5664589 電源回生コンバータおよび電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5664589

(24)【登録日】2014年12月19日

(45)【発行日】2015年2月4日

(54)【発明の名称】電源回生コンバータおよび電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20150115BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/12 A

【請求項の数】8

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2012-97133(P2012-97133)

(22)【出願日】2012年4月20日

(65)【公開番号】特開2013-225988(P2013-225988A)

(43)【公開日】2013年10月31日

【審査請求日】2013年3月15日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006622

【氏名又は名称】株式会社安川電機

(74)【代理人】

【識別番号】100089118

【弁理士】

【氏名又は名称】酒井 宏明

(72)【発明者】

【氏名】高瀬 善康

(72)【発明者】

【氏名】井手 耕三

(72)【発明者】

【氏名】森本 進也

(72)【発明者】

【氏名】井浦 英昭

(72)【発明者】

【氏名】佐伯 考弘

【審査官】 鈴木 重幸

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００１−２８６１５０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−１２０８２０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−３４０４６６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０５５１４８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−０３４１５３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０７−１３５７７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−３６９５３３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１０−０２３７４５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１７２５１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−２２５９８７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ５／００− ７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、前記リアクトルの直列接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、前記各相のコンデンサの他端が共通に接続されたＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧にローパスフィルタによりフィルタリング処理を施した値に係数を乗算して得られる補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
を備えたことを特徴とする電源回生コンバータ。

【請求項2】

３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、各相の前記リアクトルの直列接続点間に両端が接続されたコンデンサとを有するＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧にローパスフィルタによりフィルタリング処理を施した値に係数を乗算して得られる補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
を備えたことを特徴とする電源回生コンバータ。

【請求項3】

３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、前記リアクトルの直列接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、前記各相のコンデンサの他端が共通に接続されたＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧に応じた補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源との間に流れる電流を検出する電流検出部と、
を備え、
前記電圧指令補償部は、
前記電流検出部によって検出された電流と、前記交流電圧指令とに基づいて前記リアクトルの直列接続点の電圧を推定し、当該推定値に応じた補償値を演算する
ことを特徴とする電源回生コンバータ。

【請求項4】

３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、各相の前記リアクトルの直列接続点間に両端が接続されたコンデンサとを有するＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧に応じた補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源との間に流れる電流を検出する電流検出部と、
を備え、
前記電圧指令補償部は、
前記電流検出部によって検出された電流と、前記交流電圧指令とに基づいて前記リアクトルの直列接続点の電圧を推定し、当該推定値に応じた補償値を演算する
ことを特徴とする電源回生コンバータ。

【請求項5】

３相交流電源に接続される電源回生コンバータと、当該電源回生コンバータに接続されるインバータとを備え、
前記電源回生コンバータは、
前記３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、前記リアクトルの直列接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、前記各相のコンデンサの他端が共通に接続されたＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧にローパスフィルタによりフィルタリング処理を施した値に係数を乗算して得られる補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。

【請求項6】

３相交流電源に接続される電源回生コンバータと、当該電源回生コンバータに接続されるインバータとを備え、
前記電源回生コンバータは、
前記３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、各相の前記リアクトルの直列接続点間に両端が接続されたコンデンサとを有するＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧にローパスフィルタによりフィルタリング処理を施した値に係数を乗算して得られる補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。

【請求項7】

３相交流電源に接続される電源回生コンバータと、当該電源回生コンバータに接続されるインバータとを備え、
前記電源回生コンバータは、
前記３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、前記リアクトルの直列接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、前記各相のコンデンサの他端が共通に接続されたＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧に応じた補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源との間に流れる電流を検出する電流検出部と、
を備え、
前記電圧指令補償部は、
前記電流検出部によって検出された電流と、前記交流電圧指令とに基づいて前記リアクトルの直列接続点の電圧を推定し、当該推定値に応じた補償値を演算する
ことを特徴とする電力変換装置。

【請求項8】

３相交流電源に接続される電源回生コンバータと、当該電源回生コンバータに接続されるインバータとを備え、
前記電源回生コンバータは、
前記３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う電力変換部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、各相の前記リアクトルの直列接続点間に両端が接続されたコンデンサとを有するＬＣＬフィルタと、
電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記リアクトルの直列接続点の電圧に応じた補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する電圧指令補償部と、
前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
前記電力変換部と前記３相交流電源との間に流れる電流を検出する電流検出部と、
を備え、
前記電圧指令補償部は、
前記電流検出部によって検出された電流と、前記交流電圧指令とに基づいて前記リアクトルの直列接続点の電圧を推定し、当該推定値に応じた補償値を演算する
ことを特徴とする電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

開示の実施形態は、電源回生コンバータおよび電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、電源回生装置として、例えば、モータを制御するインバータ装置と３相交流電源との間に配置される電源回生コンバータが知られている。電源回生コンバータは、モータの減速時に、モータからインバータ装置を介して供給される電力をスイッチング素子によって交流電力へ変換して３相交流電源へ供給する電源回生を行う。

【0003】

電源回生コンバータにおける通電方式として、ＰＷＭ制御方式や１２０度通電方式が知られている。かかる通電方式では、スイッチング素子をスイッチングして電圧を出力するため、出力電圧は高周波成分を含む。そのため、電源回生コンバータでは、３相交流電源とスイッチング素子との間に、前記高周波成分の影響を低減して入出力電流を滑らかにするためのフィルタが設けられる。

