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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】特開2021-180572(P2021-180572A)
(43)【公開日】2021年11月18日
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20211022BHJP
H02M 7/797 20060101ALI20211022BHJP
H02M 3/155 20060101ALI20211022BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 K
H02M7/797
H02M3/155 G
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
【全頁数】22
(21)【出願番号】特願2020-85291(P2020-85291)
(22)【出願日】2020年5月14日
(71)【出願人】
【識別番号】000002059
【氏名又は名称】シンフォニアテクノロジー株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100142022
【弁理士】
【氏名又は名称】鈴木 一晃
(72)【発明者】
【氏名】菊永 恭平
(72)【発明者】
【氏名】古賀 弘晃
(72)【発明者】
【氏名】中津 泰輔
【テーマコード（参考）】
5H730
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AS04
5H730AS05
5H730AS08
5H730AS13
5H730AS17
5H730BB13
5H730BB14
5H730BB57
5H730DD04
5H730FD01
5H730FD11
5H730FD21
5H730FD41
5H730FD51
5H730FG01
5H730FG23
5H770AA01
5H770AA05
5H770BA01
5H770CA01
5H770CA06
5H770CA10
5H770DA01
5H770DA10
5H770DA41
5H770GA19
5H770HA02W
5H770HA02Z
5H770HA03W
5H770JA01W
5H770JA07W
5H770KA01Z
(57)【要約】
【課題】力行モード及び回生モードで交互に周期的に動作するインバータ部を備えた電力変換装置において、前記インバータ部の動作モードに応じて直流電源と前記インバータ部との間に流れる電流を精度良く制御可能な構成を提供する。【解決手段】電力変換装置１は、力行モード及び回生モードで交互に周期的に動作するインバータ部１０と、直流電源２及びインバータ部１０に対して電気的に並列に接続される平滑コンデンサ２０と、インバータ部１０の動作モードを判定するチョッパ回路制御部１５０と、電源保護部４０と、平滑コンデンサ２０に対して並列に接続される双方向チョッパ回路１４０とを備える。双方向チョッパ回路１４０は、チョッパ回路制御部１５０によるインバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、出力用コンデンサ１４１から直流電力を出力する出力モードと、出力用コンデンサ１４１で直流電力を充電する充電モードとに切り替えられる。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源から供給される直流電力によって、力行モード及び回生モードで交互に周期的に動作するインバータ部と、
前記直流電源及び前記インバータ部に対して電気的に並列に接続され、前記インバータ部の入力側の電流を平滑化する平滑コンデンサと、
前記インバータ部の動作モードを判定する動作モード判定部と、
前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、通電または非通電を制御することにより、前記直流電源側に電流が逆流することを防止する電源保護部と、
前記平滑コンデンサに対して電気的に並列に接続され、チョッパ回路用スイッチング素子及び出力用コンデンサを有する双方向チョッパ回路と、
を備え、
前記双方向チョッパ回路は、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、前記出力用コンデンサから直流電力を出力する出力モードと、前記出力用コンデンサで直流電力を充電する充電モードとに切り替えられる、電力変換装置。
前記直流電源及び前記インバータ部に対して電気的に並列に接続され、前記インバータ部の入力側の電流を平滑化する平滑コンデンサと、
前記インバータ部の動作モードを判定する動作モード判定部と、
前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、通電または非通電を制御することにより、前記直流電源側に電流が逆流することを防止する電源保護部と、
前記平滑コンデンサに対して電気的に並列に接続され、チョッパ回路用スイッチング素子及び出力用コンデンサを有する双方向チョッパ回路と、
を備え、
前記双方向チョッパ回路は、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、前記出力用コンデンサから直流電力を出力する出力モードと、前記出力用コンデンサで直流電力を充電する充電モードとに切り替えられる、電力変換装置。
【請求項2】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記動作モード判定部は、前記インバータ部が力行モードで動作している期間の一部を回生モードとして判定する、電力変換装置。
前記動作モード判定部は、前記インバータ部が力行モードで動作している期間の一部を回生モードとして判定する、電力変換装置。
【請求項3】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記電源保護部は、
前記直流電源と前記インバータ部との間に流れる電流を制御する電流制御用スイッチング素子と、
前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じてオンまたはオフに切り替わることにより、前記電流制御用スイッチング素子の駆動を制御する駆動制御用スイッチング素子と、
を備える、電力変換装置。
前記電源保護部は、
前記直流電源と前記インバータ部との間に流れる電流を制御する電流制御用スイッチング素子と、
前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じてオンまたはオフに切り替わることにより、前記電流制御用スイッチング素子の駆動を制御する駆動制御用スイッチング素子と、
を備える、電力変換装置。
【請求項4】
請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置において、
前記動作モード判定部は、
前記出力モードで前記出力用コンデンサから出力される直流電力と、前記充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、前記インバータ部の入力側の電流または電圧を演算処理するフィルタを有し、
前記フィルタによって演算処理された電流または電圧を用いて、前記インバータ部の動作モードを判定する、電力変換装置。
前記動作モード判定部は、
前記出力モードで前記出力用コンデンサから出力される直流電力と、前記充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、前記インバータ部の入力側の電流または電圧を演算処理するフィルタを有し、
前記フィルタによって演算処理された電流または電圧を用いて、前記インバータ部の動作モードを判定する、電力変換装置。
【請求項5】
請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置において、
前記動作モード判定部は、
