特許 5701283 充電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5701283

(24)【登録日】2015年2月27日

(45)【発行日】2015年4月15日

(54)【発明の名称】充電装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20150326BHJP

   H02M 3/28 20060101ALI20150326BHJP

   H02J 7/10 20060101ALI20150326BHJP

   H01M 10/44 20060101ALN20150326BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/12 Q

   H02M3/28 H

   H02J7/10 B

   !H01M10/44 Q

【請求項の数】2

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2012-281069(P2012-281069)

(22)【出願日】2012年12月25日

(65)【公開番号】特開2014-128060(P2014-128060A)

(43)【公開日】2014年7月7日

【審査請求日】2014年2月13日

(73)【特許権者】

【識別番号】510123839

【氏名又は名称】オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100101786

【弁理士】

【氏名又は名称】奥村 秀行

(72)【発明者】

【氏名】山田 隆志

(72)【発明者】

【氏名】幾島 好広

(72)【発明者】

【氏名】川本 貴之

【審査官】 下原 浩嗣

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−０８５３７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−１０１６６７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／１２

Ｈ０２Ｊ ７／１０

Ｈ０２Ｍ ３／２８

Ｈ０１Ｍ １０／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力端に接続された力率改善回路と、
前記力率改善回路の１対の出力ラインの間に接続されたコンデンサと、
前記力率改善回路の出力電圧を昇圧または降圧して、バッテリに出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
を備えた充電装置において、
前記力率改善回路と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に設けられた電圧検出回路と、
前記電圧検出回路が検出した電圧に基づいて前記力率改善回路を制御する制御手段と、をさらに備え、
前記電圧検出回路は、絶縁トランスと、スイッチング素子と、電圧検出部とを含み、
前記力率改善回路の１対の出力ラインの間に、前記絶縁トランスの一次巻線と前記スイッチング素子とが直列に接続され、
前記絶縁トランスの二次巻線に前記電圧検出部が接続され、
前記電圧検出部は、前記力率改善回路が動作状態にあり、かつ前記スイッチング素子がオンの状態で、前記絶縁トランスの二次巻線の出力電圧を検出し、
前記スイッチング素子は、当該素子のオン時における前記コンデンサの放電により前記力率改善回路の出力電圧が実質的に変動しない程度の、短いパルス幅を持ったパルス信号で駆動されることを特徴とする充電装置。

【請求項2】

請求項１に記載の充電装置において、
前記電圧検出部は、前記絶縁トランスの二次巻線の出力電圧の平均値を検出し、
前記制御手段は、前記出力電圧の平均値と、前記絶縁トランスの巻数比とに基づいて、前記力率改善回路の出力電圧を算出することを特徴とする充電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、力率改善回路を備えた充電装置に関する。

【背景技術】

【0002】

電気自動車やハイブリッドカーには、走行用モータの駆動源である高圧バッテリが搭載され、このバッテリを充電するための充電装置が設けられる。このような充電装置においては、一般に、力率改善回路（以下、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路と表記する）とＤＣ−ＤＣコンバータとが備わっている。ＰＦＣ回路は、入力電流の波形を入力電圧の波形に近づけて力率の改善を行うための回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＣ回路の出力電圧を昇圧または降圧して、バッテリ充電用の直流電圧を生成する回路である。

【0003】

後掲の特許文献１、２には、ＰＦＣ回路と、このＰＦＣ回路の後段に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置が記載されている。特許文献１の電源装置では、ＰＦＣ回路のスイッチング素子のドレイン電流を検出するカレントトランスと、ＰＦＣ回路のインダクタのバイアス巻線が設けられている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータに備わるトランスの二次巻線にはＤＳＰ（ディジタル信号処理回路）が接続されている。ＤＳＰは、カレントトランスの二次側出力またはバイアス巻線の出力電圧を基に、ＰＦＣ回路のインダクタに流れる電流の平均値を求め、この平均値が入力電圧波形に追従するよう、ＰＦＣ回路のスイッチング素子を制御する。

