特開 2021-27673 モータ制御装置、ステアリング装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】特開2021-27673(P2021-27673A)

(43)【公開日】2021年2月22日

(54)【発明の名称】モータ制御装置、ステアリング装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 6/16 20160101AFI20210125BHJP

   B62D 6/00 20060101ALI20210125BHJP

   B62D 5/04 20060101ALI20210125BHJP

   B62D 101/00 20060101ALN20210125BHJP

   B62D 119/00 20060101ALN20210125BHJP

   B62D 137/00 20060101ALN20210125BHJP

【ＦＩ】

   H02P6/16

   B62D6/00

   B62D5/04

   B62D101:00

   B62D119:00

   B62D137:00

【審査請求】未請求

【請求項の数】7

【出願形態】ＯＬ

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2019-143235(P2019-143235)

(22)【出願日】2019年8月2日

(71)【出願人】

【識別番号】000146010

【氏名又は名称】株式会社ショーワ

(74)【代理人】

【識別番号】100104880

【弁理士】

【氏名又は名称】古部 次郎

(74)【代理人】

【識別番号】100125346

【弁理士】

【氏名又は名称】尾形 文雄

(72)【発明者】

【氏名】柴川 勢竜

【テーマコード（参考）】

3D232

3D333

5H560

【Ｆターム（参考）】

3D232CC09

3D232CC27

3D232DA15

3D232DA23

3D232DA63

3D232DA64

3D232DC04

3D232DD10

3D232DD17

3D232EB11

3D232EC23

3D232GG01

3D333CB02

3D333CB15

3D333CC06

3D333CE16

3D333CE19

5H560AA10

5H560BB04

5H560BB12

5H560DA05

5H560DB20

5H560DC03

5H560DC12

5H560EB01

5H560EC01

5H560JJ13

5H560RR03

5H560SS02

5H560TT09

5H560TT11

5H560TT15

5H560UA05

5H560XA02

5H560XA12

5H560XA13

5H560XA15

(57)【要約】

【課題】検出部からの出力信号に乗っているノイズがモータの制御値に与える影響を低減することができる技術を提供する。
【解決手段】制御装置１０は、電動モータ１１０の駆動を制御するモータ駆動部３０への制御値を予め定められた制御周期で設定するモータ駆動制御部２０と、電動モータ１１０の回転角度を検出する回転角度センサ１２０が出力した値を取得値として取得し、取得値を用いてモータ１１０の電気角を算出した後に、算出した電気角の正弦値を算出し、正弦値を制御周期の所定回数分平均化した正弦値平均値を算出し、正弦値平均値を用いて、出力値を出力する回転角度出力部５０と、を有し、モータ駆動制御部２０は、出力値を用いて、制御値を設定する。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

モータの駆動を制御する駆動部への制御値を予め定められた制御周期で設定する設定部と、
前記モータの回転角度を検出する検出部が出力した値を取得値として取得し、前記取得値を用いて前記モータの電気角を算出した後に、算出した前記電気角の正弦値を算出し、前記正弦値を前記制御周期の所定回数分平均化した正弦値平均値を算出し、前記正弦値平均値を用いて、出力値を出力する回転角度出力部と、を有し、
前記設定部は、前記出力値を用いて、前記制御値を設定する
モータ制御装置。

【請求項2】

前記回転角度出力部は、前記正弦値を平均化した後の位相遅れを考慮して前記電気角を補正し、補正した後の前記電気角を用いて前記正弦値を算出する
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項3】

前記回転角度出力部は、前記正弦値を平均化した後の振幅の減衰を考慮して前記正弦値平均値を補正し、補正した後の前記制限値平均値を前記出力値とする
請求項１又は２に記載のモータ制御装置。

【請求項4】

モータの駆動を制御する駆動部への制御値を予め定められた制御周期で設定する設定部と、
前記モータの回転角度を検出する検出部が出力した値を取得値として取得し、前記取得値を前記制御周期の所定回数分平均化した取得値平均値を算出し、前記取得値平均値を用いて前記モータの電気角を算出した後に、算出した前記電気角の正弦値を出力値として出力する回転角度出力部と、を有し、
前記設定部は、前記出力値を用いて、前記制御値を設定する
請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項5】

前記回転角度出力部は、前記取得値を平均化した後の前記電気角の位相遅れを考慮して前記電気角を補正し、補正した後の前記電気角を用いて前記正弦値を算出する
請求項４に記載のモータ制御装置。

【請求項6】

前記回転角度出力部は、前記取得値を平均化した後の振幅の減衰を考慮して前記取得値平均値を補正し、補正した後の前記取得値平均値を用いて前記電気角を算出する
請求項４又は５に記載のモータ制御装置。

【請求項7】

車両のステアリングホイールの操舵に対してアシスト力を付与するモータと、
前記モータの駆動を制御する請求項１から６のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
を備えるステアリング装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モータ制御装置、ステアリング装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、モータ制御装置において、モータの回転位置センサからの出力信号を用いて、モータの駆動を制御する技術が提案されている。
例えば、特許文献１に記載のモータ制御装置は、以下のように構成されている。すなわち、モータ制御装置は、インバータ部（モータ駆動部）とモータ部とを備え、インバータ部は、モータの駆動電流を検出して電圧指令を出力する電流制御部と、出力された電圧指令に基づいてドライブ信号を出力する三相電圧変換部と、ドライブ信号をモータに供給するインバータ回路と、回転位置センサで検出した位相を補正する位相補正部とを備える。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１４−３６５３６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

回転位置センサ等のモータの回転角度を検出する検出部からの出力信号にノイズが乗っていると、その出力信号を用いて設定されたモータの制御値にもノイズが乗ってしまう。制御値にノイズが乗ると、モータに供給される電流が暴れ、モータの振動が悪化してしまう。
本発明は、検出部からの出力信号に乗っているノイズがモータの制御値に与える影響を低減することができるモータ制御装置等を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0005】

かかる目的のもと完成させた本発明は、モータの駆動を制御する駆動部への制御値を予め定められた制御周期で設定する設定部と、前記モータの回転角度を検出する検出部が出力した値を取得値として取得し、前記取得値を用いて前記モータの電気角を算出した後に、算出した前記電気角の正弦値を算出し、前記正弦値を前記制御周期の所定回数分平均化した正弦値平均値を算出し、前記正弦値平均値を用いて、出力値を出力する回転角度出力部と、を有し、前記設定部は、前記出力値を用いて、前記制御値を設定するモータ制御装置である。

【発明の効果】

【0006】

本発明によれば、検出部からの出力信号に乗っているノイズがモータの制御値に与える影響を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【0007】