前記出力モードで前記出力用コンデンサから出力される直流電力と、前記充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、前記直流電源の電圧と前記双方向チョッパ回路の入出力電圧との関係を用いて、前記インバータ部の動作モードを判定する、電力変換装置。
前記動作モード判定部は、
前記出力モードで前記出力用コンデンサから出力される直流電力と、前記充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、前記直流電源の電圧と前記双方向チョッパ回路の入出力電圧との関係を用いて、前記インバータ部の動作モードを判定する、電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、直流電源から供給される直流電力によって動作するインバータ部を備える電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
直流電源から供給される直流電力によって動作するインバータ部を備える電力変換装置が知られている。このような電力変換装置の一例として、例えば特許文献１には、直流電源で作動する電子機器の保護装置が開示されている。
【0003】
前記保護装置は、直流電源の逆接保護用にＰチャンネルＦＥＴを有する。このＰチャンネルＦＥＴは、ドレインが正極側の電源供給端子に接続され、ソースが電子機器の電源入力端子に接続され、ゲートが接地ラインに接続されている。
【0004】
前記保護装置では、直流電源が正常極性で接続されると、ＰチャンネルＦＥＴのゲートに電圧が印加され、ＰチャンネルＦＥＴがオン状態になる。一方、前記保護装置では、直流電源が逆極性で接続されると、ＰチャンネルＦＥＴがオフ状態になる。
【0005】
また、前記電力変換装置の一例として、例えば特許文献２には、回生エネルギーを有効に活用することにより、外部からのエネルギー供給を最小限にするエレベータ制御装置が開示されている。このエレベータ制御装置は、電圧形インバータと、平滑コンデンサと、エネルギー蓄積装置とを備える。
【0006】
前記電圧形インバータは、エレベータの力行運転の際には電動機を駆動する一方、エレベータの回生運転の際には回生エネルギーを入力端子側に戻す。前記平滑コンデンサは、前記電圧形インバータの入力端子側に設けられ、前記電圧形インバータに入力する電流を平滑化する。前記エネルギー蓄電装置は、前記平滑コンデンサの電圧が所定値を超えたときは前記平滑コンデンサからのエネルギーを蓄積し、前記平滑コンデンサの電圧が所定値未満になったときは蓄積したエネルギーを前記平滑コンデンサに放出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0007】
【特許文献1】特開２００３−３７９３３号公報
【特許文献2】特開平１０−２３６７４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
ところで、直流電源の直流電力を用いてモータを駆動させる場合、前記モータの回生モードでエネルギーを直流電源に戻すことなく蓄積し、前記モータの力行モードでは前記蓄積したエネルギーを前記モータの駆動に用いる構成が望まれている。
【0009】
前記特許文献１の構成では、直流電源の逆接続保護を実現できるが、前記直流電源が正常極性で接続された場合に、逆接保護用のＰチャンネルＦＥＴはオン状態である。よって、回生動作の際に、直流電源側にエネルギーが戻るため、直流電源側に電力が戻ることを抑制できない。
【0010】
また、前記特許文献２の構成は、電動機の回生モード時に直流電源側に電力が戻ることを抑制可能な回路構成であるが、電動機の力行モード時及び回生モード時のエネルギーが平滑コンデンサに蓄積される。前記特許文献２の構成では、前記直流電源と電圧インバータとの間の電圧変動は、設定された電圧幅で制御される。そのため、前記電動機の回生モード及び力行モードが頻繁に且つ周期的に切り替わる場合には、前記直流電源と電圧インバータとの間の電圧は、回生モード及び力行モードの切り替えに応じて、前記設定した電圧幅で頻繁に変動する。したがって、前記直流電源と前記電圧インバータとの間の電圧を精度良く平滑された状態で制御できない。
【0011】
本発明の目的は、力行モード及び回生モードで交互に周期的に且つ頻繁に動作するインバータ部を備えた電力変換装置において、直流電源側に電流が逆流することなく、前記平滑コンデンサの電圧を精度良く平滑化できる構成を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0012】
本発明の一実施形態に係る電力変換装置は、直流電源から供給される直流電力によって、力行モード及び回生モードで交互に周期的に動作するインバータ部と、前記直流電源及び前記インバータ部に対して電気的に並列に接続され、前記インバータ部の入力側の電流を平滑化する平滑コンデンサと、前記インバータ部の動作モードを判定する動作モード判定部と、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、通電または非通電を制御することにより、前記直流電源に電流が逆流することを防止する電源保護部と、前記平滑コンデンサに対して電気的に並列に接続され、チョッパ回路用スイッチング素子及び出力用コンデンサを有する双方向チョッパ回路と、を備える。前記双方向チョッパ回路は、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、前記出力用コンデンサから直流電力を出力する出力モードと、前記出力用コンデンサで直流電力を充電する充電モードとに切り替えられる（第１の構成）。
【0013】
このように、インバータ部の動作モードを判定して、その判定結果に応じて電源保護部の通電または非通電を制御することにより、直流電源に電流が逆流することを防止できる。
【0014】
しかも、平滑コンデンサに対して電気的に並列に接続された双方向チョッパ回路を、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、前記出力用コンデンサから直流電力を出力する出力モードと、前記出力用コンデンサで直流電力を充電する充電モードとに切り替えることにより、前記平滑コンデンサの電圧を精度良く平滑化できる。すなわち、上述の構成により、インバータ部の動作モードに応じて、双方向チョッパ回路の出力用コンデンサに直流電力を充電できるとともに、前記出力用コンデンサから直流電力を出力できる。したがって、例えば、前記インバータ部が回生モードで動作しているときには、前記出力用コンデンサに直流電力を充電し、前記インバータ部が力行モードで動作しているときには、前記出力用コンデンサから直流電力を出力できる。
【0015】
したがって、上述の構成により、力行モード及び回生モードで交互に周期的に且つ頻繁に動作するインバータ部を備えた電力変換装置において、直流電源側に電流が逆流することなく、前記平滑コンデンサの電圧を精度良く平滑化できる。
【0016】
前記第１の構成において、前記動作モード判定部は、前記インバータ部が力行モードで動作している期間の一部を回生モードとして判定する（第２の構成）。
【0017】
これにより、インバータ部の動作モードを判定する際に、前記インバータ部の力行モードの一部を回生モードとして判定することで、双方向チョッパ回路の出力用コンデンサに多くの直流電力を充電できる。これにより、回生モードで前記出力用コンデンサに充電する直流電力と、力行モードで前記出力用コンデンサから出力する直流電力とをバランスさせることが可能になる。
【0018】
したがって、回生モードと力行モードとにおいて、前記直流電源と前記インバータ部との間で生じる電圧変動を抑制できる。よって、平滑コンデンサの電圧を精度良く平滑化できる。また、回生モードで前記出力用コンデンサによって回収される直流電力が増えるため、スイッチング素子などの各種素子に、耐圧が高い素子を用いる必要がなくなる。
【0019】
前記第１の構成において、前記電源保護部は、前記直流電源と前記インバータ部との間に流れる電流を制御する電流制御用スイッチング素子と、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じてオンまたはオフに切り替わることにより、前記電流制御用スイッチング素子の駆動を制御する駆動制御用スイッチング素子と、を備える（第３の構成）。