【0004】

特許文献２の電源装置では、ＰＦＣ回路の出力がＤＣ−ＤＣコンバータに与えられるとともに、ＤＣ−ＡＣインバータにも与えられる。ＤＣ−ＡＣインバータの出力は、トランスを介して第１負荷に供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスとスイッチング素子とを備えている。トランスの一次巻線とスイッチング素子とは、ＰＦＣ回路の出力ライン間に直列に接続され、トランスの二次巻線には、第２負荷が接続される。

【0005】

ところで、ＰＦＣ回路を用いた充電装置においては、バッテリへ供給する電圧を安定させるために、ＰＦＣ回路の出力電圧を検出し、その検出電圧に基づいてＰＦＣ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御する必要がある。このため、ＰＦＣ回路の出力側に電圧検出回路が設けられる。

【0006】

図７は、ＰＦＣ回路を用いた従来の充電装置の一例を示している。充電装置３００は、交流電源１とバッテリ６との間に配置される。充電装置３００には、整流回路２、ＰＦＣ回路３、コンデンサＣ、電圧検出回路４’、ＤＣ−ＤＣコンバータ５、およびマイクロコンピュータ７が備わっている。ＰＦＣ回路３は、インダクタ１１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、およびＰＦＣ制御部１２から構成される。

【0007】

電圧検出回路４’は、分圧抵抗を構成する抵抗Ｒ１、Ｒ２、絶縁アンプ２３、および電圧検出部２４から構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、図示しないスイッチング回路、トランス、整流回路、平滑回路などから構成される。マイクロコンピュータ７は、電圧検出回路４’で検出された電圧に基づいて、ＰＦＣ回路３から所定の電圧が出力されるように、ＰＦＣ制御部１２を介してスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】再表ＷＯ２００９／００４８４７号公報

【特許文献2】特開２００９−２１３３５０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

上述した充電装置３００においては、電圧検出回路４’に分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２を設けて、ＰＦＣ回路３の出力電圧を検出している。しかるに、ＰＦＣ回路３の出力電圧は、スイッチング素子Ｑ１とインダクタ１１による昇圧作用のため高電圧となる。一方、電圧検出部２４やマイクロコンピュータ７は、低電圧で動作する回路である。そこで、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された高電圧を、絶縁アンプ２３を介して電圧検出部２４へ与えることによって、高電圧側と低電圧側とを電気的に絶縁し、高電圧側の電流が誤って低電圧側に流れないようにしている。このため、高価な絶縁アンプ２３が必要となる。

【0010】

本発明の課題は、絶縁アンプを用いなくても、高電圧側と低電圧側とを電気的に絶縁した状態で高電圧を検出できる充電装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明の充電装置は、交流電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、この整流回路の出力端に接続された力率改善回路と、この力率改善回路の１対の出力ラインの間に接続されたコンデンサと、力率改善回路の出力電圧を昇圧または降圧して、バッテリに出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた充電装置であって、力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータとの間に設けられた電圧検出回路と、この電圧検出回路が検出した電圧に基づいて力率改善回路を制御する制御手段とをさらに備えている。電圧検出回路は、絶縁トランスと、スイッチング素子と、電圧検出部とを含む。力率改善回路の１対の出力ラインの間に、絶縁トランスの一次巻線とスイッチング素子とが直列に接続され、絶縁トランスの二次巻線に電圧検出部が接続される。電圧検出部は、力率改善回路が動作状態にあり、かつスイッチング素子がオンの状態で、絶縁トランスの二次巻線の出力電圧を検出する。

【0012】

このような構成によると、スイッチング素子がオンしたときに、絶縁トランスの一次巻線に、力率改善回路の出力電圧に基づく電流が流れ、絶縁トランスの二次巻線に、上記出力電圧に比例した電圧が現われる。したがって、この電圧を電圧検出部で検出することにより、力率改善回路の出力電圧を演算によって求めることができる。このため、安価な絶縁トランスを用いて、高電圧側と低電圧側とを電気的に絶縁しつつ、力率改善回路の出力電圧を検出することができ、高価な絶縁アンプが不要となる。