【図1】第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概略構成の一例を示す図である。

【図2】制御装置のブロック図の一例である。

【図3】第１の実施形態に係る回転角度出力部のブロック図の一例である。

【図4】第１の実施形態に係る回転角度出力部が行う出力処理を示すフローチャートである。

【図5】（ａ）は、第１の実施形態に係る回転角度出力部から出力された出力値に対して高速フーリエ変換を行った振幅値を示す図である。（ｂ）は、比較例に係る制御装置の回転角度出力部から出力された出力値に対して高速フーリエ変換を行った振幅値を示す図である。（ｃ）は、回転角度センサから出力された正弦波信号（ｓｉｎ）に対して高速フーリエ変換を行った振幅値を示す図である。

【図6】（ａ）は、第１の実施形態に係る３相２軸変換部から出力されたｄ軸実電流に対して高速フーリエ変換を行った電流値を示す図である。（ｂ）は、第１の実施形態に係る３相２軸変換部から出力されたｄ軸実電流の時間変化を示す図である。（ｃ）は、比較例に係る３相２軸変換部から出力されたｄ軸実電流に対して高速フーリエ変換を行った電流値を示す図である。（ｄ）は、比較例に係る３相２軸変換部から出力されたｄ軸実電流の時間変化を示す図である。

【図7】第２の実施形態に係る回転角度出力部のブロック図の一例である。

【図8】第２の実施形態に係る回転角度出力部が行う出力処理を示すフローチャートである。

【図9】第３の実施形態に係る回転角度出力部のブロック図の一例である。

【図10】第３の実施形態に係る回転角度出力部が行う出力処理を示すフローチャートである。

【図11】（ａ）は、平均値を算出する前後の電気角及び振幅のズレを示す図である。（ｂ）は、平均値を、補正角度を用いて補正した状態を示す図である。（ｃ）は、平均値を、補正角度及び補正振幅係数を用いて補正した状態を示す図である。

【図12】第４の実施形態に係る回転角度出力部のブロック図の一例である。

【図13】第４の実施形態に係る回転角度出力部が行う出力処理を示すフローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0008】

以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置１００の概略構成の一例を示す図である。
電動パワーステアリング装置１００（以下、単に「ステアリング装置１００」と称する場合もある。）は、車両の進行方向を任意に変えるためのかじ取り装置であり、本実施の形態においては車両の一例としての自動車１に適用した構成を例示している。なお、図１は、自動車１を前方から見た図である。

【0009】

ステアリング装置１００は、自動車１の進行方向を変えるために運転者が操作する輪（ホイール）状のステアリングホイール（ハンドル）１０１と、ステアリングホイール１０１に一体的に設けられたステアリングシャフト１０２とを備える。また、ステアリング装置１００は、ステアリングシャフト１０２と自在継手１０３ａを介して連結された上部連結シャフト１０３と、この上部連結シャフト１０３と自在継手１０３ｂを介して連結された下部連結シャフト１０８とを備える。下部連結シャフト１０８は、ステアリングホイール１０１の回転に連動して回転する。

【0010】

また、ステアリング装置１００は、転動輪としての左右の前輪１５０それぞれに連結されたタイロッド１０４と、タイロッド１０４に連結されたラック軸１０５とを備える。また、ステアリング装置１００は、ラック軸１０５に形成されたラック歯１０５ａとともにラック・ピニオン機構を構成するピニオン１０６ａを備える。

【0011】

また、ステアリング装置１００は、ピニオンシャフト１０６を収納するステアリングギヤボックス１０７を有する。ピニオンシャフト１０６は、ステアリングギヤボックス１０７内にてトーションバー１１２を介して下部連結シャフト１０８と連結されている。ステアリングギヤボックス１０７の内部には、トーションバー１１２の捩れ量に基づいて、ステアリングホイール１０１に加えられた操舵トルクＴを検出するトルクセンサ１０９が設けられている。

【0012】

また、ステアリング装置１００は、ステアリングギヤボックス１０７に支持された電動モータ１１０と、電動モータ１１０の駆動力を減速してピニオンシャフト１０６に伝達する減速機構１１１とを有する。本実施の形態に係る電動モータ１１０は、電動モータ１１０の回転軸の回転角度である機械角θｍに連動した回転角度信号を出力する回転角度センサ１２０と、３相の巻線とを有する３相ブラシレスモータである。回転角度センサ１２０は、機械角θｍの正弦波信号（ｓｉｎ）と余弦波信号（ｃｏｓ）とを出力するＭＲセンサを有するセンサであることを例示することができる。

【0013】

また、ステアリング装置１００は、電動モータ１１０の作動を制御する制御装置１０を備える。制御装置１０には、上述したトルクセンサ１０９からの出力信号が入力される。また、制御装置１０には、自動車１に搭載される各種の機器を制御するための信号を流す通信を行うネットワーク（ＣＡＮ）を介して、自動車１の移動速度である車速Ｖｃを検出する車速センサ１７０からの出力信号などが入力される。また、制御装置１０には、回転角度センサ１２０からの、電動モータ１１０の機械角θｍに応じた出力信号である、正弦波信号及び余弦波信号が入力される。

【0014】

以上のように構成されたステアリング装置１００は、トルクセンサ１０９が検出した操舵トルクＴに基づいて電動モータ１１０を駆動し、電動モータ１１０の駆動力（発生トルク）をピニオンシャフト１０６に伝達する。これにより、電動モータ１１０の駆動力（発生トルク）が、ステアリングホイール１０１に加える運転者の操舵をアシストする。

【0015】

（制御装置１０）
図２は、制御装置１０のブロック図の一例である。
制御装置１０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable & Programmable Read Only Memory）等からなる算術論理演算回路である。
制御装置１０は、電動モータ１１０の作動を制御するモータ駆動制御部２０と、電動モータ１１０を駆動させるモータ駆動部３０と、電動モータ１１０に実際に流れる実電流を検出するモータ電流検出部４０とを有する。
また、制御装置１０は、回転角度センサ１２０からの出力信号を取得するとともに、モータ駆動制御部２０が電動モータ１１０の制御値を設定する際に利用可能な値に変換して出力する回転角度出力部５０を有する。

【0016】

（モータ駆動制御部２０）
モータ駆動制御部２０は、電動モータ１１０に供給する目標電流を設定する目標電流設定部２１を有する。また、モータ駆動制御部２０は、目標電流設定部２１にて設定された目標電流と、モータ電流検出部４０にて検出された電動モータ１１０へ供給される実電流との偏差に基づいてフィードバック制御を行うフィードバック（Ｆ／Ｂ）制御部２２とを有する。また、モータ駆動制御部２０は、Ｆ／Ｂ制御部２２からの出力値に基づいて電動モータ１１０をＰＷＭ（パルス幅変調）駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成部２３を有する。