【0020】
これにより、インバータ部の動作モードに応じて、直流電源と前記インバータ部との間に流れる電流を制御する電流制御用スイッチング素子の駆動を、より精度良く制御することができる。しかも、駆動制御用スイッチング素子を用いて前記電流制御用スイッチング素子の駆動を制御することにより、直流電源の逆接保護回路がダイオードによって構成されている場合に比べて、回路で生じる損失を低減できる。
【0021】
前記第１から第３の構成のうちいずれか一つの構成において、前記動作モード判定部は、前記出力モードで前記出力用コンデンサから出力される直流電力と、前記充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、前記インバータ部の入力側の電流または電圧を演算処理するフィルタを有し、前記フィルタによって演算処理された電流または電圧を用いて、前記インバータ部の動作モードを判定する（第４の構成）。
【0022】
これにより、上述の第１から第３の構成を容易に実現することができる。すなわち、出力モードで出力用コンデンサから出力される直流電力と、充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、インバータ部の入力側の電流または電圧をフィルタによって演算処理することにより、動作モード判定部の判定結果を変更することができる。したがって、前記動作モード判定部の判定結果に応じて、前記出力用コンデンサに対する直流電力の充電または出力を容易に切り替えることができる。
【0023】
前記第１から第３の構成のうちいずれか一つの構成において、前記動作モード判定部は、前記出力モードで前記出力用コンデンサから出力される直流電力と、前記充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、前記直流電源の電圧と前記双方向チョッパ回路の入出力電圧との関係から、前記インバータ部の動作モードを判定する（第５の構成）。
【0024】
これにより、上述の第１から第３の構成を容易に実現することができる。すなわち、出力モードで出力用コンデンサから出力される直流電力と、充電モードで前記出力用コンデンサを充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、直流電源の電圧と前記双方向チョッパ回路の入出力電圧との関係からインバータ部の動作モードを判定することで、前記出力用コンデンサに対する直流電力の充電または出力を容易に切り替えることができる。
【発明の効果】
【0025】
本発明の一実施形態に係る電力変換装置は、直流電源から供給される直流電力によって、力行モード及び回生モードで交互に周期的に動作するインバータ部と、前記直流電源及び前記インバータ部に対して電気的に並列に接続され、前記インバータ部の入力側の電流を平滑化する平滑コンデンサと、前記インバータ部の動作モードを判定する動作モード判定部と、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、通電または非通電を制御することにより、前記直流電源側に電流が逆流することを防止する電源保護部と、前記動作モード判定部による前記インバータ部の動作モードの判定結果に応じて、出力用コンデンサから直流電力を出力する出力モードと、前記出力用コンデンサで直流電力を充電する充電モードとに切り替えられる双方向チョッパ回路とを備える。
【0026】
このように、インバータ部の動作モードを判定して、その判定結果に応じて、直流電源側に電流が逆流することを防止するとともに、双方向チョッパ回路のチョッパ回路用スイッチング素子によって出力用コンデンサの出力モードと充電モードとを切り替えることにより、平滑コンデンサの電圧を精度良く平滑化できる。
【図面の簡単な説明】
【0027】
【発明を実施するための形態】
【0028】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中の同一または相当部分については同一の符号を付してその説明は繰り返さない。
【0029】
［実施形態１］（全体構成）
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置１の概略構成を示す図である。この電力変換装置１は、モータＭが力行モードで運転している場合にはモータＭに対して電力を供給する一方、モータＭが回生モードで運転している場合にはモータＭから回生エネルギーを回収する。すなわち、電力変換装置１は、力行モードと回生モードとで運転可能である。
【0030】
モータＭは、例えば往復移動するレシプロ方式のモータである。モータＭは、例えば、特開２０１０−２３３２９８号公報や特開２０１２−２４９４２６号公報などに開示されている構成を有する。
【0031】
モータＭの詳しい構成については説明を省略するが、モータＭは、可動子と、固定子と、弾性支持部とを有する。前記可動子は、前記固定子に対して前記弾性支持部を介して移動可能に接続されている。前記可動子は、例えば電磁気力によって前記固定子に対して一方向に移動する一方、前記弾性支持部で生じる弾性復元力によって前記固定子に対して元の位置に戻る。
【0032】
モータＭは、前記可動子が前記一方向に移動する際には、力行モードで動作し、前記可動子が元の位置に戻る際には、回生モードで動作する。すなわち、モータＭは、力行モードと回生モードとが交互に且つ周期的に変わる動作形態を有する。
【0033】
電力変換装置１は、インバータ部１０と、平滑コンデンサ２０と、ダイオード３０と、電源保護部４０と、駆動制御部５０と、双方向チョッパ回路１４０と、チョッパ回路制御部１５０とを有する。
【0034】
インバータ部１０は、直流電源２の直流電力を交流電力に変換して、モータＭに出力する。インバータ部１０は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を有する。複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、例えばＰチャンネルＦＥＴである。なお、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、それぞれ、スイッチング動作が可能な他のスイッチング素子であってもよい。
【0035】
複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のうち、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、電気的に直列に接続されている。すなわち、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、第１スイッチングレグ１１を構成する。複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のうち、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４は、電気的に直列に接続されている。すなわち、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４は、第２スイッチングレグ１２を構成する。
【0036】
第１スイッチングレグ１１におけるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の中点及び第２スイッチングレグ１２におけるスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の中点は、それぞれ、モータＭの端子に電気的に接続されている。第１スイッチングレグ１１及び第２スイッチングレグ１２は、直流電源２に対して、電気的に並列に接続されている。
【0037】
なお、本実施形態では、モータＭは、単相交流モータである。
【0038】