【0013】

本発明において、電圧検出回路のスイッチング素子は、当該素子のオン時におけるコンデンサの放電により力率改善回路の出力電圧が実質的に変動しない程度の、短いパルス幅を持ったパルス信号で駆動される。これによると、スイッチング素子のオン時間が短いので、コンデンサの放電量は僅かである。このため、力率改善回路の出力電圧はほとんど変動せず、力率改善回路の動作が安定する。また、スイッチング素子の通電時間が短いので、電力損失を抑制することができる。

【0015】

本発明において、電圧検出部は、絶縁トランスの二次巻線の出力電圧の平均値を検出し、制御手段は、この出力電圧の平均値と、絶縁トランスの巻数比とに基づいて、力率改善回路の出力電圧を算出するようにしてもよい。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、絶縁アンプを用いなくても、高電圧側と低電圧側とを電気的に絶縁した状態で高電圧を検出できる充電装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明の第１実施形態による充電装置を示した回路図である。

【図2】ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示した回路図である。

【図3】スイッチング素子がオンしたときの電流経路を示した図である。

【図4】各部の信号の波形を示した図である。

【図5】マイクロコンピュータの処理手順を示したフローチャートである。

【図6】本発明の第２実施形態による充電装置を示した回路図である。

【図7】従来の充電装置を示した回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一の部分または対応する部分には、同一の符号を付してある。

【0020】

まず、図１を参照して、本発明の第１実施形態による充電装置の構成を説明する。

【0021】

図１において、充電装置１００は、交流電源１とバッテリ６との間に配置される。このため、充電装置１００には、交流電源１が接続される端子Ｔ１、Ｔ２、およびバッテリ６が接続される端子Ｔ３、Ｔ４が設けられている。交流電源１は、例えば、ＡＣ１００Ｖの商用電源である。バッテリ６は、例えば、車両に搭載されるリチウムイオン電池や鉛蓄電池などの二次電池である。

【0022】

充電装置１００は、整流回路２、ＰＦＣ（力率改善）回路３、コンデンサＣ、電圧検出回路４、ＤＣ−ＤＣコンバータ５、およびマイクロコンピュータ７を備えている。

【0023】

整流回路２は、全波整流回路からなり、端子Ｔ１、Ｔ２を介して交流電源１から供給される交流電圧を全波整流する。ＰＦＣ回路３は、整流回路２の出力端に接続されており、インダクタ１１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、およびＰＦＣ制御部１２から構成される。

【0024】

インダクタ１１の一端は整流回路２の一方の出力端に接続され、他端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなる。スイッチング素子Ｑ１のドレインは、インダクタ１１とダイオードＤ１との接続点に接続され、ソースは整流回路２の他方の出力端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のゲートには、ＰＦＣ制御部１２が接続されている。

【0025】

コンデンサＣは、ＰＦＣ回路３から出力される電圧を平滑化するコンデンサであって、ＰＦＣ回路３の１対の出力ライン１６ａ、１６ｂの間に接続されている。

【0026】

電圧検出回路４は、ＰＦＣ回路３とＤＣ−ＤＣコンバータ５との間に設けられている。電圧検出回路４には、絶縁トランス１３と、スイッチング素子Ｑ２と、電圧検出部１４と、スイッチング制御部１５とが備わっている。絶縁トランス１３は、一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２を有している。スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と同様にＦＥＴからなる。

【0027】

絶縁トランス１３の一次巻線Ｌ１とスイッチング素子Ｑ２は、ＰＦＣ回路３の出力ライン１６ａ、１６ｂの間に、直列に接続されている。詳しくは、一次巻線Ｌ１の一端は出力ライン１６ａに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースは、出力ライン１６ｂに接続されている。スイッチング素子Ｑ２のゲートは、スイッチング制御部１５に接続されている。絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２は、整流用のダイオードＤ２、Ｄ３を介して、電圧検出部１４に接続されている。なお、図１では、二次巻線Ｌ２の接地線や、ダイオードＤ２、Ｄ３と電圧検出部１４との間に設けられる平滑回路の図示を省略してある（図３、図６においても同様）。

【0028】

電圧検出部１４は、絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２の出力電圧を、コンデンサ（図示省略）で平滑化することにより、当該出力電圧の平均値を検出する。