【0004】

かかるフィルタは、リアクトルおよびコンデンサとからなるフィルタであり、共振現象の発生原因になる。そのため、例えば、特許文献１に記載の電源回生コンバータでは、ＬＣＬフィルタにダンピング抵抗を追加することによって、共振現象を抑制している（例えば、特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００６−３４０４６６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、特許文献１に記載の電源回生コンバータのように、ＬＣＬフィルタにダンピング抵抗を追加する場合、ダンピング抵抗による電力消費や発熱などのデメリットがあり、コスト増や小型化を阻害するなどのデメリットも生じ得る。

【0007】

また、長距離配線を介して電源回生コンバータに３相交流電源が接続される場合、線路のインダクタンス（電源インピーダンス）がＬＣＬフィルタのインダクタンス成分と比較して無視できないほどの大きさになる。このことが電源回生コンバータ内における電流制御系の応答性を低下させてしまい、３相交流電源側の電流や電圧に振動を生じさせるおそれがある。

【0008】

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、ＬＣＬフィルタの共振現象に起因する、および電源インピーダンスに起因する３相交流電源側の電流や電圧の振動を抑制することができる電源回生コンバータおよび電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

実施形態の一態様に係る電源回生コンバータは、電力変換部と、ＬＣＬフィルタと、電圧指令生成部と、電圧指令補償部と、駆動制御部とを備える。前記電力変換部は、３相交流電源から供給される交流電力の直流電力への変換と、直流電力から交流電力への変換による前記３相交流電源への回生とを行う。前記ＬＣＬフィルタは、前記電力変換部と前記３相交流電源の各相との間にそれぞれ、直列接続された複数のリアクトルと、前記リアクトルの直列接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、前記各相のコンデンサの他端が共通に接続される。前記電圧指令生成部は、電圧指令を生成する。前記電圧指令補償部は、前記リアクトルの直列接続点の電圧にローパスフィルタによりフィルタリング処理を施した値に係数を乗算して得られる補償値を演算し、当該補償値を前記電圧指令に加算する。前記駆動制御部は、前記電圧指令補償部によって補償値が加算された交流電圧指令に基づいて前記電力変換部を制御する。

【発明の効果】

【0010】

実施形態の一態様によれば、ＬＣＬフィルタの共振現象に起因する、および電源インピーダンスに起因する３相交流電源側の電流や電圧の振動を抑制することができる電源回生コンバータおよび電力変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】図１は、第１の実施形態に係る電源回生コンバータの構成例を示す図である。

【図2】図２は、第１の実施形態に係る電源回生コンバータの制御部の構成例を示す図である。

【図3】図３は、３相交流電源と電力変換部との間の電流および電圧の関係を示す図である。

【図4】図４は、電圧指令の補正を行わない場合のＬＣＬフィルタモデルのブロック図である。

【図5】図５は、第１の実施形態に係るコンデンサ電圧検出器の構成例を示す図である。

【図6】図６は、電圧指令の補正を行った場合のＬＣＬフィルタモデルのブロック図である。

【図7】図７は、電圧指令の補正を行わない場合の電源回生コンバータの制御構成を示す図である。

【図8】図８は、第２の実施形態に係る電源回生コンバータの構成例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、添付図面を参照して、本願の開示する電源回生コンバータおよび電力変換装置の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

【0013】

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電源回生コンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係る電源回生コンバータ１は、３相交流電源２とインバータ装置３との間に配置され、３相交流電源２とインバータ装置３との間の電力変換を行う。かかる電源回生コンバータ１は、交流電力から直流電力への変換、および、直流電力から交流電力への変換の双方向の電力変換を行うことができる。

【0014】

電源回生コンバータ１およびインバータ装置３によって電力変換装置５が構成され、かかる電力変換装置５は、モータ４を駆動させる力行運転状態と、３相交流電源２へ電源回生を行う回生運転状態とを切り替えて実行する。

【0015】

力行運転時には、電源回生コンバータ１はコンバータ装置として機能し、３相交流電源２から供給される交流電力を直流電力へ変換する。インバータ装置３は、電源回生コンバータ１によって変換された直流電力を交流電力へ変換してモータ４へ供給することによってモータ４を駆動する。

【0016】

一方、回生運転時には、インバータ装置３は、モータ４の減速によってモータ４に生じる誘導起電力を直流電力へ変換するように内部のスイッチング素子を駆動し、直流電力を電源回生コンバータ１へ供給する。電源回生コンバータ１は、インバータ装置３から供給される直流電力を交流電力へ変換して３相交流電源２へ供給することによって電源回生を行う。

【0017】

電源回生コンバータ１は、電力変換部１０と、ＬＣＬフィルタ２０と、電流検出部２１と、電源電圧検出部２２と、直流母線電圧検出部２３と、制御部３０とを備える。

【0018】

電力変換部１０は、３相交流電源２とインバータ装置３との間に配置される。かかる電力変換部１０は、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、複数のダイオードＤ１〜Ｄ６と、平滑コンデンサＣ１とを備える。

【0019】

複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は三相ブリッジ接続され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６毎にそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続される。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧形の半導体素子が用いられる。