例えば、スイッチング素子ＳＷ１がオンのときには、スイッチング素子ＳＷ２がオフである。スイッチング素子ＳＷ４がオンのときには、スイッチング素子ＳＷ３がオフである。また、スイッチング素子ＳＷ２がオンのときには、スイッチング素子ＳＷ１がオフである。スイッチング素子ＳＷ３がオンのときには、スイッチング素子ＳＷ４がオフである。
【0039】
上述のようにスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が駆動することにより、インバータ部１０とモータＭとの間に交流電流を流すことができる。
【0040】
なお、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、それぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ４が電気的に並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４とは別部品であってもよいし、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の寄生ダイオードであってもよい。
【0041】
平滑コンデンサ２０は、直流電源２から出力される直流電力を充電するとともに、直流電流を平滑化する。また、平滑コンデンサ２０は、インバータ部１０から出力される電力を充電する。
【0042】
ダイオード３０は、ツェナーダイオードである。ダイオード３０は、インバータ部１０に供給する電圧を一定にする。
【0043】
電源保護部４０は、インバータ部１０が回生モードで動作している場合に直流電源２に電流が逆流することを防止する。電源保護部４０は、後述の駆動制御部５０でインバータ部１０が力行モードで動作していると判定された際にはオンである一方、駆動制御部５０でインバータ部１０が回生モードで動作していると判定された際にはオフである電流制御用スイッチング素子４１を有する。電源保護部４０は、電流制御用スイッチング素子４１を駆動制御する駆動制御用スイッチング素子４２も有する。
【0044】
本実施形態では、電流制御用スイッチング素子４１は、例えばＰチャンネルＦＥＴである。駆動制御用スイッチング素子４２は、例えばトランジスタである。駆動制御用スイッチング素子４２のコレクタ側が電流制御用スイッチング素子４１のゲートに電気的に接続されている。これにより、駆動制御用スイッチング素子４２が導通状態になると、電流制御用スイッチング素子４１がオン状態になる。一方、駆動制御用スイッチング素子４２が非導通状態の場合には、電流制御用スイッチング素子４１はオフ状態である。
【0045】
電源保護部４０は、抵抗４３，４４と、ダイオード４５，４６とを有する。抵抗４４及びダイオード４５，４６は、電流制御用スイッチング素子４１のゲート−ソース間に対して電気的に並列に接続されている。抵抗４３は、駆動制御用スイッチング素子４２のコレクタに対し、電気的に直列に接続されている。
【0046】
なお、電流制御用スイッチング素子４１には、ダイオード４７が電気的に並列に接続されている。
【0047】
駆動制御用スイッチング素子４２のゲートには、後述する駆動制御部５０で生成された制御信号が入力される。駆動制御部５０は、インバータ部１０の入力側に設けられたシャント抵抗６０で計測される電流値に基づいて、インバータ部１０が力行モードで動作しているか回生モードで動作しているかを判定する。すなわち、駆動制御部５０は、本発明の動作モード判定部としても機能する。
【0048】
駆動制御部５０は、インバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、前記制御信号を生成して駆動制御用スイッチング素子４２のゲートに出力する。前記制御信号は、インバータ部１０が力行モードで動作している場合に、駆動制御用スイッチング素子４２をオンにする信号であり、インバータ部１０が回生モードで動作している場合に、駆動制御用スイッチング素子４２をオフにする信号である。
【0049】
双方向チョッパ回路１４０は、平滑コンデンサ２０に対して電気的に並列に接続されている。双方向チョッパ回路１４０は、インバータ部１０から出力される電力を充電する一方、充電した電力をインバータ部１０に供給する。
【0050】
双方向チョッパ回路１４０は、出力用コンデンサ１４１と、リアクトル１４２と、降圧用スイッチング素子１４３と、昇圧用スイッチング素子１４４とを有する。
【0051】
出力用コンデンサ１４１及びリアクトル１４２は、電気的に直列に接続されている。降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４は、電気的に直列に接続されている。降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４の中点には、電気的に直列に接続された出力用コンデンサ１４１及びリアクトル１４２が接続されている。電気的に直列に接続された出力用コンデンサ１４１及びリアクトル１４２は、昇圧用スイッチング素子１４４に対して電気的に並列に接続されている。
【0052】
降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４は、例えばＮチャネルＦＥＴである。なお、降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４は、それぞれ、スイッチング動作が可能な他のスイッチング素子であってもよい。降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４には、それぞれ、第１ダイオード１４５及び第２ダイオード１４６が電気的に並列に接続されている。降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４は、本発明のチョッパ回路用スイッチング素子に対応する。
【0053】
降圧用スイッチング素子１４３がオフ状態で且つ昇圧用スイッチング素子１４４がオンオフを繰り返す状態のときには、双方向チョッパ回路１４０は昇圧チョッパ回路として機能する。一方、昇圧用スイッチング素子１４４がオフ状態で且つ降圧用スイッチング素子１４３がオンオフを繰り返す状態のときには、双方向チョッパ回路１４０は降圧チョッパ回路として機能する。また、降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４がオンオフを繰り返す状態のときには、双方向チョッパ回路１４０は昇降圧チョッパ回路として機能する。
【0054】
双方向チョッパ回路１４０では、後述のチョッパ回路制御部１５０によってインバータ部１０が力行モードで動作していると判定された場合、降圧用スイッチング素子１４３がオフ状態で且つ昇圧用スイッチング素子１４４がオン状態になる。これにより、双方向チョッパ回路１４０は、昇圧チョッパ回路として機能し、出力用コンデンサ１４１からインバータ部１０に電力を供給する。すなわち、このときの双方向チョッパ回路１４０は、出力モードで動作する。よって、このときの降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４の駆動モードは、出力モードである。
【0055】
一方、双方向チョッパ回路１４０では、後述のチョッパ回路制御部１５０によってインバータ部１０が回生モードで動作していると判定された場合、降圧用スイッチング素子１４３がオン状態で且つ昇圧用スイッチング素子１４４がオフ状態になる。これにより、双方向チョッパ回路１４０は、降圧チョッパ回路として機能し、出力用コンデンサ１４１に電力を充電する。すなわち、このときの双方向チョッパ回路１４０は、充電モードで動作する。よって、このときの降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４の駆動モードは、充電モードである。
【0056】
降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４に対する制御信号は、インバータ部１０の入力電流に基づいて、チョッパ回路制御部１５０によって生成される。すなわち、チョッパ回路制御部１５０によって生成された制御信号は、降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４のそれぞれのゲートに入力される。