【0029】

スイッチング制御部１５は、スイッチング素子Ｑ２のオン・オフを制御する回路であって、スイッチング素子Ｑ２のゲートに、所定のデューティを有するＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号を出力する。

【0030】

マイクロコンピュータ７は、本発明における制御手段を構成しており、電圧検出回路４が検出した電圧に基づいて、ＰＦＣ制御部１２を介してＰＦＣ回路３を制御する。また、マイクロコンピュータ７は、スイッチング制御部１５に対する制御も行う。

【0031】

ＰＦＣ制御部１２は、マイクロコンピュータ７からの指令に基づき、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する。このＰＦＣ制御部１２も、スイッチング素子Ｑ１のゲートに、所定のデューティを有するＰＷＭ信号を出力する。

【0032】

ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、ＰＦＣ回路３の出力電圧を昇圧または降圧して、端子Ｔ３、Ｔ４を介してバッテリ６に出力する。

【0033】

図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の一例を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、スイッチング回路３１、トランス３２、整流回路３３、平滑回路３４、出力電圧検出回路３５から構成される公知の回路である。制御部４０はマイクロコンピュータから構成される。

【0034】

スイッチング回路３１は、ブリッジ接続された４個のスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ７を備えており、ＰＦＣ回路３から出力される直流電圧を、交流電圧に変換する。トランス３２は、スイッチング回路３１から出力される交流電圧を昇圧または降圧する。整流回路３３は、２個のダイオードＤ６、Ｄ７からなり、トランス３２の二次側に生じる交流電圧を、パルス状の直流電圧に変換する。

【0035】

平滑回路３４は、インダクタＬ４およびコンデンサＣ２から構成されるローパスフィルタからなり、整流回路３３から出力される電圧を平滑化する。この平滑回路３４の出力電圧により、バッテリ６（図１）が充電される。出力電圧検出回路３５は、直列に接続された分圧抵抗Ｒ７、Ｒ８からなり、平滑回路３４の出力電圧を検出して、制御部４０に送る。制御部４０は、出力電圧検出回路３５で検出された出力電圧に基づいてフィードバック制御を行い、スイッチング回路３１のスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ７のオン・オフを制御する。

【0036】

次に、以上のような構成からなる充電装置１００の動作を説明する。

【0037】

ＰＦＣ回路３の動作については、従来と同じであるので、簡単に説明する。ＰＦＣ回路３では、ＰＦＣ制御部１２の制御の下に、スイッチング素子Ｑ１が高速スイッチング動作を行う。これにより、交流電源１から供給される入力電圧の電圧波形（正弦波）に対して相似形となる電流波形が生成され、電流波形が正弦波に近づくことで力率が改善される。また、このとき、インダクタ１１とダイオードＤ１とによって、電圧の昇圧および整流が行われる。

【0038】

次に、電圧検出回路４の動作について、図３〜図５を参照しながら詳しく説明する。図３において、電圧検出回路４に入力される電圧、すなわちＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃは、コンデンサＣで平滑されているため、図４（ａ）に示すように、ほぼ一定の直流電圧となる（但し、実際には、出力電圧Ｖｃに脈動成分が含まれている）。

【0039】

電圧検出回路４における電圧検出のタイミングは、マイクロコンピュータ７によって管理されている。マイクロコンピュータ７は、電圧検出のタイミングが到来すると、スイッチング制御部１５に対して、電圧検出指令を出力する。スイッチング制御部１５は、この電圧検出指令を受けて、図４（ｃ）に示すようなパルス信号Ｐを、スイッチング素子Ｑ２のゲートへ出力する。このパルス信号Ｐは、所定のデューティを持った前述のＰＷＭ信号である。

【0040】

スイッチング素子Ｑ２は、パルス信号ＰのＨ（High）区間でオンとなり、Ｌ（Low）区間でオフとなる。スイッチング素子Ｑ２がオンの状態では、図３に太矢印で示すような電流経路が形成される。すなわち、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃに基づき、絶縁トランス１３の一次巻線Ｌ１とスイッチング素子Ｑ２に電流が流れる。また、絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２には、一次巻線Ｌ１の励磁によって電圧が誘起されるので、この電圧に基づき、二次巻線Ｌ２からダイオードＤ２、Ｄ３を介して、電圧検出部１４へ電流が流れる。