【0017】

目標電流設定部２１は、ｄ−ｑ座標系のｑ軸目標電流Ｉｑｔを設定するｑ軸目標電流設定部２１１と、ｄ−ｑ座標系のｄ軸目標電流Ｉｄｔを設定するｄ軸目標電流設定部２１２とを有する。
ｑ軸目標電流設定部２１１は、トルクセンサ１０９にて検出された操舵トルクＴと、車速センサ１７０にて検出された車速Ｖｃとに基づいてｑ軸目標電流Ｉｑｔを設定する。操舵トルクＴがプラスである場合にはｑ軸目標電流Ｉｑｔはプラス、操舵トルクＴがマイナスである場合にはｑ軸目標電流Ｉｑｔはマイナスとすることを例示することができる。また、ｑ軸目標電流Ｉｑｔは、操舵トルクＴの絶対値が同じである場合には、車速Ｖｃが低速であるほどｑ軸目標電流Ｉｑｔの絶対値が大きくなる。
ｄ軸目標電流設定部２１２は、ｑ軸目標電流設定部２１１が設定したｑ軸目標電流Ｉｑｔと、電動モータ１１０の回転速度ωｍとに基づいてｄ−ｑ座標系のｄ軸目標電流Ｉｄｔを算出する。回転速度ωｍは、回転角度センサ１２０からの出力信号に基づいて算出することを例示することができる。

【0018】

Ｆ／Ｂ制御部２２は、モータ電流検出部４０によって検出された電流をｄ−ｑ座標系の電流に変換する３相２軸変換部２２１を有する。３相２軸変換部２２１には、モータ電流検出部４０にて検出されたＵ相実電流，Ｗ相実電流、及び、回転角度出力部５０から出力された値が入力される。そして、３相２軸変換部２２１は、予め定められた式に従って、Ｕ相実電流，Ｗ相実電流をｄ−ｑ座標系の値であるｄ軸実電流Ｉｄａとｑ軸実電流Ｉｑａとに変換し、変換したｄ軸実電流Ｉｄａ，ｑ軸実電流Ｉｑａを出力する。

【0019】

また、Ｆ／Ｂ制御部２２は、目標電流設定部２１にて設定されたｄ軸目標電流Ｉｄｔから、３相２軸変換部２２１にて算出されたｄ軸実電流Ｉｄａを減算するｄ軸減算部２２２ｄを有する。また、Ｆ／Ｂ制御部２２は、目標電流設定部２１にて算出されたｑ軸目標電流Ｉｑｔから、３相２軸変換部２２１にて算出されたｑ軸実電流Ｉｑａを減算するｑ軸減算部２２２ｑを有する。

【0020】

また、Ｆ／Ｂ制御部２２は、ｄ軸減算部２２２ｄにて算出された偏差（Ｉｄｔ−Ｉｄａ）に基づいてｄ軸目標電流Ｉｄｔとｄ軸実電流Ｉｄａとが一致するようにＰＩ（比例積分）制御を行い、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを算出するｄ軸ＰＩ制御部２２３ｄを有する。また、Ｆ／Ｂ制御部２２は、ｑ軸減算部２２２ｑにて算出された偏差（Ｉｑｔ−Ｉｑａ）に基づいてｑ軸目標電流Ｉｑｔとｑ軸実電流Ｉｑａとが一致するようにＰＩ（比例積分）制御を行い、ｑ軸目標電圧Ｖｑｔを算出するｑ軸ＰＩ制御部２２３ｑを有する。

【0021】

ｄ軸減算部２２２ｄ，ｑ軸減算部２２２ｑ及びｄ軸ＰＩ制御部２２３ｄ，ｑ軸ＰＩ制御部２２３ｑは、電動モータ１１０に供給する目標電流（ｄ軸目標電流Ｉｄｔ，ｑ軸目標電流Ｉｑｔ）と電動モータ１１０に供給される実電流（ｄ軸実電流Ｉｄａ，ｑ軸実電流Ｉｑａ）との偏差が零となるようにフィードバック制御を行う。

【0022】

また、Ｆ／Ｂ制御部２２は、ｄ軸ＰＩ制御部２２３ｄ及びｑ軸ＰＩ制御部２２３ｑにて算出されたｄ軸目標電圧Ｖｄｔ，ｑ軸目標電圧Ｖｑｔを、３相交流座標系のＵ相目標電圧，Ｖ相目標電圧，Ｗ相目標電圧に変換する２軸３相変換部２２４を有する。２軸３相変換部２２４は、予め定められた式及び回転角度出力部５０から出力された値に基づいて、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔ及びｑ軸目標電圧Ｖｑｔを、Ｕ相目標電圧及びＷ相目標電圧に変換する。つまり、２軸３相変換部２２４は、ｄ軸ＰＩ制御部２２３ｄ及びｑ軸ＰＩ制御部２２３ｑから出力された、言い換えればフィードバック制御された値と、回転角度出力部５０から出力された値と、に基づいて電動モータ１１０に印加する印加電圧を決定する。また、２軸３相変換部２２４は、零からＵ相目標電圧及びＷ相目標電圧を減算することによりＶ相目標電圧を算出する。

【0023】

ＰＷＭ信号生成部２３は、２軸３相変換部２２４にて算出された、Ｕ相目標電圧、Ｖ相目標電圧及びＷ相目標電圧に基づいて電動モータ１１０をＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、モータ駆動部３０のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するための制御信号であり、ＯＦＦ時には０（Ｖ）、ＯＮ時には１（Ｖ）の電圧が出力される信号であることを例示することができる。
なお、目標電流設定部２１、Ｆ／Ｂ制御部２２及びＰＷＭ信号生成部２３は、それぞれ、後述する制御周期Ｔで、繰り返し上記処理を実行する。

【0024】

（モータ駆動部３０）
モータ駆動部３０は、所謂インバータであり、例えば、スイッチング素子として６個の独立したトランジスタ（ＦＥＴ）を備え、６個の内の３個のトランジスタは電源の正極側ラインと各相の電気コイルとの間に接続され、他の３個のトランジスタは各相の電気コイルと電源の負極側（アース）ラインと接続されている。そして、モータ駆動部３０は、６個の中から選択した２個のトランジスタのゲートを駆動してこれらのトランジスタをスイッチング動作させることにより、電動モータ１１０の駆動を制御する。