【0057】
チョッパ回路制御部１５０は、バンドパスフィルタ（図１では、ＢＰＦ）１５１と、ローパスフィルタ（図１では、ＬＰＦ）１５２と、演算器１５３と、ＰＩ演算部１５４と、三角波比較部１５５とを有する。
【0058】
バンドパスフィルタ１５１は、シャント抵抗６０で計測されるインバータ部１０の入力電流の信号をフィルタ処理する。具体的には、バンドパスフィルタ１５１は、インバータ部１０のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４が駆動した際に生じるリプル成分をカットするローパスフィルタ機能と、前記入力電流の直流成分をカットするハイパスフィルタ機能とを有する。
【0059】
ところで、インバータ部１０に流れる電流は、ローパスフィルタ等によりリプル成分がカットされると、図２に実線で示すような波形を有する。すなわち、インバータ部１０に流れる電流は、インバータ部１０の力行モードと回生モードとで、電流値の正負が逆転するような電流波形を有する。インバータ部１０の回生モードでは、モータＭのメカロスや、インバータ部１０のダイオードＤ１〜Ｄ４によって生じる損失によって、インバータ部１０の力行モードよりも、インバータ部１０に流れる電流が少ない。よって、図２に実線で示すように、回生モード時にインバータ部１０に流れる電流の絶対値は、力行モード時にインバータ部１０に流れる電流の絶対値よりも小さい。
【0060】
そのため、インバータ部１０が回生モードで動作している際に、インバータ部１０から出力される電力を出力用コンデンサ１４１に充電しても、インバータ部１０が力行モードで動作している際に、出力用コンデンサ１４１からインバータ部１０に十分な電力を供給できない可能性がある。この場合には、平滑コンデンサ２０からインバータ部１０に供給する電力量にばらつきが生じるため、平滑コンデンサ２０の電圧変動が生じる可能性がある。
【0061】
これに対し、上述のバンドパスフィルタ１５１のハイパスフィルタ機能によって、図２に破線で示すように、インバータ部１０の入力電流から得られる信号波形を、絶対値が小さくなるようにオフセットさせることができる。
【0062】
このように、バンドパスフィルタ１５１によって、前記信号波形をオフセットさせることにより、力行モードと回生モードで同一の振幅になるような電流の信号波形が得られる。そして、このように前記信号波形をオフセットさせることにより、後述するように、インバータ部１０が力行モードで動作している期間の一部において、双方向チョッパ回路１４０は、回生モード時の動作を行ことができる。
【0063】
これにより、出力用コンデンサ１４１で十分な電力を充電することができる。よって、インバータ部１０が力行モードで動作する際に、出力用コンデンサ１４１からインバータ部１０に十分な電力を供給することができる。
【0064】
ローパスフィルタ１５２は、双方向チョッパ回路１４０に流れる電流から、リプル成分を除去する。
【0065】
演算器１５３は、バンドパスフィルタ１５１から出力された信号から、ローパスフィルタ１５２から出力された信号を減算し、それらの差分を求める。この差分は、ＰＩ演算部１５４で演算処理された後、三角波比較部１５５によって、基準信号である三角波と比較される。これにより、降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４のゲートに入力される制御信号が生成される。
【0066】
なお、降圧用スイッチング素子１４３のゲートに入力される制御信号と、昇圧用スイッチング素子１４４に入力される制御信号とは、逆の信号である。すなわち、降圧用スイッチング素子１４３のゲートに入力される制御信号がオン信号の場合には、昇圧用スイッチング素子１４４に入力される制御信号はオフ信号である。また、降圧用スイッチング素子１４３のゲートに入力される制御信号がオフ信号の場合には、昇圧用スイッチング素子１４４に入力される制御信号はオン信号である。
【0067】
換言すると、チョッパ回路制御部１５０は、インバータ部１０及び双方向チョッパ回路１４０に流れる電流に基づいて、インバータ部１０の動作モードが力行モードであるか回生モードであるかを判定する。チョッパ回路制御部１５０は、インバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、双方向チョッパ回路１４０の降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４を駆動させるための制御信号を生成する。チョッパ回路制御部１５０は、インバータ部１０の動作モードを判定する動作モード判定部として機能する。
【0068】
なお、駆動制御部５０及びチョッパ回路制御部１５０は、一体の制御部によって構成されていてもよいし、共通の制御部であってもよい。
【0069】
（電力変換装置の動作）図３は、インバータ部１０が力行モードで動作している場合の電流の流れを実線矢印で示す図である。図４は、インバータ部１０が回生モードで動作している場合の電流の流れを実線矢印で示す図である。
【0070】
駆動制御部５０によってインバータ部１０が力行モードで動作していると判定された場合に、駆動制御用スイッチング素子４２がオン状態になる。よって、電流制御用スイッチング素子４１はオン状態である。したがって、インバータ部１０が力行モードで動作している場合には、直流電源２及び平滑コンデンサ２０からインバータ部１０に直流電力を供給する。
【0071】
一方、駆動制御部５０によってインバータ部１０が回生モードで動作していると判定された場合に、駆動制御用スイッチング素子４２はオフ状態になる。よって、電流制御用スイッチング素子４１はオフ状態である。したがって、インバータ部１０が回生モードで動作している場合には、直流電源２とインバータ部１０との間には電流が流れない。このときには、インバータ部１０から平滑コンデンサ２０に回生エネルギーが電力として供給される。よって、インバータ部１０が回生モードで動作している場合には、インバータ部１０で生じた電力が平滑コンデンサ２０に充電される。
【0072】
このように、インバータ部１０の動作モードに応じて、電源保護部４０の電流制御用スイッチング素子４１を駆動させることにより、ダイオードを用いて逆接保護回路を構成する場合に比べて、損失を低減することができる。
【0073】
また、チョッパ回路制御部１５０によって、インバータ部１０が力行モードで動作していると判定された場合には、直流電源２、平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１から、インバータ部１０に電力が供給される。このとき、チョッパ回路制御部１５０は、双方向チョッパ回路１４０の降圧用スイッチング素子１４３をオフにするとともに昇圧用スイッチング素子１４４をオンにする制御信号を生成する。すなわち、双方向チョッパ回路１４０は、昇圧チョッパ回路として機能し、出力モードとして動作する。
【0074】
一方、チョッパ回路制御部１５０によって、インバータ部１０が回生モードで動作していると判定された場合には、インバータ部１０で生じた電力が平滑コンデンサ２０だけでなく、出力用コンデンサ１４１にも充電される。このとき、チョッパ回路制御部１５０は、双方向チョッパ回路１４０の降圧用スイッチング素子１４３をオンにするとともに昇圧用スイッチング素子１４４をオフにする制御信号を生成する。すなわち、双方向チョッパ回路１４０は、降圧チョッパ回路として機能し、充電モードとして動作する。
【0075】
図５は、インバータ部１０が力行モードで動作している一部の期間において、チョッパ回路制御部１５０が回生モードの際の制御信号を生成した場合に、電力変換装置１内に流れる電流を矢印で示す図である。すなわち、図５は、既述のようにチョッパ回路制御部１５０のバンドパスフィルタ１５１によってインバータ部１０の入力電流から得られる信号波形をオフセットさせることにより、チョッパ回路制御部１５０がインバータ部１０の力行モードの一部の期間を回生モードと判定した場合に、電力変換装置１内に流れる電流を矢印で示す図である。
【0076】