【0020】

ＬＣＬフィルタ２０は、低域通過特性を持つフィルタであり、電力変換部１０と３相交流電源２との間を流れる入出力電流を滑らかにする。かかるＬＣＬフィルタ２０は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の相毎に、直列接続された複数のリアクトルとリアクトルの直列接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、各相のコンデンサの他端が共通に接続される。

【0021】

具体的には、Ｒ相と電力変換部１０との間には、直列接続された複数のリアクトルＬ１ｒ、Ｌ２ｒと、リアクトルＬ１ｒ、Ｌ２ｒの直列接続点に一端が接続されたコンデンサＣ１ｒとが配置される。Ｓ相と電力変換部１０との間には、直列接続された複数のリアクトルＬ１ｓ、Ｌ２ｓと、リアクトルＬ１ｓ、Ｌ２ｓの直列接続点に一端が接続されたコンデンサＣ１ｓとが配置される。Ｔ相と電力変換部１０との間には、直列接続された複数のリアクトルＬ１ｔ、Ｌ２ｔと、リアクトルＬ１ｔ、Ｌ２ｔの直列接続点に一端が接続されたコンデンサＣ１ｔとが配置される。そして、コンデンサＣ１ｒ、Ｃ１ｓ、Ｃ１ｔの他端が共通に接続される。このようなコンデンサ間の接続をＹ結線という。なお、コンデンサの接続構成はこれに限られるものではなく、例えば、リアクトルＬ１ｒおよびＬ２ｒの直列接続点とリアクトルＬ１ｓおよびＬ２ｓの直列接続点との間にコンデンサＣ１ｒを接続し、リアクトルＬ１ｓおよびＬ２ｓの直列接続点とリアクトルＬ１ｔおよびＬ２ｔの直列接続点との間にコンデンサＣ１ｓを接続し、リアクトルＬ１ｔおよびＬ２ｔの直列接続点とリアクトルＬ１ｒおよびＬ２ｒの直列接続点との間にコンデンサＣ１ｔを接続するようにしてもよい。このようなコンデンサ間の接続をΔ結線という。

【0022】

電流検出部２１は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相のそれぞれと電力変換部１０との間に流れる電流を検出し、かかる検出結果を制御部３０に出力する。電流検出部２１として、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサを用いることができる。

【0023】

電源電圧検出部２２は、３相交流電源２から出力される交流電圧の瞬時値を繰り返し継続して検出する。具体的には、電源電圧検出部２２は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の各相とＬＣＬフィルタ２０との間の接続点を監視し、３相交流電源２の各相電圧の瞬時値を検出し、交流電圧検出値Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔとして出力する。交流電圧検出値Ｖ_Ｒは、Ｒ相電圧の瞬時値であり、交流電圧検出値Ｖ_Ｓは、Ｓ相電圧の瞬時値であり、交流電圧検出値Ｖ_Ｔは、Ｔ相電圧の瞬時値である。

【0024】

直流母線電圧検出部２３は、電力変換部１０のインバータ装置３側の直流電圧の瞬時値を繰り返し継続して検出する。具体的には、直流母線電圧検出部２３は、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧値を検出し、直流電圧値Ｖｄｃとして制御部３０に出力する。

【0025】

制御部３０は、位相検出部３１と、Ａ／Ｄ変換部３２と、ＤＣリンク電圧制御部３３と、電流制御部３４と、駆動制御部３５とを備え、電力変換部１０を制御する。

【0026】

位相検出部３１は、電源電圧検出部２２から出力される交流電圧検出値Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔに基づいて、３相交流電源２の電圧位相を検出し、電圧位相検出値θｒｓｔとして出力する。この電圧位相検出値θｒｓｔは電流制御部３４に出力され、電流制御部３４における電流制御に用いられる。なお、交流電圧検出値Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔから３相交流電源２の位相を演算する技術は公知であり、位相検出部３１は、例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）等により構成される。

【0027】

Ａ／Ｄ変換部３２は、電流検出部２１によって検出されたＲ相電流、Ｓ相電流、Ｔ相電流をＡ／Ｄ変換によってデジタル値である相電流検出値Ｉ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_Ｔに変換する。相電流検出値Ｉ_Ｒは、Ｒ相電流の瞬時値であり、相電流検出値Ｉ_Ｓは、Ｓ相電流の瞬時値であり、相電流検出値Ｉ_Ｔは、Ｔ相電流の瞬時値である。

【0028】

ＤＣリンク電圧制御部３３は、図示しない上位コントローラからの直流電圧指令Ｖｄｃ^*を受け付け、かかる直流電圧指令Ｖｄｃ^*に基づき、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧を一定に保つように電流指令を出力する。ＤＣリンク電圧制御部３３は、電圧調整器（Automatic Voltage Regulator：ＡＶＲ）であり、直流電圧値Ｖｄｃと直流電圧指令Ｖｄｃ^*とを比較し、例えば、ＰＩ制御を行うことによって、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令Ｉｑ^*を生成する。ｑ軸電流指令Ｉｑ^*は、有効電流の目標電流値であり、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*は、無効電流の目標電流値である。なお、力率を１とする場合、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*はゼロに設定される。

【0029】

電流制御部３４は、ＤＣリンク電圧制御部３３から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令Ｉｑ^*に応じたｄ軸電流およびｑ軸電流が流れるように制御演算し、電圧指令Ｖ_Ｒ^*、Ｖ_Ｓ^*、Ｖ_Ｔ^*を生成する。