【0025】

（モータ電流検出部４０）
モータ電流検出部４０は、３相ブラシレスモータである電動モータ１１０のＵ相に実際に流れる電流であるＵ相実電流を検出するためのＵ相電流検出部と、電動モータ１１０のＷ相に実際に流れる電流であるＷ相実電流を検出するためのＷ相電流検出部と、を有する。Ｕ相電流検出部及びＷ相電流検出部は、それぞれ電動モータ１１０のＵ相、Ｗ相に接続されたいわゆるシャント抵抗の両端に生じる電圧から各相に流れる実電流の値を検出する。

【0026】

（回転角度出力部５０）
図３は、第１の実施形態に係る回転角度出力部５０のブロック図の一例である。
回転角度出力部５０は、回転角度センサ１２０から送られてくる正弦波信号及び余弦波信号に基づいて、予め定められた制御周期Ｔで機械角θｍの正弦値（ｓｉｎθｍ）と余弦値（ｃｏｓθｍ）とを取得する取得部５１を有する。制御周期Ｔは、例えば４ミリ秒ごとであることを例示することができる。
また、回転角度出力部５０は、取得部５１が取得した正弦値（ｓｉｎθｍ）及び余弦値（ｃｏｓθｍ）に基づいて電気角θｅを算出する電気角算出部５２を有する。電気角算出部５２は、取得部５１が取得した正弦値及び余弦値を用いて、電動モータ１１０の電気角θｅを算出する。電気角算出部５２は、予め記憶している式に、正弦値及び余弦値を代入することにより電気角θｅを算出することを例示することができる。

【0027】

また、回転角度出力部５０は、電気角算出部５２が算出した電気角θｅの正弦値（ｓｉｎθｅ）を算出する正弦値算出部５３を有する。
また、回転角度出力部５０は、正弦値算出部５３が算出した正弦値（ｓｉｎθｅ）の、制御周期Ｎ回分の平均値を算出する平均化部５４を有する。平均化部５４は、正弦値算出部５３が算出した最新の正弦値（ｓｉｎθｅ）をＮ回目の値（ｓｉｎθｅ（Ｎ））として、過去制御周期Ｎ回分の平均値Ａｓｉｎθｅ（＝（ｓｉｎθｅ（１）＋・・・＋ｓｉｎθｅ（Ｎ））／Ｎ）を算出する。Ｎは５であることを例示することができる。Ｎが５である場合、５回分の平均値Ａｓｉｎθｅは、（ｓｉｎθｅ（１）＋ｓｉｎθｅ（２）＋ｓｉｎθｅ（３）＋ｓｉｎθｅ（４）＋ｓｉｎθｅ（５））／５）となる。

【0028】

また、回転角度出力部５０は、平均化部５４が算出した平均値Ａｓｉｎθｅを、３相２軸変換部２２１が、ｄ軸実電流Ｉｄａ、ｑ軸実電流Ｉｑａを算出する際に利用可能な値として、３相２軸変換部２２１に対して出力する出力部５５を有する。また、出力部５５は、平均化部５４が算出した平均値Ａｓｉｎθｅを、２軸３相変換部２２４が、Ｕ相目標電圧、Ｗ相目標電圧を算出する際に利用可能な値として、２軸３相変換部２２４に対して出力する。このように、第１の実施形態においては、出力部５５は、平均値Ａｓｉｎθｅを、３相２軸変換部２２１、２軸３相変換部２２４に対して出力する出力値Ｏｖとする。

【0029】

図４は、第１の実施形態に係る回転角度出力部５０が行う出力処理を示すフローチャートである。
回転角度出力部５０は、図４に示す出力処理を、制御周期Ｔで繰り返し実行する。
回転角度出力部５０は、先ず、電動モータ１１０の機械角θｍの正弦値（ｓｉｎθｍ）と余弦値（ｃｏｓθｍ）とを取得する（Ｓ４０１）。これは、取得部５１が行う処理である。
その後、回転角度出力部５０は、Ｓ４０１にて取得した正弦値（ｓｉｎθｍ）及び余弦値（ｃｏｓθｍ）を用いて電気角θｅを算出する（Ｓ４０２）。これは、電気角算出部５２が行う処理である。
その後、回転角度出力部５０は、Ｓ４０２にて算出された電気角θｅの正弦値（ｓｉｎθｅ）を算出する（Ｓ４０３）。これは、正弦値算出部５３が行う処理である。
その後、回転角度出力部５０は、電気角θｅの正弦値（ｓｉｎθｅ）の制御周期Ｎ回分の平均値Ａｓｉｎθｅを算出する（Ｓ４０４）。これは、平均化部５４が行う処理である。平均化部５４は、今回の制御フローのＳ４０３にて算出された正弦値（ｓｉｎθｅ）をＮ回目の値（ｓｉｎθｅ（Ｎ））とするとともに、過去Ｎ−１回分の制御フローの正弦値（ｓｉｎθｅ（１）、・・・、ｓｉｎθｅ（Ｎ−１））をＲＡＭから読み出して、制御周期Ｎ回分の平均値Ａｓｉｎθｅを算出する。
その後、回転角度出力部５０は、Ｓ４０４にて算出された平均値Ａｓｉｎθｅを３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４に対して出力する（Ｓ４０５）。これは、出力部５５が行う処理である。

【0030】

以上、説明したように、制御装置１０は、電動モータ１１０の駆動を制御する駆動部の一例としてのモータ駆動部３０への制御値を予め定められた制御周期Ｔで設定する設定部の一例としてのモータ駆動制御部２０を備える。また、制御装置１０は、電動モータ１１０の回転角度を検出する検出部の一例としての回転角度センサ１２０が出力した値を取得し、取得した取得値を、モータ駆動制御部２０が制御値を設定する際に利用可能な値に変換して出力するにあたって、制御周期Ｔの所定回数Ｎ分の平均値を用いて出力値Ｏｖとする回転角度出力部５０を備える。

【0031】

より具体的には、回転角度出力部５０は、取得値を用いて電動モータ１１０の電気角θｅを算出した後に、算出した電気角θｅを、モータ駆動制御部２０が制御値を設定する際に利用可能な値の一例としての正弦値（ｓｉｎθｅ）に変換し、正弦値（ｓｉｎθｅ）の制御周期Ｔの所定回数の一例としてのＮ回分の平均値Ａｓｉｎθｅを算出し、算出した平均値Ａｓｉｎθｅを出力値Ｏｖとする。

【0032】

以下、第１の実施形態に係る制御装置１０の作用について説明する。
比較例に係る制御装置として、回転角度出力部５０の代わりに、回転角度センサ１２０から取得した取得値を用いて電気角θｅを算出し、算出した電気角θｅの正弦値（ｓｉｎθｅ）を出力値とする回転角度出力部を備える構成を考える。比較例に係る制御装置においては、正弦値（ｓｉｎθｅ）を平均化することなく、出力値とする。

