特開2021-93814(P2021-93814A)IP Force 特許公報掲載プロジェクト 2015.5.11 β版

知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」

▶ パナソニックIPマネジメント株式会社の特許一覧
<>
  • 特開2021093814-電源システム及び照明システム 図000003
  • 特開2021093814-電源システム及び照明システム 図000004
  • 特開2021093814-電源システム及び照明システム 図000005
  • 特開2021093814-電源システム及び照明システム 図000006
< >
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】特開2021-93814(P2021-93814A)
(43)【公開日】2021年6月17日
(54)【発明の名称】電源システム及び照明システム
(51)【国際特許分類】
   H02M 3/28 20060101AFI20210521BHJP
   H05B 45/00 20200101ALI20210521BHJP
【FI】
   H02M3/28 H
   H02M3/28 W
   H02M3/28 Q
   H05B37/02 J
【審査請求】未請求
【請求項の数】9
【出願形態】OL
【全頁数】14
(21)【出願番号】特願2019-222420(P2019-222420)
(22)【出願日】2019年12月9日
(71)【出願人】
【識別番号】314012076
【氏名又は名称】パナソニックIPマネジメント株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002527
【氏名又は名称】特許業務法人北斗特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】木戸 正二郎
(72)【発明者】
【氏名】元村 正志
(72)【発明者】
【氏名】鶴岡 隼典
【テーマコード(参考)】
3K273
5H730
【Fターム(参考)】
3K273AA10
3K273BA03
3K273BA11
3K273CA02
3K273CA12
3K273DA02
3K273EA06
3K273EA24
3K273EA25
3K273EA35
3K273FA03
3K273FA06
3K273FA07
3K273FA13
3K273FA14
3K273FA22
3K273FA26
3K273FA28
3K273FA32
3K273FA41
3K273GA03
3K273GA12
3K273GA14
3K273GA15
3K273GA27
3K273GA28
3K273GA29
5H730AS01
5H730AS04
5H730AS05
5H730AS11
5H730BB57
5H730BB62
5H730BB82
5H730BB88
5H730CC04
5H730DD02
5H730DD03
5H730DD04
5H730DD16
5H730EE04
5H730EE07
5H730FD01
5H730FG05
5H730FG07
5H730FG22
(57)【要約】      (修正有)
【課題】出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図る電源システムを提供する。
【解決手段】照明システム6は、直流電源4から供給される入力電圧を電圧変換する複数のコンバータ回路2と、複数のコンバータ回路2の各々の出力電圧を調整するように複数のコンバータ回路2を制御する一つ以上の制御回路3を備える。複数のコンバータ回路2の各々が有する一対の入力端子20P、20Nが直流電源4に対して電気的に接続される。複数のコンバータ回路2の各々が有する一対の出力端子21P、21Nが互いに電気的に並列接続される。制御回路3は、スイッチング素子Q1〜Q4をスイッチングさせる動作モードと、スイッチング素子Q1〜Q4をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行する。制御回路3は、複数のコンバータ回路2の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路2を制御する。
【選択図】図2
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源から供給される直流電圧を電圧変換する複数のコンバータ回路と、
前記複数のコンバータ回路の各々の出力電圧を調整するように前記複数のコンバータ回路を制御する一つ以上の制御回路と、
を備え、
前記複数のコンバータ回路の各々は、
一対の入力端子と、
一対の出力端子と、
前記一対の入力端子間に電気的に接続される一つ以上のスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と前記一対の出力端子の間に設けられた共振回路と、
前記共振回路と前記一対の出力端子の間に設けられた整流平滑回路と、
を有し、
前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の入力端子が前記直流電源に対して電気的に接続され、