図５に示すように、直流電源２からインバータ部１０に直流電力を供給するとともに、直流電源２から平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１に対しても直流電力を供給する。これにより、インバータ部１０が力行モードで動作している期間のうち一部の期間でも、平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１に直流電力を充電することができる。よって、インバータ部１０が回生モードで動作する場合に、平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１からインバータ部１０に対して十分な直流電力を供給することができる。
【0077】
これにより、インバータ部１０が力行モードで動作している場合に消費する電力と、インバータ部１０が回生モードで動作している場合に平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１に充電される電力とのアンバランスを少なくすることができる。よって、直流電源２とインバータ部１０との接続ライン（電源ライン）の電圧変動を抑制できる。したがって、平滑コンデンサ２０の電圧を精度良く平滑化できる。
【0078】
図６は、出力コンデンサ電圧の変動、電源ラインの電圧変動及びインバータ部１０に流れる電流の変動を示す図である。この図において、電流及び電圧のゼロ点は、それぞれ、０ｃ、０ｖである。また、図６において、電流の波形はリプル成分をカットした波形である。図６では、比較のために、本実施形態のチョッパ回路制御部１５０を用いた場合（図では、“ＢＰＦの場合”と記載）と、チョッパ回路制御部１５０においてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５１の代わりにローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いた場合（図では、“ＬＰＦの場合”と記載）における、各電圧の変動及び電流の変動を示す。
【0079】
図６に示すように、本実施形態のチョッパ回路制御部１５０がバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５１を有することで、インバータ部１０に流れる電流における正負のバランスを改善できるとともに、出力コンデンサ電圧及び電源ライン電圧の変動を抑制することができる。したがって、上述のように、平滑コンデンサ２０の電圧を精度良く平滑化できる。
【0080】
しかも、インバータ部１０が力行モードで動作している期間のうち一部の期間でも、出力用コンデンサ１４１に電力を充電することにより、出力用コンデンサ１４１の電圧変動を大きくする一方、平滑コンデンサ２０の電圧変動を抑制することができる。これにより、平滑コンデンサ２０として小容量のコンデンサを用いることができる。よって、電力変換装置１０１の小型化を図れる。
【0081】
なお、本実施形態のバンドパスフィルタ１５１は、前記出力モードで出力用コンデンサ１４１から出力される直流電力と、前記充電モードで出力用コンデンサ１４１を充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、インバータ部１０の入力側の電流を演算処理するのが好ましい。この場合には、制御部１５０の判定結果を変更することができる。したがって、チョッパ回路制御部１５０の判定結果に応じて、出力用コンデンサ１４１に対する直流電力の充電または出力を容易に切り替えることができる。
【0082】
本実施形態の電力変換装置１は、直流電源２から供給される直流電力によって、力行モード及び回生モードで交互に周期的に動作するインバータ部１０と、直流電源２及びインバータ部１０に対して電気的に並列に接続され、インバータ部１０の入力側の電流を平滑化する平滑コンデンサ２０と、インバータ部１０の動作モードを判定する駆動制御部５０及びチョッパ回路制御部１５０と、駆動制御部５０によるインバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、通電または非通電を制御することにより、直流電源２に電流が逆流することを防止する電源保護部４０と、平滑コンデンサ２０に対して電気的に並列に接続され、降圧用スイッチング素子１４３、昇圧用スイッチング素子１４４及び出力用コンデンサ１４１を有する双方向チョッパ回路１４０と、を備える。
【0083】
このように、駆動制御部５０によってインバータ部１０の動作モードを判定して、その判定結果に応じて電源保護部４０の通電または非通電を制御することにより、直流電源２に電流が逆流することを防止できる。
【0084】
しかも、本実施形態の構成では、平滑コンデンサ２０に対して電気的に並列に接続された双方向チョッパ回路１４０において、チョッパ回路制御部１５０によるインバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４を、出力用コンデンサ１４１から直流電力を出力する出力モードと、出力用コンデンサ１４１で直流電力を充電する充電モードとに切り替える。これにより、平滑コンデンサ２０の電圧を精度良く平滑化できる。
【0085】
すなわち、上述の構成により、インバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、双方向チョッパ回路１４０の出力用コンデンサ１４１に直流電力を充電できるとともに、出力用コンデンサ１４１から直流電力を出力できる。したがって、例えば、インバータ部１０が回生モードで動作していると判定された場合には、出力用コンデンサ１４１に直流電力を充電し、インバータ部１０が力行モードで動作していると判定された場合には、出力用コンデンサ１４１から直流電力を出力できる。
【0086】
また、チョッパ回路制御部１５０は、インバータ部１０が力行モードで動作している期間の一部を回生モードとして判定する。このように、インバータ部１０の動作モードを判定する際に、インバータ部１０の力行モードの一部を回生モードとして判定することで、双方向チョッパ回路１４０の出力用コンデンサ１４１に多くの直流電力を充電できる。これにより、回生モードで出力用コンデンサ１４１に充電する直流電力と、力行モードで出力用コンデンサ１４１から出力する直流電力とをバランスさせることが可能になる。
【0087】
したがって、回生モードと力行モードとにおいて、直流電源２とインバータ部１０との間で生じる電圧変動を抑制できる。よって、平滑コンデンサ２０の電圧を精度良く平滑化できる。また、回生モードで出力用コンデンサ１４１によって回収される直流電力が増えるため、スイッチング素子などの各種素子に、耐圧が高い素子を用いる必要がなくなる。
【0088】
また、電源保護部４０は、直流電源２とインバータ部１０との間に流れる電流を制御する電流制御用スイッチング素子４１と、駆動制御部５０の動作モードの判定結果に応じてオンまたはオフに切り替わることにより、電流制御用スイッチング素子４１の駆動を制御する駆動制御用スイッチング素子４２と、を備える。
【0089】
これにより、インバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、直流電源２とインバータ部１０との間に流れる電流を制御する電流制御用スイッチング素子４１の駆動を、より精度良く制御することができる。しかも、駆動制御用スイッチング素子４２を用いて電流制御用スイッチング素子４１の駆動を制御することにより、直流電源２の逆接保護回路がダイオードによって構成されている場合に比べて、回路で生じる損失を低減できる。
【0090】
なお、チョッパ回路制御部１５０のバンドパスフィルタ１５１は、前記出力モードで出力用コンデンサ１４１から出力される直流電力と、前記充電モードで出力用コンデンサ１４１を充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、インバータ部１０の入力側の電流を演算処理してもよい。この場合、チョッパ回路制御部１５０は、バンドパスフィルタ１５１によって演算処理された電流を用いて、インバータ部１０の動作モードを判定する。
【0091】