【0041】

二次巻線Ｌ２の出力電圧Ｖｐは、図４（ｂ）に示すように、パルス信号ＰのＨ区間（スイッチング素子Ｑ２のオン区間）だけ現われる。電圧検出部１４は、このパルス波形の出力電圧Ｖｐを取り込んで、前述したようにコンデンサ（図示省略）で平滑化することにより、出力電圧Ｖｐの平均値を検出する。電圧検出部１４の出力は、マイクロコンピュータ７に入力される。

【0042】

マイクロコンピュータ７は、電圧検出部１４から読み込んだ出力電圧Ｖｐの平均値と、絶縁トランス１３の巻数比とに基づいて、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃを算出する。具体的には、二次巻線Ｌ２の出力電圧の平均値をＶｐ、絶縁トランス１３の巻数比をＮとしたとき、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃは、
Ｖｃ＝Ｖｐ・（１／Ｎ） ・・・ （１）
で算出することができる。

【0043】

マイクロコンピュータ７は、上記の出力電圧Ｖｃが所定値（目標値）となるように、ＰＦＣ回路３に対してフィードバック制御を行う。詳しくは、マイクロコンピュータ７は、出力電圧Ｖｃの算出値と目標値とを比較し、その偏差を求める。そして、この偏差がゼロとなるように、ＰＦＣ制御部１２に対して、ＰＷＭ信号のデューティを指令する。ＰＦＣ制御部１２は、この指令に応じたデューティを有するＰＷＭ信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１のゲートへ出力する。この結果、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間が適正に制御され、ＰＦＣ回路３から安定した電圧が出力される。

【0044】

図５のフローチャートは、電圧検出時のマイクロコンピュータ７の処理手順を示している。ステップＳ１において、電圧検出のタイミングが到来すると、マイクロコンピュータ７は、スイッチング処理を実行する。この処理では、マイクロコンピュータ７から、スイッチング制御部１５に電圧検出指令が出力される。そして、スイッチング制御部１５から出力されるパルス信号Ｐにより、スイッチング素子Ｑ２のオン・オフが行われる。

【0045】

ステップＳ２において、マイクロコンピュータ７は、電圧検出部１４から、絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２の出力電圧Ｖｐ（平均値）を読み込む処理を実行する。なお、電圧検出部１４の出力はアナログ値であるため、マイクロコンピュータ７は、読み込んだ電圧をデジタル値に変換する処理（Ａ／Ｄ変換）を行う。電圧検出部１４にＡ／Ｄ変換器が備わっている場合は、この処理は不要である。

【0046】

ステップＳ３において、マイクロコンピュータ７は、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃを演算する処理を実行する。この処理では、マイクロコンピュータ７は、前記の（１）式に従い、出力電圧Ｖｃを算出する。

【0047】

ところで、スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されるパルス信号Ｐは、図４（ｃ）に示されているように、デューティの小さいＰＷＭ信号となっている。一例として、パルス信号Ｐの周波数は１００ＫＨｚ、デューティは１０％である。この場合、パルス信号Ｐのパルス幅、つまりスイッチング素子Ｑ２のオン時間は、１μｓｅｃとなる。

【0048】

パルス信号Ｐのパルス幅が大きいと、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなるので、コンデンサＣからスイッチング素子Ｑ２への放電量が増大する。このため、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃの変動が顕著となり、ＰＦＣ回路３の動作が不安定となる。また、スイッチング素子Ｑ２の通電時間が長くなることで、電力損失も増大する。

【0049】

しかるに、本実施形態では、パルス信号Ｐのパルス幅が小さく、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短いので、コンデンサＣの放電量は僅かである。このため、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃはほとんど変動せず、ＰＦＣ回路３の動作が安定する。また、スイッチング素子Ｑ２の通電時間が短いので、電力損失を抑制することができる。

【0050】

このように、スイッチング素子Ｑ２は、当該素子のオン時におけるコンデンサＣの放電によりＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃが実質的に変動しない程度の、短いパルス幅を持ったパルス信号Ｐで駆動されるのが好ましい。