前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の出力端子が互いに電気的に並列接続されており、
前記制御回路は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作モードと、前記スイッチング素子をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行するように構成され、
前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々が前記停止モードから前記動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように前記複数のコンバータ回路を更に制御する、
電源システム。
【請求項2】
前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々を、前記動作モードから前記停止モードに移行させるタイミングを互いにずらすように前記複数のコンバータ回路を更に制御する、
請求項1記載の電源システム。
【請求項3】
前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々の前記動作モードの時間の長さ又は前記停止モードの時間の長さの少なくとも一方が等しくなるように前記複数のコンバータ回路を更に制御する、
請求項1又は2記載の電源システム。
【請求項4】
前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々を常時動作させ、かつ、前記複数のコンバータ回路の各々の前記スイッチング素子をスイッチングさせるときのスイッチング周波数をシフトすることによって前記複数のコンバータ回路の各々の前記出力電圧を調整する、
請求項1−3のいずれか1項に記載の電源システム。
【請求項5】
前記複数のコンバータ回路はそれぞれ、LLC方式の電流共振形コンバータである、
請求項1−4のいずれか1項に記載の電源システム。
【請求項6】
前記制御回路は、外部から入力する信号に応じて、前記動作モードと前記停止モードを交互に実行する動作を開始する、
請求項1−5のいずれか1項に記載の電源システム。
【請求項7】
前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の入力端子が前記直流電源に対して電気的に直列接続されている、
請求項1−6のいずれか1項に記載の電源システム。
【請求項8】
請求項1−7のいずれかに記載の電源システムと、
前記電源システムから供給される直流電力によって点灯する照明負荷と、
を備え、
前記照明負荷は、前記複数のコンバータ回路の各々の前記一対の出力端子と電気的に並列接続される、
照明システム。
【請求項9】
前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々の出力電圧を調整することによって前記照明負荷を調光する、
請求項8記載の照明システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、電源システム及び照明システムに関し、より詳細には、電流共振形のコンバータを用いる電源システム、及び当該電源システムと照明負荷を備える照明システムに関する。
【背景技術】
【0002】
電源システムの従来例として、特許文献1記載のスイッチング電源を例示する。特許文献1記載のスイッチング電源は、DC電圧を入力する一対の入力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、複数のDC/DCコンバータとを備えている。複数のコンバータの入力端子は、DC電圧を入力する一対の入力端子間に直列に接続される。複数のコンバータの出力端子は、それぞれ一対の出力端子に並列に接続され、入力されるDC電圧をスイッチングして共振させた後に所定のDC電圧に変換する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開2016−111850号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
ところで、特許文献1記載の従来例において、バースト制御と呼ばれる制御方式で複数のDC/DCコンバータの出力電流を調整した場合、負荷に供給される電流にリプルが生じやすくなる。
【0005】
本開示の目的は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる電源システム及び照明システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本開示の一態様に係る電源システムは、直流電源から供給される直流電圧を電圧変換する複数のコンバータ回路と、前記複数のコンバータ回路の各々の出力電圧を調整するように前記複数のコンバータ回路を制御する一つ以上の制御回路とを備える。前記複数のコンバータ回路の各々は、一対の入力端子と、一対の出力端子と、前記一対の入力端子間に電気的に接続される一つ以上のスイッチング素子とを有する。前記複数のコンバータ回路の各々は、前記スイッチング素子と前記一対の出力端子の間に設けられた共振回路と、前記共振回路と前記一対の出力端子の間に設けられた整流平滑回路とを有する。