【0030】

駆動制御部３５は、電流制御部３４から出力される電圧指令Ｖ_Ｒ^*、Ｖ_Ｓ^*、Ｖ_Ｔ^*に基づき、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動するＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。かかるＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ６は、Ｈｉｇｈレベルのときにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン状態にするオン指令になる。

【0031】

第１の実施形態に係る電流制御部３４では、ＬＣＬフィルタ２０を構成するコンデンサＣ１ｒ、Ｃ１ｓ、Ｃ１ｔの端子電圧Ｖｃ（リアクトルによる直列接続点の電圧であり、以下、コンデンサ電圧Ｖｃと記載する場合がある）に応じた補償値を演算し、かかる補償値を電圧指令に加算する。これにより、ＬＣＬフィルタ２０の共振に起因した電流や電圧の振動を抑制することができ、同時に、長距離配線に伴う線路インダクタンス（電源インピーダンス）に起因した電流や電圧の振動をも抑制することができる。以下、電流制御部３４について具体的に説明する。

【0032】

図２は、第１の実施形態に係る電流制御部３４の構成例を示す図である。図２に示すように、電流制御部３４は、３φ／ｄｑ変換器４０と、減算器４１、４２と、電流調整器４３、４４と、加算器４５、４６、５１、５２と、コンデンサ電圧検出器４７、４８と、乗算器４９、５０と、ｄｑ／３φ変換器５３とを備える。なお、加算器４５、４６と、コンデンサ電圧検出器４７、４８と、乗算器４９、５０とを含む構成が、電圧指令補償部の一例に相当する。

【0033】

３φ／ｄｑ変換器４０は、相電流検出値Ｉ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_Ｔからｑ軸電流値Ｉｑとｄ軸電流値Ｉｄとを演算する。具体的には、３φ／ｄｑ変換器４０は、相電流検出値Ｉ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_Ｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換する。そして、３φ／ｄｑ変換器４０は、位相検出部３１によって検出された電圧位相検出値θｒｓｔに基づき、αβ軸座標系の成分をｄｑ軸回転座標系のｑ軸成分およびｄ軸成分に変換する。

【0034】

減算器４１は、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差であるｑ軸電流偏差を演算して電流調整器（Automatic Current Regulator：ＡＣＲ）４３へ出力する。電流調整器４３はｑ軸電流偏差を例えばＰＩ制御することによってｑ軸電流偏差をゼロとするようなｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*を生成し、加算器４５へ出力する。

【0035】

加算器４５は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*に乗算器４９から出力されるｑ軸補償値Ｖｃｍｑを加算してｑ軸電圧指令Ｖｑ２^*を生成し、加算器５１へ出力する。加算器５１は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^*と、図示しない非干渉化制御器によって生成された非干渉化補償値とを加算し、かかる加算結果をｑ軸電圧指令Ｖｑ^*としてｄｑ／３φ変換器５３に出力する。

【0036】

なお、加算器５１において、例えば、３相交流電源２の実効電圧をｑ軸電圧指令Ｖｑ２^*に加算することで、ＥＭＦ補償制御を行うこともできる。また、加算器５１に対してはω（Ｌ＋Ｌｇ）Ｉｄを、加算器５２に対しては−ω（Ｌ＋Ｌｇ）Ｉｑをそれぞれ加えることで非干渉化補償を行なうこともできる。非干渉化補償やＥＭＦ補償を行わない場合には、電流制御部３４に加算器５１および加算器５２を設けないようにもできる。

【0037】

コンデンサ電圧検出器４７は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^*とｑ軸電流値Ｉｑ（ｑ軸電流指令Ｉｑ^*で代用することも可）とに基づき、コンデンサ電圧Ｖｃのｑ軸成分に応じた補償値Ｖｃｍｑ１を生成する。乗算器４９は、補償値Ｖｃｍｑ１にゲイン係数Ｋを乗算してｑ軸補償値Ｖｃｍｑを生成する。

【0038】

減算器４２は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差を演算して電流調整器４４へ出力する。電流調整器４４はｄ軸電流偏差を例えばＰＩ制御することによってｄ軸電流偏差をゼロとするようなｄ軸電圧指令Ｖｄ１^*を生成し、加算器４６へ出力する。

【0039】

加算器４６は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^*に乗算器５０から出力されるｄ軸補償値Ｖｃｍｄを加算してｄ軸電圧指令Ｖｄ２^*を生成し、加算器５２へ出力する。加算器５２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^*と、図示しない非干渉化制御器によって生成された非干渉化補償値とを加算し、かかる加算結果をｄ軸電圧指令Ｖｄ^*としてｄｑ／３φ変換器５３に出力する。

【0040】

コンデンサ電圧検出器４８は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^*とｄ軸電流値Ｉｄ（ｄ軸電流指令Ｉｄ^*で代用することも可）とに基づき、コンデンサ電圧Ｖｃのｑ軸に応じた補償値Ｖｃｍｄ１を生成する。乗算器５０は、補償値Ｖｃｍｄ１にゲイン係数Ｋを乗算してｄ軸補償値Ｖｃｍｄを生成する。