【0033】

図５（ａ）は、第１の実施形態に係る回転角度出力部５０から出力された出力値Ｏｖに対して高速フーリエ変換（以下、「ＦＦＴ」と称する場合がある。）を行った振幅値を示す図である。図５（ｂ）は、比較例に係る制御装置の回転角度出力部から出力された出力値に対してＦＦＴを行った振幅値を示す図である。図５（ｃ）は、回転角度センサ１２０から出力された正弦波信号（ｓｉｎ）に対してＦＦＴを行った振幅値を示す図である。
図６（ａ）は、第１の実施形態に係る３相２軸変換部２２１から出力されたｄ軸実電流Ｉｄａに対してＦＦＴを行った電流値を示す図である。図６（ｂ）は、第１の実施形態に係る３相２軸変換部２２１から出力されたｄ軸実電流Ｉｄａの時間変化を示す図である。図６（ｃ）は、比較例に係る３相２軸変換部２２１から出力されたｄ軸実電流Ｉｄａに対してＦＦＴを行った電流値を示す図である。図６（ｄ）は、比較例に係る３相２軸変換部２２１から出力されたｄ軸実電流Ｉｄａの時間変化を示す図である。

【0034】

図５（ｃ）に示すように、回転角度センサ１２０から出力された正弦波信号には、周波数１（ｋＨｚ）付近と２（ｋＨｚ）付近にノイズが乗っている。そのため、図５（ａ）に示した、第１の実施形態に係る回転角度出力部５０から出力された出力値Ｏｖ、及び、図５（ｂ）に示した、比較例に係る回転角度出力部から出力された出力値にも、周波数１（ｋＨｚ）付近と２（ｋＨｚ）付近にノイズが乗っている。しかしながら、図５（ａ）と図５（ｂ）とを比較すると明らかなように、第１の実施形態に係る回転角度出力部５０からの出力値Ｏｖの方が、比較例に係る回転角度出力部からの出力値よりもノイズが小さい。特に、図５（ａ）に斜線で示した、ノイズ低減領域の全体に亘ってノイズが小さい。その結果、図６（ａ）と図６（ｃ）とを比較すると明らかなように、第１の実施形態に係る３相２軸変換部２２１から出力されたｄ軸実電流Ｉｄａの方が、比較例に係る３相２軸変換部２２１から出力されたｄ軸実電流Ｉｄａよりもノイズが小さくなっている。特に、図５（ａ）に斜線で示した、ノイズ低減領域の全体に亘ってノイズが小さくなっている。それゆえ、図６（ｂ）と図６（ｄ）とを比較すると明らかなように、第１の実施形態に係るｄ軸実電流Ｉｄａの暴れ量の方が、比較例に係るｄ軸実電流Ｉｄａの暴れ量よりも小さくなっている。なお、回転角度センサ１２０からの出力信号にノイズが乗っていない場合のｄ軸実電流Ｉｄａは０である。

【0035】

上述したように、第１の実施形態に係る制御装置１０によれば、比較例に係る制御装置よりもｄ軸実電流Ｉｄａの暴れ量が小さいので、Ｆ／Ｂ制御部２２及びＰＷＭ信号生成部２３から出力される制御値の暴れ量も小さい。このように、第１の実施形態に係る制御装置１０によれば、回転角度センサ１２０からの出力信号に乗っているノイズが、電動モータ１１０の制御値に与える影響を低減することができる。その結果、電動モータ１１０の振動を抑制することができる。

【0036】

＜第２の実施形態＞
第２の実施形態に係る制御装置２００においては、第１の実施形態に係る制御装置１０に対して、回転角度出力部５０に相当する回転角度出力部２５０が異なる。以下、第１の実施形態に係る制御装置１０と異なる点について説明する。第１の実施形態に係る制御装置１０と第２の実施形態に係る制御装置２００とで、同じ構造、機能を有する物については同じ符号を付し、その詳細な説明は省略する。

【0037】

図７は、第２の実施形態に係る回転角度出力部２５０のブロック図の一例である。
回転角度出力部２５０は、取得部５１と、取得部５１が取得した、正弦値（ｓｉｎθｍ）、余弦値（ｃｏｓθｍ）それぞれの、制御周期Ｎ回分の平均値を算出する平均化部２５２を有する。平均化部２５２は、取得部５１が取得した最新の正弦値（ｓｉｎθｍ）をＮ回目の値（ｓｉｎθｍ（Ｎ））として、過去制御周期Ｎ回分の平均値Ａｓｉｎθｍ（＝（ｓｉｎθｍ（１）＋・・・＋ｓｉｎθｍ（Ｎ））／Ｎ）を算出する。Ｎは５であることを例示することができる。Ｎが５である場合、５回分の平均値Ａｓｉｎθｍは、（ｓｉｎθｍ（１）＋ｓｉｎθｍ（２）＋ｓｉｎθｍ（３）＋ｓｉｎθｍ（４）＋ｓｉｎθｍ（５））／５）となる。また、平均化部２５２は、取得部５１が取得した最新の余弦値（ｃｏｓθｍ）をＮ回目の値（ｃｏｓθｍ（Ｎ））として、過去制御周期Ｎ回分の平均値Ａｃｏｓθｍ（＝（ｃｏｓθｍ（１）＋・・・＋ｃｏｓθｍ（Ｎ））／Ｎ）を算出する。Ｎは５であることを例示することができる。Ｎが５である場合、５回分の平均値Ａｃｏｓθｍは、（ｃｏｓθｍ（１）＋ｃｏｓθｍ（２）＋ｃｏｓθｍ（３）＋ｃｏｓθｍ（４）＋ｃｏｓθｍ（５））／５）となる。

【0038】

また、回転角度出力部２５０は、平均化部２５２が算出した平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍに基づいて電気角θｅを算出する電気角算出部２５３を有する。電気角算出部２５３は、平均化部２５２が算出した平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍを用いて、電動モータ１１０の電気角θｅを算出する。電気角算出部２５３は、予め記憶している式に、平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍを代入することにより電気角θｅを算出することを例示することができる。
また、回転角度出力部２５０は、電気角算出部２５３が算出した電気角θｅの正弦値（ｓｉｎθｅ）を算出する正弦値算出部２５４を有する。また、回転角度出力部２５０は、正弦値算出部２５４が算出した正弦値（ｓｉｎθｅ）を、３相２軸変換部２２１、２軸３相変換部２２４に対して出力する出力部２５５を有する。このように、第２の実施形態においては、出力部２５５は、正弦値算出部２５４が算出した正弦値（ｓｉｎθｅ）を、３相２軸変換部２２１、２軸３相変換部２２４に対して出力する出力値Ｏｖとする。