前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の入力端子が前記直流電源に対して電気的に接続されている。前記複数のコンバータ回路の各々が有する前記一対の出力端子が互いに電気的に並列接続されている。前記制御回路は、前記スイッチング素子をスイッチングさせる動作モードと、前記スイッチング素子をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行するように構成されている。前記制御回路は、前記複数のコンバータ回路の各々が前記停止モードから前記動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように前記複数のコンバータ回路を更に制御する。
【0007】
本開示の一態様に係る照明システムは、前記電源システムと、前記電源システムから供給される直流電力によって点灯する照明負荷とを備える。前記照明負荷は、前記複数のコンバータ回路の各々の前記一対の出力端子と電気的に並列接続される。
【発明の効果】
【0008】
本開示の電源システム及び照明システムは、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【0009】
図1図1は、本開示の実施形態に係る電源システム及び照明システムのブロック図である。
図2図2は、同上の電源システム及び照明システムの回路構成図である。
図3図3は、同上の電源システムにおけるコンバータ回路の出力特性の説明図である。
図4図4は、同上の電源システムの動作説明用のタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【0010】
以下に説明する実施形態は、本開示の一例に過ぎず、本開示は、実施形態に限定されることなく、以下の実施形態以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
【0011】
(1.本開示の実施形態に係る照明システムの概要)
本開示の実施形態に係る照明システム6(以下、照明システム6と略す。)は、図1及び図2に示すように、本開示の実施形態に係る電源システム1、直流電源4及び照明負荷(LEDユニット5)を備えている。
【0012】
直流電源4は、例えば、商用の電力系統から供給される交流電力を直流電力に変換する電力変換装置を有することが好ましい。また、前記電力変換装置は、昇圧チョッパ回路などのPFC(Power Factor Correction)回路で構成されることが好ましい。ただし、直流電源4は、PFC回路などの電力変換装置に限定されず、蓄電池、太陽電池、燃料電池などであってもかまわない。直流電源4は、一対の出力端子40、41を有し、一対の出力端子40、41から直流電圧(入力電圧Vin)を出力する(図1参照)。
【0013】
照明負荷であるLEDユニット5は、複数個のLED(Light Emitting Diode)50を有する。ただし、図1では2個のLED50のみを図示している。これら複数個のLED50は、順方向に電気的かつ直列に接続されている。なお、LED50の個数は2個に限定されず、例えば、十数個から数十個以上であってもかまわない。以下の説明において、LEDユニット5の正極端子とは、電気的に直列接続されている複数個のLED50のうち、最も高電位となるLED50(図2における上側のLED50)のアノード端子である。また、LEDユニット5の負極端子とは、電気的に直列接続されている複数個のLED50のうち、最も低電位となるLED50(図2における下側のLED50)のカソード端子である。
【0014】
(2.本開示の実施形態に係る電源システムの概要)
本開示の実施形態に係る電源システム1(以下、電源システム1と略す。)は、複数(図示例では2台)のコンバータ回路2と、これらのコンバータ回路2を制御する1台の制御回路3とを備える。
【0015】
各コンバータ回路2は、直流電源4から供給される入力電圧Vinを、入力電圧Vinよりも低い(あるいは高い)直流電圧に変換する。なお、各コンバータ回路2は、後述するようにLLC方式の電流共振形コンバータである。ここで、2台のコンバータ回路2のうちの1台を第1のコンバータ回路2Aと呼び、他の1台を第2のコンバータ回路2Bと呼ぶ場合がある。
【0016】
第1のコンバータ回路2A及び第2のコンバータ回路2Bはそれぞれ、一対の入力端子(正極の入力端子20P及び負極の入力端子20N)を有している。第1のコンバータ回路2Aの正極の入力端子20Pは、直流電源4の正極の出力端子40と電気的に接続されている。また、第1のコンバータ回路2Aの負極の入力端子20Nは、第2のコンバータ回路2Bの正極の入力端子20Pと電気的に接続されている。さらに、第2のコンバータ回路2Bの負極の入力端子20Nは、直流電源4の負極の出力端子41と電気的に接続されている。つまり、複数のコンバータ回路2は、直流電源4と電気的に直列接続されている。ゆえに、直流電源4から供給される入力電圧Vinが分圧されて各コンバータ回路2の一対の入力端子20P、20Nに印加される。そのため、複数のコンバータ回路2は、各コンバータ回路2の一対の入力端子20P、20Nの間に印加される電圧を入力電圧Vinのおよそ半分の電圧に低下させることができる。