【0041】

ｄｑ／３φ変換器５３は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*およびｄ軸電圧指令Ｖｄ^*に基づいて、電圧指令Ｖ_Ｒ^*、Ｖ_Ｓ^*、Ｖ_Ｔ^*を生成して、駆動制御部３５に出力する。具体的には、ｄｑ／３φ変換器５３は、例えば、以下の式（１）、（２）に基づき、電圧指令Ｖ^*および位相指令θａ^*を演算する。
電圧指令Ｖ^*＝（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2）^1/2 ・・・（１）
位相指令θａ^*＝ｔａｎ^-1（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*） ・・・（２）

【0042】

ｄｑ／３φ変換器５３は、位相指令θａ^*に電圧位相検出値θｒｓｔを加算して、位相θｐを演算する。そして、ｄｑ／３φ変換器５３は、電圧指令Ｖ^*と位相θｐとに基づいて、電圧指令Ｖ_Ｒ^*、Ｖ_Ｓ^*、Ｖ_Ｔ^*を求める。例えば、ｄｑ／３φ変換器５３は、以下の式（３）〜（５）から、Ｒ相電圧指令Ｖ_Ｒ^*、Ｓ相電圧指令Ｖ_Ｓ^*、およびＴ相電圧指令Ｖ_Ｔ^*を求める。
Ｖ_Ｒ^*＝Ｖ^*×ｓｉｎ（θｐ） ・・・（３）
Ｖ_Ｓ^*＝Ｖ^*×ｓｉｎ（θｐ−（２π／３）） ・・・（４）
Ｖ_Ｔ^*＝Ｖ^*×ｓｉｎ（θｐ＋（２π／３）） ・・・（５）

【0043】

このように、実施形態に係る制御部３０は、ＬＣＬフィルタ２０を構成するコンデンサの端子電圧Ｖｃに応じたｑ軸補償値Ｖｃｍｑおよびｄ軸補償値Ｖｃｍｄをｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*およびｄ軸電圧指令Ｖｄ１^*に加算する。これにより、ＬＣＬフィルタ２０の共振に起因する、および電源インピーダンスに起因する３相交流電源２側の電流や電圧の振動を抑制することが可能になる。

【0044】

ここで、コンデンサ電圧Ｖｃの検出について説明する。図３は、３相交流電源２と電力変換部１０との間の電流および電圧の関係を示す図である。図３では、リアクトルＬ１ｒ、Ｌ１ｓ、Ｌ１ｔのインダクタンスを「Ｌｇ」、リアクトルＬ２ｒ、Ｌ２ｓ、Ｌ２ｔのインダクタンスを「Ｌ」、コンデンサＣ１ｒ、Ｃ１ｓ、Ｃ１ｔのキャパシタンスを「Ｃ」、３相交流電源２とＬＣＬフィルタ２０との間を接続している線路のインダクタンスＬｐｒ、Ｌｐｓ、Ｌｐｔ（図１参照）、を「Ｌｓ」としている。

【0045】

また、電力変換部１０とＬＣＬフィルタ２０との間に流れる電流を「Ｉ」とし、ＬＣＬフィルタ２０と３相交流電源２との間に流れる電流を「Ｉｇ」としている。また、３相交流電源２とＬＣＬフィルタ２０との接続点の電圧を「Ｖｇｒｉｄ」とし、電力変換部１０の交流電圧指令を「Ｖｐｗｍ」とし、３相交流電源２の電圧を「Ｖｇｒｉｄ’」としている。

【0046】

図３（制御部３０において補償値による電圧指令の補正を行わない場合）に示されたＬＣＬフィルタ２０のモデルは、下記式（７）のように表すことができる。なお、下記式（７）は、図４に示すブロック図のように表すことができる。図４は、図３に示されたＬＣＬフィルタモデルのブロック図である。

【数1】

なお、キャパシタンスＣのコンデンサ３個をΔ結線した回路は、キャパシタンスＣ／３のコンデンサ３個をＹ結線した回路と等価である。したがって、コンデンサＣ１ｒ、Ｃ１ｓ、Ｃ１ｔをΔ結線した場合には、コンデンサＣ１ｒ、Ｃ１ｓ、Ｃ１ｔのキャパシタンスの１／３に相当する値を、式（７）記載のキャパシタンスＣに代入すればよい。

【0047】

上記式（７）において、ＬＣＬフィルタ２０におけるリアクトルＬ２ｒ、Ｌ２ｓ、Ｌ２ｔの内部抵抗の抵抗値Ｒ_ｎを無視しない場合、下記式（８）のように表すことができる。

【数2】

【0048】

上記式（８）から、コンデンサ電圧Ｖｃは、下記式（９）のように表すことができる。

【数3】

【0049】

上記式（９）のラプラス変換に基づき、コンデンサ電圧検出器４７、４８を推定器として下記式（１０）のように構成することができる。なお、コンデンサ電圧検出器４７、４８にはローパスフィルタを挿入しており、ω_ｎは、コンデンサ電圧検出器４７、４８に挿入されたローパスフィルタのカットオフ周波数である。

【数4】

【0050】

ここで、コンデンサ電圧検出器４７、４８の構成について説明する。コンデンサ電圧検出器４７とコンデンサ電圧検出器４８とは同様の構成であるため、以下においては、コンデンサ電圧検出器４７の構成について説明する。図５は、コンデンサ電圧検出器４７の構成例を示す図である。