【0039】

図８は、第２の実施形態に係る回転角度出力部２５０が行う出力処理を示すフローチャートである。
回転角度出力部２５０は、図８に示す出力処理を、制御周期Ｔで繰り返し実行する。
回転角度出力部２５０は、先ず、電動モータ１１０の機械角θｍの正弦値（ｓｉｎθｍ）と余弦値（ｃｏｓθｍ）とを取得する（Ｓ８０１）。これは、取得部５１が行う処理である。
その後、回転角度出力部２５０は、今回の制御フローのＳ８０１にて取得した正弦値（ｓｉｎθｍ）をＮ回目の値（ｓｉｎθｍ（Ｎ））とするとともに、過去Ｎ−１回分の制御フローの正弦値（ｓｉｎθｍ（１）、・・・、ｓｉｎθｍ（Ｎ−１））をＲＡＭから読み出して、制御周期Ｎ回分の正弦平均値Ａｓｉｎθｍを算出する（Ｓ８０２）。また、回転角度出力部２５０は、今回の制御フローのＳ８０１にて取得した余弦値（ｃｏｓθｍ）をＮ回目の値（ｃｏｓθｍ（Ｎ））とするとともに、過去Ｎ−１回分の制御フローの余弦値（ｃｏｓθｍ（１）、・・・、ｃｏｓθｍ（Ｎ−１））をＲＡＭから読み出して、制御周期Ｎ回分の余弦平均値Ａｃｏｓθｍを算出する（Ｓ８０２）。これらは、平均化部２５２が行う処理である。
その後、回転角度出力部２５０は、Ｓ８０２にて算出された正弦平均値Ａｓｉｎθｍ及び余弦平均値Ａｃｏｓθｍを用いて電気角θｅを算出する（Ｓ８０３）。これは、電気角算出部２５３が行う処理である。
その後、回転角度出力部２５０は、Ｓ８０３にて算出された電気角θｅの正弦値（ｓｉｎθｅ）を算出する（Ｓ８０４）。これは、正弦値算出部２５４が行う処理である。
その後、回転角度出力部２５０は、Ｓ８０４にて算出された正弦値（ｓｉｎθｅ）を３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４に対して出力する（Ｓ８０５）。これは、出力部２５５が行う処理である。

【0040】

以上、説明したように、制御装置２００の回転角度出力部２５０は、取得部５１が取得した取得値の制御周期ＴのＮ回分の平均値（Ａｓｉｎθｍ及びＡｃｏｓθｍ）を算出し、算出した平均値を用いて電動モータ１１０の電気角θｅを算出した後に、算出した電気角θｅを、モータ駆動制御部２０が制御値を設定する際に利用可能な値の一例としての正弦値（ｓｉｎθｅ）に変換した正弦値（ｓｉｎθｅ）を出力値Ｏｖとする。
このように、第２の実施形態に係る回転角度出力部２５０によれば、取得部５１が取得した取得値の制御周期ＴのＮ回分の平均値を用いて算出した正弦値（ｓｉｎθｅ）を出力値Ｏｖとするので、比較例に係る制御装置よりもｄ軸実電流Ｉｄａの暴れ量を小さくすることができ、Ｆ／Ｂ制御部２２及びＰＷＭ信号生成部２３から出力される制御値の暴れ量も小さくすることができる。このように、第２の実施形態に係る制御装置２００によれば、回転角度センサ１２０からの出力信号に乗っているノイズが、電動モータ１１０の制御値に与える影響を低減することができる。その結果、電動モータ１１０の振動を抑制することができる。

【0041】

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態に係る制御装置３００においては、第１の実施形態に係る制御装置１０に対して、回転角度出力部５０に相当する回転角度出力部３５０が異なる。以下、第１の実施形態に係る制御装置１０と異なる点について説明する。第１の実施形態に係る制御装置１０と第３の実施形態に係る制御装置３００とで、同じ構造、機能を有する物については同じ符号を付し、その詳細な説明は省略する。

【0042】

図９は、第３の実施形態に係る回転角度出力部３５０のブロック図の一例である。
回転角度出力部３５０は、平均化部５４が算出した平均値Ａｓを補正する機能を有する。これは、平均化部５４が算出した平均値Ａｓｉｎθｅがそのまま３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４に出力することに起因して生じる、３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４が認識する電気角θｅと、電動モータ１１０の実際の電気角θｅとのズレを補正する機能である。

【0043】

より具体的には、回転角度出力部３５０は、取得部５１と、電気角算出部５２と、正弦値算出部５３に相当する正弦値算出部３５３と、平均化部５４に相当する平均化部３５４と、を有する。また、回転角度出力部３５０は、電気角算出部５２が算出した電気角θｅを補正するための補正角度θｃと、平均化部３５４が算出した平均値を補正するための補正振幅係数Ｋａと、を算出する補正値算出部３５６を有する。また、回転角度出力部３５０は、補正値算出部３５６が算出した補正角度θｃを用いて電気角算出部５２が算出した電気角θｅを補正する位相補正部３５７を有する。また、回転角度出力部３５０は、補正値算出部３５６が算出した補正振幅係数Ｋａを用いて平均化部３５４が算出した平均値を補正する振幅補正部３５８を有する。また、回転角度出力部３５０は、振幅補正部３５８が補正した後の平均値を出力する出力部３５５を有する。

【0044】

補正値算出部３５６は、補正角度θｃ（ｄｅｇ）を、以下の式（１）を用いて算出する。
補正角度θｃ（ｄｅｇ）＝電気角回転速度（ｄｅｇ／ｓｅｃ）×制御周期Ｔ（ｓｅｃ）×０．５×（Ｎ−１）・・・（１）
なお、補正値算出部３５６は、電気角回転速度を、電気角算出部５２が算出した電気角θｅを微分することにより算出することができる。例えば、補正値算出部３５６は、今回の制御フローで電気角算出部５２が算出した電気角θｅと前回の制御フローで電気角算出部５２が算出した電気角θｅとを用いて算出することができる。
また、補正値算出部３５６は、補正振幅係数Ｋａを、以下の式（２）を用いて算出する。
補正振幅係数Ｋａ＝１／（２×π×ｆ×Ｎ×Ｔ）×Ｒ・・・（２）
ここで、Ｒ＝（２×（１−ｃｏｓ（２×π×ｆ×Ｎ×Ｔ）））^１／２である。

