６を直列接続してなるローパスフィルタ２７を備える。フィルタ回路２０は、矩形波の出力電圧ｖ_ａｂを略正弦波状の出力電圧Ｖｏｕｔに変換する機能を有する。

【0023】

直列共振素子２３は、フルブリッジ回路１０が出力する矩形波状の出力電圧ｖ_ａｂを、基本周波数を主成分とする略正弦波状の電圧波形に変換するものである。すなわち、フルブリッジ回路１０のスイッチング周波数が位相シフト型高周波インバータから出力する電圧の基本周波数となるので、この基本周波数に共振するように直列共振素子２３の回路定数を定めることによって、矩形波状の出力電圧ｖ_ａｂを略正弦波状の電圧波形に変換することができる。直列共振素子２３から出力された電圧は、変圧器２４により異なる電圧値の電圧に変換される。ローパスフィルタ２７は、変圧器２４から出力された電圧に含まれる高周波成分を減衰させて負荷Ｌに出力する。なお、直列共振素子２３は、ローパスフィルタ２７により十分に高周波成分が減衰される場合には、省略することも可能である。フルブリッジ回路１０から出力される矩形波状の電圧ｖ_ａｂの高周波成分が大きく、このため変圧器２４における損失が大きいと判断される場合には、直列共振素子２３を接続することが好適である。変圧器２４は、フルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂが差動出力であるため、フルブリッジ回路１０とフィルタ回路２０とを絶縁し、出力電圧Ｖｏｕｔをシングルエンド出力とするために設けられている。なお、変圧器２４の巻数比を変更することにより、変圧器２４をインピーダンス変換素子として機能させることも可能である。

【0024】

電力計測部３０は、負荷Ｌに向けて出力される出力電力Ｐｏｕｔの電力値を計測し、その計測結果を出力信号として制御部４０に出力する。制御部４０は、この計測結果に従い、制御量Φ_１を調整して出力する。
なお、電力計測部３０は、例えば、図示しない電圧計測部と電流計測部とを備えており、電圧計測部で計測した出力電圧Ｖｏｕｔに対応する電圧信号と、電流計測部で計測した出力電流Ｉｏｕｔに対応する電流信号とに基づいて電力値を算出する。そして、算出した電力値に対応する信号を出力信号として制御部４０に出力するように構成されている。

【0025】

関数演算部５０は、内部に後述する関数を有し、この関数に制御量Φ_１を入力して制御量Φ_２を出力する機能を有する。この制御量Φ_２は、図２で説明した位相シフト量Φに等しい値を有する。ゲート信号発生回路６０は、この制御量Φ_２に従って位相シフト量Φを変化させてゲート信号ＶＱ１〜ＶＱ４を発生させる。

【0026】

図３は、関数演算部５０が出力する制御量Φ_２と、出力電力Ｐｏｕｔとの関係の一例を示すグラフである。前述のように、フルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂは矩形波状の高周波電圧である一方、出力電圧Ｖｏｕｔはフィルタ回路２０を通過して略正弦波状の高周波電圧となる。しかし、フルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂは位相シフトされたものなので、通常、出力電圧Ｖｏｕｔは、純粋な正弦波状の電圧波形ではなく歪んだ波形となってしまう。その結果、出力電力Ｐｏｕｔの電力値を示す出力信号の波形も純粋な正弦波状の電圧波形ではなく歪んだ波形となってしまう。このため、制御量Φ_２と、出力電力Ｐｏｕｔとの関係は、図３に示すように線形の関係を有さない。

【0027】

そこで、本実施の形態では、制御量Φ_１を制御部４０で決定した後、関数演算部５０において、制御量Φ_１を関数ｆ（Φ_１）への入力として制御量Φ_２を演算し、この制御量Φ_２に基づいて位相シフト量Φを決定する。このとき、関数ｆは、制御量Φ_１と出力電圧Ｖｏｕｔとが線形（一次式で表すことができる関係）となるように設定される。

【0028】

具体的には、フルブリッジ回路１０の出力電圧ｖ_ａｂの基本波成分は、出力電圧Ｖｏｕｔの波形をフーリエ級数奇関数展開すると、次の式により表すことができる。

【0029】

【数1】

ただし、０≦Φ≦π、ｎ＝０、１、２、…、ω_０＝２πｆ_０

【0030】

上記［数１］より、出力電圧Ｖｏｕｔの基本波成分（ｎ＝０）の実効値ｖ_ｒｍｓは、次の式で表される。

【0031】

【数2】

【0032】

従って、出力電圧Ｖｏｕｔは、位相シフト量をΦとした場合、ｃｏｓ^２（Φ／２）に比例する値となる。このため、出力電圧Ｖｏｕｔは、位相シフト量Φと線形の関係にない。

【0033】

Φ_１＝ｃｏｓ（Φ_２／２）とした場合、次式が成立する。

【0034】

【数3】

【0035】

本実施の形態では、制御部４０で演算された制御量Φ_１を、更にΦ_２＝ｆ（Φ_１）＝２ａｒｃｃｏｓ√Φ_１に入力し、新たな制御量Φ_２を得る。そして、この制御量Φ_２を位相シフト量Φとしてゲート信号ＶＱ１〜ＶＱ４を生成する。

【0036】

制御量Φ_１と制御量Φ_２とは、図４のグラフ（曲線３１）に示す如く、線形の関係にはない。しかし、制御量Φ_１と制御量Φ_２が上記［数３］に規定する関係とされることで、制御量Φ_１と出力電圧Ｖｏｕｔとが線形の関係となる（曲線３２）。従って、制御量Φ_１に基づく出力電圧Ｖｏｕｔの安定的な制御が可能になる。

【0037】

［第２の実施の形態］
図５を参照して、本発明の第２の実施の形態に係る位相シフト型高周波インバータを説明する。図５において、第１の実施の形態（図１）と同一の構成要素については同一の参照符号を付し、以下では重複する説明は省略する。この第２の実施の形態の位相シフト型高周波インバータは、関数演算部５０に代えて、制御量変換部７０を備えている。

【0038】

この制御量変換部７０は、制御量Φ_１の入力に従ってテーブルを参照し、テーブルにおいて対応付けられている制御量Φ_２を特定して出力する機能を有する（制御量Φ_１を対応する制御量Φ_２に変換する）。図６はテーブルの一例を示している。このテーブルは、入力される制御量Φ_１と、規格化後の制御量Φ_１と、この規格化後の制御量Φ_１ｎと対応する規格化後の制御量Φ_２ｎとを対応付けて記憶している。制御量Φ_１ｎと制御量Φ_２ｎとの対応関係は、第１の実施の形態と同じ関数に従って決定される。従って、制御量変換部７０は、関数演算部の一態様と考えることができる。なお、制御量Φ_２ｎを決定する場合に線形補間を用いることも可能である。

【0039】

以上説明したように、この第２の実施の形態によっても、第１の実施の形態と同一の効果を得ることができる。

【0040】

本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

【符号の説明】

【0041】

１０…フルブリッジ回路、１１、１２…アーム回路、２０…フィルタ回路、２１…リアクタ、２２…コンデンサ、２３…直列共振素子、２４…変圧器、２５…リアクタ、２６…コンデンサ、２７…ローパスフィルタ、３０…電力計測部、４０…制御部、５０…関数演算部、６０…ゲート信号発生回路、７０…制御量変換部、Ｑ１〜Ｑ４…半導体スイッチング素子。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】