【0051】

図５に示すように、コンデンサ電圧検出器４７は、乗算器６１、６２、６５と、減算器６３、６６と、加算器６４とを備える。

【0052】

乗算器６１は、ｑ軸電流値Ｉｑに対してリアクトルＬ２ｒ、Ｌ２ｓ、Ｌ２ｔの内部抵抗値Ｒ_ｎを乗算し、乗算結果ＩｑＲ_ｎを出力する。乗算器６２は、ｑ軸電流値Ｉｑに対してω_ｎＬを乗算し、乗算結果Ｉｑω_ｎＬを出力する。

【0053】

減算器６３は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^*から乗算器６１の乗算結果ＩｑＲ_ｎを減算し、加算器６４は、減算器６３の減算結果に乗算器６２の乗算結果Ｉｑω_ｎＬを加算する。乗算器６５は、加算器６４の加算結果にω_ｎ／(ｓ＋ω_ｎ）を乗算する。減算器６６は、乗算器６５の乗算結果から乗算器６２の乗算結果を減算する。

【0054】

かかる減算器６６の減算結果がコンデンサ電圧検出器４７の出力である。コンデンサ電圧検出器４７の出力である補償値Ｖｃｍｑ１は、下記式（１１）のように表すことができる。かかる式（１１）は、上記式（１０）に対応する式であり、ｑ軸成分の電圧指令であるｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*に対する補償値である。かかる補償値Ｖｃｍｑ１は、ｑ軸成分のコンデンサ電圧Ｖｃｑにカットオフ周波数ω_ｎのローパスフィルタでフィルタリング処理を施した値の推定値である。

【数5】

【0055】

このように、実施形態に係る制御部３０では、コンデンサ電圧Ｖｃに応じた補償値を演算し、かかる補償値を電圧指令に加算する。これにより、ＬＣＬフィルタ２０の共振に起因する電流や電圧の振動、および電源インピーダンスに起因する電流や電圧の振動を抑制することができる。

【0056】

３相交流電源２側の電流や電圧の振動には、ＬＣＬフィルタ２０の共振に起因する振動と、３相交流電源２とＬＣＬフィルタ２０との間の配線距離が長い場合に生じる線路インダクタンスに起因した振動とがある。実施形態に係る電源回生コンバータ１では、共振起因の振動と線路インダクタンス起因の振動とを共に抑制することができる。

【0057】

まず、共振起因の振動が抑制される原理について説明する。制御部３０において補償値による電圧指令の補正を行わない場合、ＬＣＬフィルタ２０のモデルは、上述したように、式（７）のように表すことができる。

【0058】

３相交流電源２とＬＣＬフィルタ２０との接続点の電圧Ｖｇｒｉｄは、３相交流電源２側の線路インダクタンス（以下、電源インピーダンスと記載する）が小さい場合には、振動せず、Ｖｇｒｉｄ＝０（変動成分のみ抽出し、それを上記式（７）で表した場合）である。かかる条件において、上記式（７）をラプラス変換すると、ＬＣＬフィルタモデルは、下記式（１２）に示すように表すことができる。

【数6】

【0059】

さらに、上記式（１２）は、Ｖｃ、Ｉ、Ｉｃを消去すると、下記式（１３）のように表すことができる。

【数7】

【0060】

そして、電力変換部１０の交流電圧指令Ｖｐｗｍから、３相交流電源２の電流Ｉｇ（以下、系統電流Iｇと記載する）までの伝達関数Ｇｓ１（ｓ）は、下記式（１４）のように表すことができる。

【数8】

【0061】

上記伝達関数Ｇｓ１（ｓ）は、２次の係数がゼロであることから、減衰が効かない系、すなわち、振動が収まらない系である。そのため、ＬＣＬフィルタ２０の共振に起因して振動が発生すると考えられる。

【0062】

一方、コンデンサ電圧Ｖｃを推定し、かかるコンデンサ電圧ＶｃにＫ／（Ｔｓ＋１）を乗じて、交流電圧指令（図６のＶｐｗｍ’）に加算補正を加えるようにすると、ＬＣＬフィルタ２０のモデルは、図６に示すブロック図のように表すことができ、また、下記式（１５）のように表すことができる。

【数9】

【0063】

上記式（１５）から、下記式（１６）、（１７）が得られる。

【数10】

【0064】

上記式（１６）、（１７）から、加算補正後の交流電圧指令Ｖｐｗｍを消去して、下記式（１８）が得られる。

【数11】

【0065】

したがって、交流電圧指令Ｖｐｗｍ’から、系統電流Ｉｇまでの伝達関数Ｇｓ２（ｓ）は、下記式（１９）のように表すことができる。

【数12】

【0066】

かかる伝達関数Ｇｓ２（ｓ）では、次数ｓに対して全ての係数が存在する。したがって、減衰のある系、すなわち振動が収まる系であり、減衰の程度は、係数ＴとＫで調整することができ、共振起因の振動を抑制することが可能である。なお、上記式（１９）においては、（ＬＴ＋ＬｇＴ）ｓによってダンピング効果を得ることができる。

【0067】

なお、３相交流電源２側の電圧や電流が共振に起因して振動する場合、３相交流電源２側の電圧Ｖｇｒｉｄを検出し、かかる電圧Ｖｇｒｉｄをフィードバック制御して共振振動を抑制することが考えられる。しかし、電源インピーダンスが小さい場合、３相交流電源２側の電圧Ｖｇｒｉｄには、共振成分が現れにくいことから、共振抑制が容易ではない。一方、コンデンサ電圧Ｖｃを推定または直接検出する場合には、電圧Ｖｇｒｉｄを検出する場合と比較して３相交流電源２側の状態（例えば、電源インピーダンスの大小）に依存しないことから、共振起因の振動を容易に抑制することができる。

【0068】

次に、電源インピーダンス（線路インダクタンス）起因の振動が抑制される原理について説明する。制御部３０においてコンデンサ電圧Ｖｃに応じた補償値による電圧指令の補正を行わない場合、電源回生コンバータ１の制御構成は図７のように表される。図７は、電圧指令の補正を行わない場合の電源回生コンバータ１の制御構成を示す図である。

【0069】

図７に示すように、電源回生コンバータ１は、ＤＣリンク電圧（直流母線電圧）を制御する電圧調整器（ＡＶＲ）、電源回生コンバータ１の入出力電流（交流電流）を制御する電流調整器（ＡＣＲ）および３相交流電源２から供給される交流電圧の位相検出器（ＰＬＬ）の各制御器から構成される。かかる構成においては、各制御器の応答帯域が干渉しないようにすることで、電源インピーダンスに起因した制御干渉によって生じる振動を抑制できる。

【0070】

例えば、電流調整器が任意の周波数応答ωｓを得るように設計されたとすると、電圧調整器の応答はωｓの１／５倍、位相検出器の応答はωｓの５倍というように設定することで、それぞれ応答帯域の干渉を避けることができる。

【0071】

電流制御の対象になる回路モデルは、上述した図３に示すように表すことができる。かかる電流制御の対象としては基本波成分のみを考慮する場合、Ｉｃに含まれる高調波成分は無視でき（∵電源インピーダンスに起因して生じる振動は低周波である）、Ｉｃの基本波成分も小さいことから、Ｉ＝Ｉｇｒｉｄとみなすことができる。この場合、電流制御のモデル式は、下記式（２０）のように表すことができる。なお、Ｌｇ’は、ＬｓとＬｇを加算したインダクタンスである。また、ＲはリアクトルＬ（図１に示すＬ２ｒ、Ｌ２ｓ、Ｌ２ｔ）の内部抵抗、Ｒ_０は３相交流電源２（Ｖｇｒｉｄ’）とコンデンサ端子（Ｖｃ）との間に存する抵抗分である。

【数13】

【0072】

仮に電源インピーダンスが既知である場合は、電流調整器におけるＰＩ制御は、該応答周波数をωｓに設定するためには、インダクタンス（Ｌｇ’＋Ｌ）および内部抵抗（Ｒ＋Ｒ_０）から、以下のように設定することが望ましい。なお、ＫｐはＰＩ制御の比例ゲイン、ＴｉはＰＩ制御の積分時間を表す。

【数14】

【0073】

しかしながら、通常、電源回生コンバータ１は様々な場所に設置されることが想定されるので、電源回生コンバータ１に接続される電源インピーダンスは同じではなく、未知である。そのため、Ｌを基準に設計してＫｐ＝Ｌωs、Ｔｉ＝Ｌ／Ｒにする方法が用いられるが、かかる方法では、上記式（２２）と比較してゲインＫｐはＬｇ’の分だけ小さくなり、応答が遅くなる。そのため、インダクタンスＬｇ’（特に、想定外の電源インピーダンスＬｓ）は電流制御系の応答性を低下させることになり、電圧調整器との間で制御干渉を生じさせる要因となってしまう。

【0074】

一方、コンデンサ電圧Ｖｃを推定して交流電圧指令に加算補正した場合、コンデンサ電圧Ｖｃは、３相交流電源２の電源電圧Ｖｇｒｉｄ’と３相交流電源２側のインダクタンスＬｇ’による電圧変動分となり、下記式（２４）のように表すことができる。

【数15】

【0075】

かかるコンデンサ電圧Ｖｃを、交流電圧指令Ｖｐｗｍに足し合わせると、電流制御のモデル式は、上記式（２０）から、下記式（２５）のように表すことができる。

【数16】

【0076】

上記式（２５）は、上記式（２４）から、下記式（２６）のように表すことができる。

【数17】

【0077】

上記式（２６）を整理すると、下記式（２７）のように表すことができる。

【数18】

【0078】

上記式（２７）には、電源電圧Ｖｇｒｉｄ’や３相交流電源２側のインダクタンスＬｓが含まれていない。そのため、電流制御の設計値は、Ｋｐ＝Ｌωs、Ｔｉ＝Ｌ／Ｒのままに設定することで、電源インピーダンスの有無とは関わりなく、電流応答を設計値ωsどおりに設定することができる。

【0079】

以上のように、本実施形態に係る電源回生コンバータ１は、コンデンサ電圧Ｖｃに応じた補償値を交流電圧指令Ｖｐｗｍ（電圧指令Ｖｑ１^*、Ｖｄ１^*）に加算する。これにより、電流応答は任意の設計値ωsとすることができ、電流制御系の応答劣化および制御干渉による振動を防ぐことができる。なお、コンデンサ電圧Ｖｃに応じた補償値の加算は、電圧指令Ｖｑ１^*、Ｖｄ１^*ではなく、例えば、電圧指令Ｖｑ^*、Ｖｄ^*、あるいは電圧指令Ｖ_Ｒ^*、Ｖ_Ｓ^*、Ｖ_Ｔ^*に対して行うようにしてもよい。