【0045】

位相補正部３５７は、補正値算出部３５６が算出した補正角度θｃ（ｄｅｇ）を用いて、進角後電気角θｆ（ｄｅｇ）を、以下の式（３）を用いて算出する。
進角後電気角θｆ（ｄｅｇ）＝元の電気角θｅ（ｄｅｇ）＋補正角度θｃ（ｄｅｇ）・・・（３）
正弦値算出部３５３は、位相補正部３５７が算出した進角後電気角θｆの正弦値（ｓｉｎθｆ）を算出する。

【0046】

平均化部３５４は、正弦値算出部３５３が算出した正弦値（ｓｉｎθｆ）の、制御周期Ｎ回分の平均値を算出する。平均化部３５４は、正弦値算出部３５３が算出した最新の正弦値（ｓｉｎθｆ）をＮ回目の値（ｓｉｎθｆ（Ｎ））として、過去制御周期Ｎ回分の平均値Ａｓｉｎθｆ（＝（ｓｉｎθｆ（１）＋・・・＋ｓｉｎθｆ（Ｎ））／Ｎ）を算出する。Ｎは５であることを例示することができる。
振幅補正部３５８は、補正値算出部３５６が算出した補正振幅係数Ｋａを用いて、平均化部３５４が算出した平均値Ａｓｉｎθｆの振幅を、以下の式（４）を用いて算出する。
補正後振幅Ａｃ＝補正前振幅Ａ×（１／Ｋａ）・・・（４）
そして、振幅補正部３５８は、算出した補正後振幅Ａｃを用いて、平均化部３５４が算出した平均値Ａｓｉｎθｆを補正した、補正後平均値Ａｃｓｉｎθｆ＝（Ａ／Ｋａ）ｓｉｎθｆを算出する。

【0047】

出力部３５５は、振幅補正部３５８が補正した後の平均値Ａｓｉｎθｆである補正後平均値Ａｃｓｉｎθｆを、３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４に対して出力する。このように、第３の実施形態においては、出力部３５５は、補正後平均値Ａｃｓｉｎθｆを、３相２軸変換部２２１、２軸３相変換部２２４に対して出力する出力値Ｏｖとする。

【0048】

図１０は、第３の実施形態に係る回転角度出力部３５０が行う出力処理を示すフローチャートである。
回転角度出力部３５０は、図１０に示す出力処理を、制御周期Ｔで繰り返し実行する。
回転角度出力部３５０は、電動モータ１１０の機械角θｍの正弦値（ｓｉｎθｍ）と余弦値（ｃｏｓθｍ）とを取得し（Ｓ１００１）、Ｓ１００１にて取得した正弦値（ｓｉｎθｍ）及び余弦値（ｃｏｓθｍ）を用いて電気角θｅを算出する（Ｓ１００２）。これらＳ１００１、Ｓ１００２の処理は、それぞれ、Ｓ４０１、Ｓ４０２の処理と同一である。
その後、回転角度出力部３５０は、補正角度θｃ及び補正振幅係数Ｋａを算出する（Ｓ１００３）。これは、補正値算出部３５６が行う処理である。
その後、回転角度出力部３５０は、進角後電気角θｆを算出する（Ｓ１００４）。これは、位相補正部３５７が行う処理である。
その後、回転角度出力部３５０は、Ｓ１００４にて算出された進角後電気角θｆの正弦値（ｓｉｎθｆ）を算出する（Ｓ１００５）。これは、正弦値算出部３５３が行う処理である。
その後、回転角度出力部３５０は、正弦値（ｓｉｎθｆ）の制御周期Ｎ回分の平均値Ａｓｉｎθｆを算出する（Ｓ１００６）。これは、平均化部３５４が行う処理である。

【0049】

その後、回転角度出力部３５０は、Ｓ１００３にて算出した補正振幅係数Ｋａを用いて、補正後平均値Ａｃｓｉｎθｆを算出する（Ｓ１００７）。これは、振幅補正部３５７が行う処理である。
その後、回転角度出力部３５０は、Ｓ１００７にて算出された補正後平均値Ａｃｓｉｎθｆを３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４に対して出力する（Ｓ１００７）。これは、出力部３５５が行う処理である。

【0050】

以上、説明したように、第３の実施形態に係る回転角度出力部３５０は、平均化部３５４が平均値を算出する前後の電気角θｅ及び振幅のズレを考慮して補正し、補正した後の補正後平均値Ａｃｓｉｎθｆを出力値Ｏｖとする。
図１１（ａ）は、電気角θｅを補正することなしに平均値Ａｓｉｎθｅを算出する前後の電気角θｅの位相遅れ、及び、振幅の減衰を示す図である。図１１（ａ）においては、平均値Ａｓｉｎθｅを算出する後、つまり、平均値Ａｓｉｎθｅの時間変化を実線で示している。また、図１１（ａ）においては、平均値Ａｓｉｎθｅを算出する前、つまり、正弦値（ｓｉｎθｅ）の時間変化を破線で示している。図１１（ａ）に示すように、平均値Ａｓｉｎθｅは、正弦値（ｓｉｎθｅ）よりも振幅が小さくなり、遅角する。

【0051】

図１１（ｂ）は、補正角度θｃを用いて電気角θｅを補正した進角後電気角θｆの正弦値（ｓｉｎθｆ）の平均値Ａｓｉｎθｆの時間変化を示す図である。電気角θｅを、補正角度θｃ分だけ進角させることにより、図１１（ｂ）に示すように、電気角θｅの位相遅れを補正することができる。言い換えれば、補正角度θｃは、図１１（ｂ）に示すように、平均値Ａｓｉｎθｅを算出する前後の電気角θｅの位相遅れを補正するための補正角度θｃである。進角後電気角θｆの正弦値（ｓｉｎθｆ）を平均化することにより、電気角θｅの位相遅れが補正される。

【0052】

図１１（ｃ）は、平均値Ａｓｉｎθｆを、補正振幅係数Ｋａを用いて補正した状態を示す図である。平均値Ａｓｉｎθｆの振幅を１／Ｋａ倍することにより、図１１（ｃ）に示すように、振幅の減衰を補正することができる。補正振幅係数Ｋａは、図１１（ｃ）に示すように、平均値Ａｓｉｎθｆを算出する前後の振幅の減衰を補正するための値である。

【0053】

以上のように構成された制御装置３００によれば、平均化することに起因して生じる電気角θｅの位相遅れ、及び、振幅の減衰を補正することができるので、第１の実施形態に係る制御装置１０が奏する効果に加えて、より適切に電動モータ１１０の駆動を制御することができる。
なお、第３の実施形態においては、電気角θｅの位相遅れと振幅の減衰の両方を補正しているが、特にかかる態様に限定されない。電気角θｅの位相遅れ及び振幅の減衰のいずれか一方を補正しても良い。

【0054】

＜第４の実施形態＞
第４の実施形態に係る制御装置４００においては、第２の実施形態に係る制御装置２００に対して、回転角度出力部２５０に相当する回転角度出力部４５０が異なる。以下、第２の実施形態に係る制御装置２００と異なる点について説明する。第２の実施形態に係る制御装置２００と第４の実施形態に係る制御装置４００とで、同じ構造、機能を有する物については同じ符号を付し、その詳細な説明は省略する。

【0055】

図１２は、第４の実施形態に係る回転角度出力部４５０のブロック図の一例である。
回転角度出力部４５０は、平均化部２５２が算出した平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍを補正する機能を有する。これは、平均化部２５２が算出した平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍがそのまま３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４に出力されることに起因して生じる、３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４が認識する電気角θｅと、電動モータ１１０の実際の電気角θｅとのズレを補正する機能である。

【0056】

より具体的には、回転角度出力部４５０は、取得部５１と、平均化部２５２と、を有する。
また、回転角度出力部４５０は、平均化部２５２が算出した平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍを補正するための、補正角度θｃと、補正振幅係数Ｋａと、を算出する補正値算出部４５６を有する。補正値算出部４５６は、上記式（１）を用いて補正角度θｃを算出し、上記（２）を用いて補正振幅係数Ｋａを算出する。
また、回転角度出力部４５０は、補正値算出部４５６が算出した補正振幅係数Ｋａを用いて平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍを補正する振幅補正部４５８を有する。振幅補正部４５８は、上記（４）を用いて補正後振幅を算出する。そして、振幅補正部４５８は、補正後振幅を用いて、平均化部２５２が算出した平均値Ａｓｉｎθｍ及び平均値Ａｃｏｓθｍを補正した、補正後平均値Ａｃｓｉｎθｍ、補正後平均値Ａｃｃｏｓθｍを算出する（Ａｃｓｉｎθｍ＝（１／Ｋａ）×Ａｓｉｎθｍ、Ａｃｃｏｓθｍ＝（１／Ｋａ）×Ａｃｏｓθｍ）。

【0057】

また、回転角度出力部４５０は、振幅補正部４５８が補正した後の、平均値Ａｓｉｎθｍ、平均値Ａｃｏｓθｍである、補正後平均値Ａｃｓｉｎθｍ、補正後平均値Ａｃｃｏｓθｍに基づいて電気角θｅを算出する電気角算出部４５３を有する。電気角算出部４５３は、振幅補正部４５８が算出した補正後平均値Ａｃｓｉｎθｍ及び補正後平均値Ａｃｃｏｓθｍを用いて、電動モータ１１０の電気角θｅを算出する。

【0058】

また、回転角度出力部４５０は、補正値算出部４５６が算出した補正角度θｃを用いて電気角算出部４５３が算出した電気角θｅを補正する位相補正部４５７を有する。位相補正部４５７は、上記式（３）を用いて進角後電気角θｆ（ｄｅｇ）を算出する（θｆ＝θｅ＋θｃ）。
また、回転角度出力部４５０は、位相補正部４５７が算出した進角後電気角θｆの正弦値（ｓｉｎθｆ）を算出する正弦値算出部４５４と、正弦値算出部４５４が算出した正弦値（ｓｉｎθｆ）を、３相２軸変換部２２１、２軸３相変換部２２４に対して出力する出力部４５５と、を有する。このように、第４の実施形態においては、出力部４５５は、正弦値算出部４５４が算出した正弦値（ｓｉｎθｆ）を、３相２軸変換部２２１、２軸３相変換部２２４に対して出力する出力値Ｏｖとする。

【0059】

図１３は、第４の実施形態に係る回転角度出力部４５０が行う出力処理を示すフローチャートである。
回転角度出力部４５０は、図１２に示す出力処理を、制御周期Ｔで繰り返し実行する。
回転角度出力部４５０は、先ず、電動モータ１１０の機械角θｍの正弦値（ｓｉｎθｍ）と余弦値（ｃｏｓθｍ）とを取得し（Ｓ１３０１）、正弦平均値Ａｓｉｎθｍ及び余弦平均値Ａｃｏｓθｍを算出する（Ｓ１３０２）。
その後、回転角度出力部４５０は、補正角度θｃ及び補正振幅係数Ｋａを算出する（Ｓ１３０３）。これは、補正値算出部４５６が行う処理である。
その後、回転角度出力部４５０は、Ｓ１３０３にて算出した補正角度θｃ及び補正振幅係数Ｋａを用いて、補正後平均値Ａｃｓｉｎθｍ及び補正後平均値Ａｃｃｏｓθｍを算出する（Ｓ１３０４）。これは、補正部４５７が行う処理である。
その後、回転角度出力部４５０は、Ｓ１３０４にて算出された補正後平均値Ａｃｓｉｎθｍ及び補正後平均値Ａｃｃｏｓθｍを用いて電気角θｅを算出する（Ｓ１３０５）。これは、電気角算出部４５３が行う処理である。
その後、回転角度出力部４５０は、進角後電気角θｆを算出する（Ｓ１３０６）。これは、位相補正部４５７が行う処理である。
その後、回転角度出力部４５０は、Ｓ１３０６にて算出された電気角θｆの正弦値（ｓｉｎθｆ）を算出する（Ｓ１３０７）。これは、正弦値算出部４５４が行う処理である。
その後、回転角度出力部４５０は、Ｓ１３０７にて算出された正弦値（ｓｉｎθｆ）を３相２軸変換部２２１及び２軸３相変換部２２４に対して出力する（Ｓ１３０８）。これは、出力部４５５が行う処理である。

【0060】

以上のように構成された制御装置４００によれば、平均化することに起因して生じる電気角θｅの位相遅れ及び振幅の減衰を補正することができるので、第２の実施形態に係る制御装置２００が奏する効果に加えて、より適切に電動モータ１１０の駆動を制御することができる。
なお、第４の実施形態においては、電気角θｅの位相遅れと振幅の減衰の両方を補正しているが、特にかかる態様に限定されない。電気角θｅの位相遅れ及び振幅の減衰のいずれか一方を補正しても良い。

【符号の説明】

【0061】

１０，２００，３００，４００…制御装置、２０…モータ駆動制御部、２１…目標電流設定部、２２…Ｆ／Ｂ制御部、２３…ＰＷＭ信号生成部、３０…モータ駆動部、４０…モータ電流検出部、５０，２５０，３５０，４５０…回転角度出力部、１００…電動パワーステアリング装置、１１０…電動モータ、１２０…回転角度センサ、２２１…３相２軸変換部、２２４…２軸３相変換部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】