【0017】
また、第1のコンバータ回路2A及び第2のコンバータ回路2Bはそれぞれ、一対の出力端子(正極の出力端子21P及び負極の出力端子21N)を有している。第1のコンバータ回路2Aの正極の出力端子21P、及び第2のコンバータ回路2Bの正極の出力端子21Pは、LEDユニット5の正極端子と電気的に接続されている。また、第1のコンバータ回路2Aの負極の出力端子21N、及び第2のコンバータ回路2Bの負極の出力端子21Nは、LEDユニット5の負極端子と電気的に接続されている。つまり、第1のコンバータ回路2Aと第2のコンバータ回路2Bは、照明負荷(LEDユニット5)と電気的に並列接続されている。したがって、電源システム1は、複数のコンバータ回路2で冗長電源システムを構成することにより、照明負荷(LEDユニット5)が不点状態になる可能性の低減を図ることができる。
【0018】
制御回路3は、マイクロコントローラを主構成要素とすることが好ましい。ただし、本実施形態に係る電源システム1においては、一つの制御回路3が複数のコンバータ回路2を制御しているが、対応する1台のコンバータ回路2を個別に制御する、複数の制御回路を備えてもかまわない。
【0019】
また、制御回路3は、外部から受け取る調光信号に応じて、各コンバータ回路2の出力電圧Voを調整し、LEDユニット5を調光するように構成されている。なお、調光信号は、例えば、PWM(Pulse Width Modulation)信号、直流の電圧信号、あるいは、照明用の通信プロトコルであるDMX512に準拠したディジタル信号(DMX信号)などである。
【0020】
(3.電源システムの詳細な構成)
(3−1.コンバータ回路の詳細な説明)
2台のコンバータ回路2(第1のコンバータ回路2A及び第2のコンバータ回路2B)はそれぞれ、図2に示すように、LLC方式の電流共振形コンバータである。
【0021】
第1のコンバータ回路2Aは、二つのスイッチング素子Q1、Q2と、共振回路22Aと、整流平滑回路23Aとを有している。第2のコンバータ回路2Bは、二つのスイッチング素子Q3、Q4と、共振回路22Bと、整流平滑回路23Bとを有している。
【0022】
これらのスイッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4はそれぞれ、エンハンスメント型のnチャネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)である。ただし、スイッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4は、MOSFET以外のパワートランジスタ、例えば、バイポーラトランジスタ及びIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などでもよい。
【0023】
第1のコンバータ回路2Aにおいて、ハイサイドのスイッチング素子Q1のドレインが正極の入力端子20Pと電気的に接続され、ローサイドのスイッチング素子Q2のドレインとハイサイドのスイッチング素子Q1のソースが電気的に接続されている。また、ローサイドのスイッチング素子Q2のソースが負極の入力端子20Nと電気的に接続されている。なお、第1のコンバータ回路2Aの一対の入力端子20P、20N間にフィルタ用のコンデンサC1Aが電気的に接続されている。
【0024】
第2のコンバータ回路2Bにおいて、ハイサイドのスイッチング素子Q3のドレインが正極の入力端子20Pと電気的に接続され、ローサイドのスイッチング素子Q4のドレインとハイサイドのスイッチング素子Q3のソースが電気的に接続されている。また、ローサイドのスイッチング素子Q4のソースが負極の入力端子20Nと電気的に接続されている。なお、第2のコンバータ回路2Bの一対の入力端子20P、20N間にフィルタ用のコンデンサC1Bが電気的に接続されている。
【0025】
第1のコンバータ回路2Aにおいて、共振回路22Aは、トランスTA、インダクタLA、二つのコンデンサC2A、C3Aを有している。コンデンサC2Aの第1端は、ハイサイドのスイッチング素子Q1のソース及びローサイドのスイッチング素子Q2のドレインと電気的に接続されている。コンデンサC2Aの第2端はローサイドのスイッチング素子Q2のソースと電気的に接続されている。インダクタLAの第1端は、ハイサイドのスイッチング素子Q1のソース及びローサイドのスイッチング素子Q2のドレインと電気的に接続されている。インダクタLAの第2端は、トランスTAの1次巻線N1Aの第1端と電気的に接続されている。トランスTAの1次巻線N1Aの第2端とコンデンサC3Aの第1端が電気的に接続され、コンデンサC3Aの第2端がコンデンサC2Aの第2端及びローサイドのスイッチング素子Q2のソースと電気的に接続されている。なお、共振回路22Aにおいて、1次巻線N1Aと2次巻線N2Aの結合係数を小さくすることでトランスTAの漏れインダクタンスを大きくし、この漏れインダクタンスを共振用のインダクタンスに利用している。
【0026】
第2のコンバータ回路2Bにおいて、共振回路22Bは、トランスTB、インダクタLB、二つのコンデンサC2B、C3Bを有している。コンデンサC2Bの第1端はハイサイドのスイッチング素子Q3のソース及びローサイドのスイッチング素子Q4のドレインと電気的に接続されている。コンデンサC2Bの第2端はローサイドのスイッチング素子Q4のソースと電気的に接続されている。インダクタLBの第1端は、ハイサイドのスイッチング素子Q3のソース及びローサイドのスイッチング素子Q4のドレインと電気的に接続されている。インダクタLBの第2端は、トランスTBの1次巻線N1Bの第1端と電気的に接続されている。トランスTBの1次巻線N1Bの第2端とコンデンサC3Bの第1端が電気的に接続され、コンデンサC3Bの第2端がコンデンサC2Bの第2端及びローサイドのスイッチング素子Q4のソースと電気的に接続されている。なお、共振回路22Bにおいて、1次巻線N1Bと2次巻線N2Bの結合係数を小さくすることでトランスTBの漏れインダクタンスを大きくし、この漏れインダクタンスを共振用のインダクタンスに利用している。
【0027】
第1のコンバータ回路2Aにおいて、整流平滑回路23Aは、ダイオードブリッジ230Aと平滑コンデンサ231を備えている。ダイオードブリッジ230Aの一対の交流入力端子は、トランスTAの2次巻線N2Aの両端と電気的に接続されている。平滑コンデンサ231は、ダイオードブリッジ230Aの一対の脈流出力端子及び一対の出力端子21P、21Nと電気的に接続されている。
【0028】
第2のコンバータ回路2Bにおいて、整流平滑回路23Bは、ダイオードブリッジ230Bと平滑コンデンサ231を備えている。ダイオードブリッジ230Bの一対の交流入力端子は、トランスTBの2次巻線N2Bの両端と電気的に接続されている。平滑コンデンサ231は、ダイオードブリッジ230Bの一対の脈流出力端子及び一対の出力端子21P、21Nと電気的に接続されている。しかして、二つの整流平滑回路23A、23Bが一つの平滑コンデンサ231を共用することにより、二つの整流平滑回路23A、23Bのそれぞれが単独で平滑コンデンサを備えるよりも回路構成の簡素化及び小型化を図ることができる。
【0029】
第1のコンバータ回路2Aは、制御回路3によって2つのスイッチング素子Q1、Q2がPFM(Pulse Frequency Modulation:パルス周波数変調)制御されることにより、入力電圧Vinを矩形波のパルス状の電圧に変換する。さらに、第1のコンバータ回路2Aは、共振回路22Aにより、前記パルス状の電圧をPFM制御のスイッチング周波数に応じた周波数の正弦波電圧に変換する。この正弦波電圧は、トランスTAによって降圧され、整流平滑回路23Aによって直流電圧に変換される。
【0030】
同様に、第2のコンバータ回路2Bは、制御回路3によって2つのスイッチング素子Q3、Q4がPFM制御されることにより、入力電圧Vinを矩形波のパルス状の電圧に変換する。さらに、第2のコンバータ回路2Bは、共振回路22Bにより、前記パルス状の電圧をPFM制御のスイッチング周波数に応じた周波数の正弦波電圧に変換する。この正弦波電圧は、トランスTBによって降圧され、整流平滑回路23Bによって直流電圧に変換される。
【0031】
(3−2.制御回路の詳細な説明)
制御回路3は、第1のドライバ回路30A、第2のドライバ回路30B及び調光制御回路31を有する(図2参照)。なお、第1のドライバ回路30A及び第2のドライバ回路30Bには、テキサスインスツルメンツ社製のLLC共振コントローラIC(型番UCC256301)又は新電元工業社製のLLC電流共振用制御IC(型番MCZ5211ST)などが好適である。
【0032】
第1のドライバ回路30A及び第2のドライバ回路30Bはそれぞれ、周波数変調モードとバーストモードの二つの制御モードを切り替えて動作する。
【0033】
周波数変調モードで動作する第1のドライバ回路30Aは、上述のように2つのスイッチング素子Q1、Q2をPFM制御する。また、第1のドライバ回路30Aは、例えば、フォトカプラを介して第1のコンバータ回路2Aの出力電圧Vo(平滑コンデンサ231の両端電圧)を監視し、出力電圧Voを目標値に一致させるようにPFM制御を行う。
【0034】
同様に、周波数変調モードで動作する第2のドライバ回路30Bは、上述のように2つのスイッチング素子Q3、Q4をPFM制御する。また、第2のドライバ回路30Bは、例えば、フォトカプラを介して第2のコンバータ回路2Bの出力電圧(平滑コンデンサ231の両端電圧)Voを監視し、出力電圧Voを目標値に一致させるようにPFM制御を行う。
【0035】
バーストモードで動作する第1のドライバ回路30Aは、二つのスイッチング素子Q1、Q2のスイッチング周波数を固定した状態で二つのスイッチング素子Q1、Q2のスイッチングをデューティ制御する。つまり、第1のドライバ回路30Aは、一定のデューティ周期に対して二つのスイッチング素子Q1、Q2をスイッチングする期間(駆動期間)の比(デューティ比)を調節することにより、第1のコンバータ回路2Aの出力電圧Voを調整する。
【0036】
同様に、バーストモードで動作する第2のドライバ回路30Bは、二つのスイッチング素子Q3、Q4のスイッチング周波数を固定した状態で二つのスイッチング素子Q3、Q4のスイッチングをデューティ制御する。つまり、第2のドライバ回路30Bは、一定のデューティ周期に対して二つのスイッチング素子Q3、Q4をスイッチングする期間(駆動期間)の比(デューティ比)を調節することにより、第2のコンバータ回路2Bの出力電圧Voを調整する。
【0037】
調光制御回路31は、マイクロコントローラで構成されることが好ましい。調光制御回路31は、調光信号を受信し、調光信号で指示される調光比を実現するため、第1のドライバ回路30A及び第2のドライバ回路30Bに対して、当該調光比に対応した出力電圧Voの目標値を与える。なお、調光比と出力電圧Voの目標値の対応関係は、マイクロコントローラが有するメモリに、データテーブルとして格納されることが好ましい。また、調光制御回路31は、後述するように第1のドライバ回路30A及び第2のドライバ回路30Bに対してバースト制御信号を出力する。
【0038】
(3−3.コンバータ回路の出力特性)
ここで、LLC方式の電流共振形コンバータの一般的な出力特性を図3に示す。図3の横軸はスイッチング周波数fを示し、縦軸は出力電圧Voを示す。図3における3本の曲線α1、α2、α3は、それぞれ照明負荷(LEDユニット5)の等価抵抗値が異なる場合の出力特性を示している。具体的には、曲線α1が3種類の中で最も等価抵抗値が小さい場合の出力特性であり、曲線α3が3種類の中で最も等価抵抗値が大きい場合の出力特性である。そして、曲線α2は、3種類の中で中間の等価抵抗値の場合の出力特性である。通常、LLC方式の電流共振形コンバータでは、出力電圧が極大となる周波数(共振周波数f0)よりも高い周波数(例えば、下限周波数f1から上限周波数f2までの周波数範囲)でPFM制御が行われる(図3参照)。
【0039】
しかしながら、LEDユニット5からなる照明負荷の場合、流れる電流(順方向電流)が少なくなるほど等価抵抗値が大きくなるため、例えば、調光が深く(調光比が高く)なると、コンバータ回路2の出力特性が曲線α2から曲線α3に遷移する。その結果、調光の下限を下げる(調光比の上限を上げる)ことが困難になる場合があった。なお、調光比とは照明負荷の光量を定格点灯時の光量から減じる割合であって、照明負荷を定格点灯させたときの調光比を0%とし、照明負荷を消灯させたときの調光比を100%として、定格点灯時の光量に対する割合で定義される。
【0040】
図3に示すように、調光比が高い場合の出力特性(曲線α3)では、スイッチング周波数を上限周波数f2までシフトしても出力電圧Voがほとんど低下しない。そのため、PFM制御のみでは調光下限を下げる(調光比の上限を上げる)ことが困難である。一方、PFM制御において、調光下限を下げるために出力電圧Voの極大値を大きくすると、照明負荷を定格点灯させるときにコンバータ回路2が発振する可能性が高くなる。
【0041】
そのため、調光制御回路31は、高い調光比で照明負荷を調光する際にコンバータ回路2をバースト制御することが好ましい。例えば、調光制御回路31は、調光比が0〜70%までの範囲では、コンバータ回路2をPFM制御し、調光比が70%以上の範囲では、コンバータ回路2をバースト制御する。このように調光制御回路31がコンバータ回路2の制御をPFM制御からバースト制御に切り替えることにより、PFM制御のみで調光する場合に比べて、調光下限を下げる(調光比の上限を上げる)ことができる。
【0042】
しかしながら、バースト制御においてスイッチング制御を休止する期間(休止期間)が長くなるにつれて、コンバータ回路2の出力電流のリプルが増大し、LEDユニット5の光量の変動が増大する。特に、調光比を高くする(光量を減らす)ほど、出力電流のリプルが増大してLEDユニット5のちらつきが生じやすくなる。
【0043】
そこで、電源システム1において、制御回路3は、複数のコンバータ回路2の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路2を制御する。その結果、電源システム1は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる。なお、コンバータ回路2の動作モードとは、バースト制御においてスイッチング素子Q1−Q4がスイッチングされている状態(モード)である。一方、コンバータ回路2の停止モードとは、バースト制御においてスイッチング素子Q1−Q4がスイッチングされずにオフ状態に維持されている状態(モード)である。
【0044】
(3−4.電源システムの動作説明)
次に、制御回路3がコンバータ回路2をバースト制御する際の電源システム1の動作について、図4のタイムチャートを参照して詳細に説明する。なお、図4の横軸は時間tを示し、図4の縦軸は、調光制御回路31から第1のドライバ回路30Aに出力されるバースト制御信号BC1、及び調光制御回路31から第2のドライバ回路30Bに出力されるバースト制御信号BC2を示している。第1のドライバ回路30Aは、バースト制御信号BC1がLレベルのときに第1のコンバータ回路2Aを停止モードとし、バースト制御信号BC1がHレベルのときに第1のコンバータ回路2Aを動作モードとする。同様に、第2のドライバ回路30Bは、バースト制御信号BC2がLレベルのときに第2のコンバータ回路2Bを停止モードとし、バースト制御信号BC2がHレベルのときに第2のコンバータ回路2Bを動作モードとする。
【0045】
上述したように、調光制御回路31は、調光信号によって70%以上の調光比が指示された場合、コンバータ回路2をバースト制御する。このとき、調光制御回路31は、第1のドライバ回路30Aにバースト制御信号BC1を出力する(Hレベルに立ち上げる)タイミングに対して、第2のドライバ回路30Bにバースト制御信号BC2を出力するタイミングを、遅延時間Td1だけ遅らせる。そして、調光制御回路31は、調光比に応じた駆動期間Tonだけバースト制御信号BC1、BC2をそれぞれHレベルとし、駆動期間Tonの経過時点でバースト制御信号BC1、BC2をそれぞれLレベルとする。ただし、第1のコンバータ回路2Aの駆動期間Tonと第2のコンバータ回路2Bの駆動期間Tonは同じ時間長であってもよいし、異なる時間長であってもかまわない。また、調光制御回路31は、バースト制御を実行している間、一定のバースト周期TBでバースト制御信号BC1を出力する。調光制御回路31は、調光信号で指示される調光比が高くなるにつれて、バースト制御信号BC1、BC2をHレベルとする駆動期間Tonを短くすることでデューティ比を下げている。
【0046】
ここで、特許文献1記載の従来例のように複数のコンバータ回路2が停止モードから動作モードに切り替わるタイミングが等しい場合、バースト周期TBにおいて出力電流の停止期間Toffは複数のコンバータ回路2の停止モードの期間に等しくなる。
【0047】
一方、制御回路3において、第1のコンバータ回路2Aと第2のコンバータ回路2Bのそれぞれが停止モードから動作モードに移行するタイミングをずらすと、バースト周期TBごとの出力電流の停止期間が、各コンバータ回路2の停止期間Toffより短くなる。そのため、複数のコンバータ回路2からLEDユニット5に供給される出力電流のリプルを低減し、LEDユニット5のちらつきの抑制を図ることができる。なお、LEDユニット5の光量は、バースト周期TBにおいてコンバータ回路2の出力電流が停止する期間が長くなるにつれて減少する。
【0048】
制御回路3は、バースト制御において、遅延時間Td1を第1のコンバータ回路2Aの動作モードの長さ(駆動期間Ton)より短くしてもかまわない。遅延時間Td1が第1のコンバータ回路2Aの駆動期間Tonより短い場合、第1のコンバータ回路2Aの駆動期間Tonと、第2のコンバータ回路2Bの駆動期間Tonが部分的に重なることになる。この場合でも、バースト周期TBごとの出力電流の停止期間が、各コンバータ回路2の停止期間Toffより短くなるため、複数のコンバータ回路2からLEDユニット5に供給される出力電流のリプルを低減することができる。
【0049】
また、制御回路3は、バースト制御における遅延時間Td1をコンバータ回路2の台数に応じた時間、例えば、バースト周期TBをコンバータ回路2の台数Nで除した時間(TB/N)としてもかまわない。これにより、バースト周期TBにおけるトータルの停止期間を変えずに連続した停止期間を短くすることができる。その結果、電源システム1及び照明システム6は、複数のコンバータ回路2の出力電流のリプルを更に低減することができる。
【0050】
なお、実施形態に係る電源システム1及び照明システム6は、2台のコンバータ回路2を備えているが、3台以上のコンバータ回路2を備えてもかまわない。この場合も、3台以上のコンバータ回路2の入力端子は直流電源4の出力端子と電気的に直列接続され、3台以上のコンバータ回路2の出力端子は照明負荷(LEDユニット5)と電気的に並列接続される。
【0051】
(4.まとめ)
上述のように本開示の第1の態様に係る電源システム(1)は、直流電源(4)から供給される直流電圧(入力電圧Vin)を電圧変換する複数のコンバータ回路(2)を備える。第1の態様に係る電源システム(1)は、複数のコンバータ回路(2)の各々の出力電圧(Vo)を調整するように複数のコンバータ回路(2)を制御する一つ以上の制御回路(3)を備える。複数のコンバータ回路(2)の各々は、一対の入力端子(20P、20N)と、一対の出力端子(21P、21N)と、一対の入力端子(20P、20N)間に電気的に接続される一つ以上のスイッチング素子(Q1;Q2;Q3;Q4)とを有する。複数のコンバータ回路(2)の各々は、スイッチング素子と一対の出力端子(21P、21N)の間に設けられた共振回路(22A;22B)と、共振回路(22A;22B)と一対の出力端子(21P、21N)の間に設けられた整流平滑回路(23A;23B)とを有する。複数のコンバータ回路(2)の各々が有する一対の入力端子(20P、20N)が直流電源(4)に対して電気的に接続される。複数のコンバータ回路(2)の各々が有する一対の出力端子(21P、21N)が互いに電気的に並列接続されている。制御回路(3)は、スイッチング素子をスイッチングさせる動作モードと、スイッチング素子をオフ状態に維持する停止モードとを交互に実行するように構成される。制御回路(3)は、複数のコンバータ回路(2)の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路(2)を更に制御する。
【0052】
第1の態様に係る電源システム(1)は、複数のコンバータ回路(2)の各々が停止モードから動作モードに移行するタイミングを互いにずらすことにより、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる。
【0053】
本開示の第2の態様に係る電源システム(1)は、第1の態様との組合せにより実現され得る。第2の態様に係る電源システム(1)において、制御回路(3)は、複数のコンバータ回路(2)の各々を、動作モードから停止モードに移行させるタイミングを互いにずらすように複数のコンバータ回路(2)を更に制御することが好ましい。
【0054】
第2の態様に係る電源システム(1)は、複数のコンバータ回路(2)の各々を動作モードから停止モードに移行させるタイミングを互いにずらすことにより、出力電流の調整範囲の更なる拡大を図ることができる。
【0055】
本開示の第3の態様に係る電源システム(1)は、第1又は第2の態様との組合せにより実現され得る。第3の態様に係る電源システム(1)において、制御回路(3)は、複数のコンバータ回路(2)の各々の動作モードの時間の長さ(駆動期間Ton)又は停止モードの時間の長さ(停止期間Toff)の少なくとも一方が等しくなるように複数のコンバータ回路(2)を更に制御することが好ましい。
【0056】
第3の態様に係る電源システム(1)は、複数のコンバータ回路(2)の各々の動作モードの時間の長さ又は停止モードの時間の長さの少なくとも一方を等しくすることにより、複数のコンバータ回路(2)をほぼ均等に動作させることができる。その結果、第3の態様に係る電源システム(1)は、複数のコンバータ回路(2)のばらつきに起因した出力電流のリプルを抑制することができる。
【0057】
本開示の第4の態様に係る電源システム(1)は、第1−第3の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第4の態様に係る電源システム(1)において、制御回路(3)は、複数のコンバータ回路(2)の各々を常時動作させ、かつ、複数のコンバータ回路(2)の各々のスイッチング素子をスイッチングさせるときのスイッチング周波数をシフトすることによって複数のコンバータ回路(2)の各々の出力電圧(Vo)を調整することが好ましい。
【0058】
第4の態様に係る電源システム(1)は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流を調整することができる。
【0059】
本開示の第5の態様に係る電源システム(1)は、第1−第4の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第5の態様に係る電源システム(1)において、複数のコンバータ回路(2)はそれぞれ、LLC方式の電流共振形コンバータであることが好ましい。
【0060】
第5の態様に係る電源システム(1)は、複数のコンバータ回路(2)のそれぞれをLLC方式の電流共振形コンバータとすることにより、回路規模の小型化が容易になるという利点がある。
【0061】
本開示の第6の態様に係る電源システム(1)は、第1−第5の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第6の態様に係る電源システム(1)において、制御回路(3)は、外部から入力する信号に応じて、動作モードと停止モードを交互に実行する動作を開始することが好ましい。
【0062】
第6の態様に係る電源システム(1)は、外部から入力する信号に応じて出力電流を調整することができる。
【0063】
本開示の第7の態様に係る電源システム(1)は、第1−第6の態様のいずれかとの組合せにより実現され得る。第7の態様に係る電源システム(1)において、複数のコンバータ回路(2)の各々が有する一対の入力端子(20P、20N)が直流電源(4)に対して電気的に直列接続されていることが好ましい。
【0064】
第7の態様に係る電源システム(1)は、直流電源(4)から供給される直流電圧が分圧されて各コンバータ回路(2)の一対の入力端子(20P、20N)に印加されるので、各コンバータ回路(2)の一対の入力端子(20P、20N)の間に印加される電圧を直流電圧のおよそ半分の電圧に低下させることができる。
【0065】
本開示の第8の態様に係る照明システム(6)は、第1−第7のいずれかの態様に係る電源システム(1)と、電源システム(1)から供給される直流電力によって点灯する照明負荷(LEDユニット5)とを備える。照明負荷は、複数のコンバータ回路(2)の各々の一対の出力端子(21)と電気的に並列接続されることが好ましい。
【0066】
第8の態様に係る照明システム(6)は、出力電流のリプルを抑制しつつ出力電流の調整範囲の拡大を図ることができる。
【0067】
本開示の第9の態様に係る照明システム(6)は、第8の態様と組合せにより実現され得る。第9の態様に係る照明システム(6)において、制御回路(3)は、複数のコンバータ回路(2)の各々の出力電圧(Vo)を調整することによって照明負荷を調光することが好ましい。
【0068】
第9の態様に係る照明システム(6)は、照明負荷の調光下限の拡大を図ることができる。
【符号の説明】
【0069】
1 電源システム
2 コンバータ回路
3 制御回路
4 直流電源
5 LEDユニット(照明負荷)
6 照明システム
20P 正極の入力端子
20N 負極の入力端子
21P 正極の出力端子
21N 負極の出力端子
22A;22B 共振回路
23A;23B 整流平滑回路
Q1、Q2、Q3、Q4 スイッチング素子
Vin 入力電圧(直流電圧)
Vo 出力電圧
Ton 駆動期間
Toff 停止期間
図1
図2
図3
図4