これにより、インバータ部１０の動作モードを判定するチョッパ回路制御部１５０の構成を容易に実現することができる。すなわち、出力モードで出力用コンデンサ１４１から出力される直流電力と、充電モードで出力用コンデンサ１４１を充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、インバータ部１０の入力側の電流をバンドパスフィルタ１５１によって演算処理することにより、チョッパ回路制御部１５０の判定結果を変更することができる。したがって、チョッパ回路制御部１５０の判定結果に応じて、出力用コンデンサ１４１に対する直流電力の充電または出力を容易に切り替えることができる。
【0092】
［実施形態２］（全体構成）
図７は、本発明の実施形態２に係る電力変換装置１０１の概略構成を示す図である。この電力変換装置１０１は、双方向チョッパ回路１４０及びチョッパ回路制御部１５０を有さない点で、実施形態１の電力変換装置１の構成と異なる。以下では、実施形態１と同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【0093】
電力変換装置１０１は、インバータ部１０と、平滑コンデンサ２０と、ダイオード３０と、電源保護部４０と、駆動制御部５０とを有する。インバータ部１０、平滑コンデンサ２０、ダイオード３０、電流調整部４０及び駆動制御部５０の各構成は、実施形態１の各構成と同じである。
【0095】
インバータ部１０が力行モードで動作していると駆動制御部５０によって判定された場合に、駆動制御用スイッチング素子４２がオン状態になる。よって、電流制御用スイッチング素子４１はオン状態である。したがって、インバータ部１０が力行モードで動作している場合には、直流電源２及び平滑コンデンサ２０からインバータ部１０に直流電力が供給される。
【0096】
一方、インバータ部１０が回生モードで動作していると駆動制御部５０によって判定された場合に、駆動制御用スイッチング素子４２がオフ状態である。よって、電流制御用スイッチング素子４１はオフ状態である。したがって、インバータ部１０が回生モードで動作している場合には、直流電源２とインバータ部１０との間には電流が流れない。このときには、インバータ部１０から平滑コンデンサ２０に回生エネルギーが電力として供給される。よって、インバータ部１０が回生モードで動作している場合には、インバータ部１０で生じた電力が平滑コンデンサ２０に充電される。
【0097】
本実施形態の電力変換装置１０１は、直流電源２とインバータ部１０との間に流れる電流を制御する電流制御用スイッチング素子４１と、駆動制御部５０によるインバータ部１０の動作モードの判定結果に応じてオンまたはオフに切り替わることにより、電流制御用スイッチング素子４１の駆動を制御する駆動制御用スイッチング素子４２と、を備える。
【0098】
これにより、インバータ部１０が回生モードで動作していると駆動制御部５０によって判定された場合には、電流制御用スイッチング素子４１をオフ状態にして直流電源２とインバータ部１０との間に電流が流れないようにすることで、直流電源２に電流が逆流するのを防止できる。
【0099】
しかも、インバータ部１０の動作モードに応じて、駆動制御用スイッチング素子４２を駆動させることにより、電流制御用スイッチング素子４１をより精度良く制御することができる。さらに、ダイオードを用いて逆接保護回路を構成する場合に比べて、回路で生じる損失を低減することができる。
【0100】
［実施形態３］図１０は、本発明の実施形態３に係る電力変換装置２０１の概略構成を示すブロック図である。この電力変換装置２０１は、電源保護部４０を有さない点で、実施形態１の電力変換装置１の構成と異なる。以下では、実施形態１と同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【0101】
電力変換装置２０１は、インバータ部１０と、平滑コンデンサ２０と、ダイオード１３０と、双方向チョッパ回路１４０と、チョッパ回路制御部１５０とを有する。インバータ部１０、平滑コンデンサ２０、ダイオード１３０、双方向チョッパ回路１４０及びチョッパ回路制御部１５０の各構成は、実施形態１の各構成と同じである。
【0102】
図１１は、インバータ部１０が力行モードで動作している場合の電流の流れを実線矢印で示す図である。図１２は、インバータ部１０が回生モードで動作している場合の電流の流れを実線矢印で示す図である。
【0103】
インバータ部１０が力行モードで動作しているとチョッパ回路制御部１５０によって判定された場合には、直流電源２、平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１から、インバータ部１０に電力が供給される。このとき、チョッパ回路制御部１５０は、電流調整部１４０の降圧用スイッチング素子１４３をオフにするとともに昇圧用スイッチング素子１４４をオンにする制御信号を生成する。
【0104】
インバータ部１０が回生モードで動作しているとチョッパ回路制御部１５０によって判定された場合には、インバータ部１０で生じた電力が平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１に充電される。このとき、チョッパ回路制御部１５０は、電流調整部１４０の降圧用スイッチング素子１４３をオンにするとともに昇圧用スイッチング素子１４４をオフにする制御信号を生成する。
【0105】
図１３は、インバータ部１０が力行モードで動作している一部の期間において、チョッパ回路制御部１５０が回生モードの際の制御信号を生成した場合に、電力変換装置１０１内に流れる電流を矢印で示す図である。すなわち、図１３は、既述のようにチョッパ回路制御部１５０のバンドパスフィルタ１５１によってインバータ部１０の入力電流から得られる信号波形をオフセットさせることにより、チョッパ回路制御部１５０がインバータ部１０の力行モードの一部の期間を回生モードと判定した場合に、電力変換装置１０１内に流れる電流を矢印で示す図である。
【0106】
図１３に示すように、直流電源２からインバータ部１０に直流電力が供給されるとともに、直流電源２から平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１に対しても直流電力が供給される。これにより、インバータ部１０が力行モードで動作している期間のうち一部の期間でも、平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１に直流電力を充電することができる。よって、インバータ部１０が回生モードで動作する場合に、平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１からインバータ部１０に対して十分な直流電力を供給することができる。
【0107】
これにより、インバータ部１０が力行モードで動作している場合に消費する電力と、インバータ部１０が回生モードで動作している場合に平滑コンデンサ２０及び出力用コンデンサ１４１に充電される電力とのアンバランスを少なくすることができる。よって、直流電源２とインバータ部１０との接続ライン（電源ライン）の電圧変動を抑制できる。したがって、電力変換装置１０１の電源ラインにおける電流品質を向上することができる。
【0108】
しかも、インバータ部１０が力行モードで動作している期間のうち一部の期間でも、出力用コンデンサ１４１に電力を充電することにより、出力用コンデンサ１４１の電圧変動を大きくする一方、平滑コンデンサ２０の電圧変動を抑制することができる。これにより、平滑コンデンサ２０として小容量のコンデンサを用いることができる。よって、電力変換装置１０１の小型化を図れる。
【0109】
本実施形態の構成では、平滑コンデンサ２０に対して電気的に並列に接続された双方向チョッパ回路１４０は、降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４を含む。双方向チョッパ回路１４０は、昇圧用スイッチング素子１４４に対して電気的に並列に接続された出力用コンデンサ１４１を備える。チョッパ回路制御部１５０は、インバータ部１０の力行モードの一部を回生モードとして判定するように構成されている。前記降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４は、チョッパ回路制御部１５０によるインバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、出力用コンデンサ１４１から直流電力を出力する出力モードと、出力用コンデンサ１４１で直流電力を充電する充電モードとを切り替えるように動作する。