【0080】

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電源回生コンバータについて説明する。第１の実施形態に係る電源回生コンバータ１がコンデンサ電圧Ｖｃを推定するものであるのに対し、第２の実施形態に係る電源回生コンバータ１Ａは、コンデンサ電圧Ｖｃを検出するコンデンサ電圧検出部７１を備える。なお、第１の実施形態に係る電源回生コンバータ１と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。また、説明の便宜上、一部の構成は図示していない。

【0081】

図８は、第２の実施形態に係る電源回生コンバータ１Ａの構成例を示す図である。図８に示すように、電源回生コンバータ１Ａは、コンデンサ電圧検出部７１と、制御部３０Ａとを備える。

【0082】

コンデンサ電圧検出部７１は、コンデンサＣ１ｒ、Ｃ１ｓ、Ｃ１ｔの端子電圧Ｖｃｒ、Ｖｃｓ、Ｖｃｔを検出する。コンデンサ電圧検出部７１は、かかる検出結果を固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換し、さらに、電圧位相検出値θｒｓｔに基づきｑ軸回転座標系のｑ軸成分およびｄ軸成分に変換する。ｑ軸成分がｑ軸コンデンサ電圧検出値Ｖｃｑであり、ｄ軸成分がｄ軸コンデンサ電圧検出値Ｖｃｄである。

【0083】

コンデンサ電圧検出部７１は、制御部３０Ａの電流制御部３４Ａに対して、ｑ軸コンデンサ電圧検出値Ｖｃｑおよびｄ軸コンデンサ電圧検出値Ｖｃｄを出力する。電流制御部３４Ａは、コンデンサ電圧検出器４７、４８に代えて、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７２、７３を備える。

【0084】

ＬＰＦ７２は、ｑ軸コンデンサ電圧検出値Ｖｃｑをカットオフ周波数ω_ｎでフィルタリングして補償値Ｖｃｍｑ１を生成し、ＬＰＦ７３は、ｄ軸コンデンサ電圧検出値Ｖｃｄをカットオフ周波数ω_ｎでフィルタリングして補償値Ｖｃｍｄ１を生成する。そして、乗算器４９は、補償値Ｖｃｍｑ１にゲイン係数Ｋを乗算してｑ軸補償値Ｖｃｍｑを生成し、乗算器５０は、補償値Ｖｃｍｄ１にゲイン係数Ｋを乗算してｄ軸補償値Ｖｃｍｄを生成する。その他の処理は、第１の実施形態に係る制御部３０と同様である。

【0085】

このように、電源回生コンバータ１Ａは、検出したコンデンサ電圧Ｖｃ（Ｖｃｒ、Ｖｃｓ、Ｖｃｔ）をカットオフ周波数ωｎでフィルタリングしてゲイン係数Ｋを乗算して得られる補償値Ｖｃｍｑ、Ｖｃｍｄを電圧指令Ｖｑ１^*、Ｖｄ１^*に加算する。これにより、電源回生コンバータ１Ａは、電源回生コンバータ１と同様に、電流応答は任意の設計値ωsとすることができ、電流制御系の応答劣化および制御干渉による振動を防ぐことができる。なお、ＬＰＦ７２、７３と、乗算器４９、５０とを含む構成が、電圧指令補償部の一例に相当する。

【0086】

上述した電源回生コンバータ１、１Ａでは、さらに、電流調整器４３、４４におけるＰＩ制御の比例ゲインを調整することで減衰係数を調整できる。このようにすることで、より適切な減衰係数の調整を行うことができる。

【0087】

また、電源回生コンバータ１、１Ａでは、非干渉化補償やＥＭＦ補償を行うこともできる。

【0088】

コンデンサ電圧Ｖｃを得る方法としては、図２に記載された電源電圧検出部２２によって３相交流電源２とＬＣＬフィルタ２０との接続点の電圧（図３に記載されたＶｇｒｉｄ）を検出し、これにインダクタンスＬｇと系統電流Ｉｇ（但し、系統電流Ｉｇを検出するための電流検出器を準備しておく）との乗算値を加算する方法も考えられる。

【0089】

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

【符号の説明】

【0090】

１、１Ａ 電源回生コンバータ
２ ３相交流電源
３ インバータ装置
４ モータ
５ 電力変換装置
１０ 電力変換部
２０ ＬＣＬフィルタ
２１ 電流検出部
２２ 電源電圧検出部
２３ 直流母線電圧検出部
３０、３０Ａ 制御部
３１ 位相検出部
３２ Ａ／Ｄ変換部
３３ ＤＣリンク電圧制御部
３４、３４Ａ 電流制御部
３５ 駆動制御部
４０ ３φ／ｄｑ変換器
４１、４２ 減算器
４３、４４ 電流調整器
４５、４６ 加算器
４７、４８ コンデンサ電圧検出器
４９、５０ 乗算器
５１、５２ 加算器
５３ ｄｑ／３φ変換器
６１、６２、６５ 乗算器
６３、６６ 減算器
６４ 加算器
７１ コンデンサ電圧検出部
７２、７３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】