【0051】

以上述べた第１実施形態によれば、スイッチング素子Ｑ２がオンしたときに、絶縁トランス１３の一次巻線Ｌ１に、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃに基づく電流が流れ、絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２に、上記出力電圧Ｖｃに比例した電圧Ｖｐが現われる。したがって、この電圧Ｖｐを電圧検出部１４で検出することにより、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃを、前記の（１）式による演算で求めることができる。このため、安価な絶縁トランス１３を用いて、高電圧側と低電圧側とを電気的に絶縁しつつ、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃを検出することができ、図７のような高価な絶縁アンプ２３が不要となる。

【0052】

次に、図６を参照して、本発明の第２実施形態による充電装置の構成を説明する。

【0053】

図６の充電装置２００においては、電圧検出回路４が、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力側に設けられている。電圧検出回路４の構成は、第１実施形態（図１）の場合と同じである。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の１対の出力ライン１７ａ、１７ｂの間に、絶縁トランス１３の一次巻線Ｌ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続されている。その他については、図１と同じであるので、説明を省略する。

【0054】

第１実施形態の充電装置１００では、電圧検出回路４によってＰＦＣ回路３の出力電圧を検出したが、第２実施形態の充電装置２００では、電圧検出回路４によってＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力電圧を検出する。ＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力電圧は、ＰＦＣ回路３の出力電圧と一定の関係にあるので、電圧検出回路４における絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２の出力電圧も、ＰＦＣ回路３の出力電圧と一定の関係にある。

【0055】

したがって、絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２の出力電圧の平均値を電圧検出部１４で検出することで、マイクロコンピュータ７は、二次巻線Ｌ２の出力電圧の平均値と、絶縁トランス１３の巻数比とに基づいて、ＰＦＣ回路３の出力電圧を算出することができる。

【0056】

なお、第２実施形態の充電装置２００では、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力側に電圧検出回路４が設けられるので、図２における出力電圧検出回路３５を省略することができる。この場合、電圧検出部１４が、絶縁トランス１３の二次巻線Ｌ２の出力電圧の平均値を検出し、マイクロコンピュータ７が、この平均値と絶縁トランス１３の巻数比とに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力電圧を算出すればよい。マイクロコンピュータ７は、算出した出力電圧に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御部４０（図２）に対し、ＰＷＭ信号のデューティを指令することで、フィードバック制御を行う。

【0057】

上述した第２実施形態によっても、第１実施形態と同様に、安価な絶縁トランス１３を用いて、高電圧側と低電圧側とを電気的に絶縁しつつ、ＰＦＣ回路３の出力電圧Ｖｃを検出することができ、図７のような高価な絶縁アンプ２３が不要となる。

【0058】

本発明では、以上述べた以外にも、種々の実施形態を採用することができる。例えば、前記の各実施形態では、ＰＦＣ制御部１２、電圧検出部１４、およびスイッチング制御部１５を、マイクロコンピュータ７と別に設けた例を挙げたが、これらの各部１２、１４、１５の機能をマイクロコンピュータ７に組み込んでもよい。

【0059】

また、前記の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＰＷＭ信号で駆動する例を挙げたが、ＰＷＭ信号でないパルス信号でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するようにしてもよい。

【0060】

また、前記の実施形態では、入力電圧を昇圧する昇圧型のＰＦＣ回路３を用いた場合を例に挙げたが、入力電圧を降圧する降圧型のＰＦＣ回路を用いた場合にも、本発明は適用が可能である。

【符号の説明】

【0061】

１ 交流電源
２ 整流回路
３ ＰＦＣ（力率改善）回路
４ 電圧検出回路
５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
６ バッテリ
７ マイクロコンピュータ（制御手段）
１２ ＰＦＣ制御部
１３ 絶縁トランス
１４ 電圧検出部
１５ スイッチング制御部
１６ａ、１６ｂ ＰＦＣ回路の出力ライン
１７ａ、１７ｂ ＤＣ−ＤＣコンバータの出力ライン
１００、２００ 充電装置
Ｃ コンデンサ
Ｌ１ 一次巻線
Ｌ２ 二次巻線
Ｑ２ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】