【0110】
これにより、チョッパ回路制御部１５０によるインバータ部１０の動作モードの判定結果に応じて、双方向チョッパ回路１４０の出力用コンデンサ１４１に直流電力を充電できるとともに、出力用コンデンサ１４１から直流電力を出力できる。したがって、例えば、チョッパ回路制御部１５０によってインバータ部１０が回生モードで動作していると判定されたときには、出力用コンデンサ１４１に直流電力を充電し、チョッパ回路制御部１５０によってインバータ部１０が力行モードで動作していると判定されたときには、出力用コンデンサ１４１から直流電力を出力できる。
【0111】
しかも、チョッパ回路制御部１５０によってインバータ部１０の動作モードを判定する際に、インバータ部１０の力行モードの一部を回生モードとして判定することで、出力用コンデンサ１４１に多くの直流電力を充電することができる。これにより、回生モードで出力用コンデンサ１４１に充電する直流電力と、力行モードで出力用コンデンサ１４１から出力する直流電力とをバランスさせることが可能になる。
【0112】
したがって、回生モードと力行モードとにおいて、直流電源２とインバータ部１０との間の電源ラインで電圧変動が生じることを防止できる。よって、平滑コンデンサ２０の電圧を精度良く平滑化できる。また、回生モードで出力用コンデンサ１４１によって回収される直流電力が増えるため、スイッチング素子などの各種素子に、耐圧が高い素子を用いる必要がなくなる。
【0113】
（その他の実施形態）以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。
【0114】
前記実施形態１、２では、駆動制御部５０は、インバータ部１０に流れる電流を用いて、インバータ部１０の動作モードを判定している。前記実施形態１、３では、チョッパ回路制御部１５０は、インバータ部１０に流れる電流を用いて、インバータ部１０の動作モードを判定している。
【0115】
しかしながら、駆動制御部は、インバータ部の電圧に基づいて、インバータ部の動作モードを判定してもよい。チョッパ回路制御部は、インバータ部の電圧に基づいて、インバータ部の動作モードを判定してもよい。
【0116】
前記実施形態１、２では、電流制御用スイッチング素子４１は、ＰチャンネルＦＥＴである。駆動制御用スイッチング素子４２は、例えばトランジスタである。しかしながら、電流制御用スイッチング素子及び駆動制御用スイッチング素子は、それぞれ、スイッチング動作が可能な他の素子であってもよい。
【0117】
前記実施形態１、３では、チョッパ回路制御部１５０のバンドパスフィルタ１５１は、インバータ部１０の入力側の電流を演算処理する。しかしながら、バンドパスフィルタは、インバータ部の入力側の電圧を演算処理してもよい。
【0118】
前記実施形態１、３では、チョッパ回路制御部１５０は、インバータ部１０に流れる電流を、バンドパスフィルタ１５１で処理した後、ローパスフィルタ１５２で処理された値との差分を求めている。しかしながら、制御部は、バンドパスフィルタの代わりに、ローパスフィルタ及びテーブルデータを組み合わせた構成を有していてもよい。
【0119】
図１４は、バンドパスフィルタの代わりに、ローパスフィルタ３５１及びテーブルデータを組み合わせた構成を有するチョッパ回路制御部３５０の一例を示すブロック図である。図１４に示すように、チョッパ回路制御部３５０は、ローパスフィルタ３５１，１５２と、演算器１５３と、ＰＩ演算部１５４と、三角波比較部１５５と、テーブルデータ格納部３５６とを有する。ローパスフィルタ１５２、演算器１５３、ＰＩ演算部１５４及び三角波比較部１５５は、実施形態１、３と同様である。よって、それらの構成の詳しい説明は省略する。符号３０１は、電力変換装置である。
【0120】
ローパスフィルタ３５１は、インバータ部１０の入力電流の波形において、リプル成分を除去する。
【0121】
テーブルデータ格納部３５６は、双方向チョッパ回路１４０の入出力電圧Ｖｃ（以下、平滑コンデンサ電圧）及び直流電源の電圧Ｖｄ（以下、入力電圧という）と、出力信号との組み合わせが格納されている。テーブルデータ格納部３５６は、例えば記憶装置によって構成される。
【0122】
図１５は、テーブルデータ格納部３５６に格納されるデータの一例を示す。テーブルデータ格納部３５６は、図１１に示すようなデータから、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ及び入力電圧Ｖｄに対応する出力信号を出力する。テーブルデータ格納部３５６から出力された信号は、ローパスフィルタ３５１でリプル成分が除去された信号に加算される。これにより、双方向チョッパ回路１４０の降圧用スイッチング素子１４３及び昇圧用スイッチング素子１４４の駆動に、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ及び入力電圧Ｖｄを考慮することができる。
【0123】
チョッパ回路制御部３５０は、出力モードで出力用コンデンサ１４１から出力される直流電力と、充電モードで出力用コンデンサ１４１を充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、入力電圧Ｖｄと平滑コンデンサ電圧Ｖｃとを比較して、前記インバータ部の動作モードを判定する。
【0124】
このように、出力モードで出力用コンデンサ１４１から出力される直流電力と、充電モードで出力用コンデンサ１４１を充電する直流電力とが同等のエネルギー量になるように、インバータ部１０の動作モードを判定することで、チョッパ回路制御部３５０の判定結果を変更することができる。したがって、チョッパ回路制御部３５０の判定結果に応じて、出力用コンデンサ１４１に対する直流電力の充電または出力を容易に切り替えることができる。
【0125】
なお、テーブルデータ格納部３５６に格納されているデータは、図１５に示すデータ以外のデータであってもよい。また、テーブルデータ格納部３５６で出力信号を選択する際に用いる平滑コンデンサ電圧Ｖｃ及び入力電圧Ｖｄの少なくとも一方は、出力用コンデンサ１４１の充電期間の平均値であってもよい。
【0126】
前記実施形態１、３では、チョッパ回路制御部１５０は、バンドパスフィルタ１５１を有する。バンドパスフィルタにおける通過帯域の周波数が変更可能であってもよい。例えば、インバータ部の入力電流の周波数に応じて、バンドパスフィルタの通過帯域の周波数が変更可能であってもよい。このように、バンドパスフィルタの通過帯域の周波数を変更可能にすることで、より広い周波数の範囲で機能するフィルタを実現できる。
【産業上の利用可能性】
【0127】
本発明は、直流電源から供給される直流電力によって動作するインバータ部を備える電力変換装置に利用可能である。
【符号の説明】
【0128】
１、１０１、２０１、３０１ 電力変換装置２ 直流電源
１０ インバータ部
２０ 平滑コンデンサ
３０ ダイオード
４０、１４０ 電流調整部
４１ 電流制御用スイッチング素子
４２ 駆動制御用スイッチング素子
４３、４４ 抵抗
４５、４６、４７、１３０ ダイオード
５０ 駆動制御部（動作モード判定部）
１５０、３５０ チョッパ回路制御部（動作モード判定部）
１４１ 出力用コンデンサ
１４２ リアクトル
１４３ 降圧用スイッチング素子（チョッパ回路用スイッチング素子）
１４４ 昇圧用スイッチング素子（チョッパ回路用スイッチング素子）
１４５ 第１ダイオード
１４６ 第２ダイオード
１５１ バンドパスフィルタ（フィルタ）
１５２、３５１ ローパスフィルタ
１５３ 演算器
１５４ ＰＩ演算部
１５５ 三角波比較部
３５６ テーブルデータ格納部
Ｍ モータ
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード