特許 5709263 充電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5709263

(24)【登録日】2015年3月13日

(45)【発行日】2015年4月30日

(54)【発明の名称】充電装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 7/02 20060101AFI20150409BHJP

   H02J 7/10 20060101ALI20150409BHJP

   H02M 3/28 20060101ALI20150409BHJP

   H01M 10/44 20060101ALI20150409BHJP

【ＦＩ】

   H02J7/02 A

   H02J7/10 B

   H02M3/28 P

   H01M10/44 Q

【請求項の数】4

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2011-234911(P2011-234911)

(22)【出願日】2011年10月26日

(65)【公開番号】特開2013-93990(P2013-93990A)

(43)【公開日】2013年5月16日

【審査請求日】2014年4月9日

(73)【特許権者】

【識別番号】000004606

【氏名又は名称】ニチコン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000475

【氏名又は名称】特許業務法人みのり特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】松川 茂

(72)【発明者】

【氏名】水野 冬彦

【審査官】 石川 晃

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００４−１４７４８４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−０２９０８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−３１２４７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２４０４５０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｊ ７／０２

Ｈ０２Ｊ ７／１０

Ｈ０２Ｍ ３／２８

Ｈ０１Ｍ １０／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑部と、前記直流入力電圧を少なくとも１つのスイッチング素子でスイッチングして直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記スイッチング素子のデューティ比を制御する制御部とを備え、前記直流出力電圧でバッテリを充電する充電装置であって、
前記交流電圧の極性が反転するタイミングｔ₀において同期信号を出力する零クロス検出部をさらに備え、
前記制御部は、
予想されるリプル率αが予め格納されたリプル率格納部と、
前記同期信号および前記リプル率αに基づいて、α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）（ただし、ｆ_rはリプル周波数、ｔはｔ₀からの経過時間）の項を含む、前記直流入力電圧におけるリプル量を求めるリプル量算出部と、
フィードバック制御により求めた帰還制御量を前記リプル量で除算することにより前記スイッチング素子のデューティ比を算出するデューティ比算出部と
を有する
ことを特徴とする充電装置。

【請求項2】

前記バッテリに流れる出力電流の電流値を検出する出力電流検出部をさらに備え、
前記リプル率格納部には、前記出力電流の電流値に対応する複数の前記リプル率αが予め格納され、
前記リプル量算出部は、検出された前記出力電流の電流値に対応する前記リプル率αに基づいて前記リプル量を求めることを特徴とする請求項１に記載の充電装置。

【請求項3】

前記直流出力電圧の電圧値を検出する電圧検出部をさらに備え、
前記制御部は、
充電電力指令値を受信する受信部と、
前記充電電力指令値および検出された前記直流出力電圧の電圧値に基づいて目標充電電流値を算出する目標充電電流算出部と、
をさらに有し、
前記リプル率格納部には、前記目標充電電流値に対応する複数の前記リプル率αが予め格納され、
前記リプル量算出部は、検出された前記直流出力電圧の電圧値に対応する前記リプル率αに基づいて前記リプル量を求めることを特徴とする請求項１または２に記載の充電装置。

【請求項4】

少なくとも前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を収容するハウジングと、
前記ハウジング内の温度を検出する温度検出部とをさらに備え、
前記リプル率格納部には、前記温度に対応する複数の前記リプル率αが格納され、
前記リプル量算出部は、検出された前記温度に対応する前記リプル率αに基づいて前記リプル量を求めることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の充電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、バッテリを充電するための充電装置に関する。

【背景技術】

【0002】

充電装置は一般に、商用交流電源から供給された交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑部と、直流入力電圧を少なくとも１つのスイッチング素子でスイッチングして所望の直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ部で得た直流出力電圧でバッテリを充電する。
ここで、整流平滑部は、通常、ダイオードブリッジ等からなる全波整流回路および平滑コンデンサから構成される。整流平滑部は、力率改善回路（ＰＦＣ回路）をさらに含む場合もある。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、上記スイッチング素子のほか、トランス、全波整流回路およびＬＣフィルタから構成されるのが一般的である。

【0003】

かかる充電装置のうち、特に、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載される車載型の充電装置については、近年、小形化の要請が一段と強くなってきている。このため、整流平滑部を構成する平滑コンデンサは、できるだけ静電容量が小さいことが好ましい。

【0004】

しかしながら、平滑コンデンサの静電容量を小さくすると、出力電流（バッテリの充電電流）が比較的大きい場合に、直流入力電圧におけるリプル量が増加し、直流出力電圧におけるリプル量（以下、「出力リプル量」という）が増加してしまうという副作用が生じる。直流出力電圧におけるリプル量が過度に増加すると、バッテリの発熱量が増加し、バッテリの寿命低下を招く。

【0005】

そこで、例えば非特許文献１では、直流入力電圧におけるリプル量をフィードフォワードでスイッチング素子の制御量に加えることにより、出力リプルを相殺することを意図した制御方法が提案されている。
図５に示すように、この制御方法を適用したスイッチング電源装置２００では、直流出力電圧Ｖ_outと目標充電電圧の偏差を少なくするための帰還制御量ＦＢと、リプル量抽出部によって直流入力電圧Ｖ_inから抽出されたリプル量Ｒとを加算することにより、スイッチング素子２０２のデューティ比を指令するためのデューティ制御量Ｓ_dutyが生成される。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0006】

【非特許文献1】Jung-Bum Kim, Nam-Ju Park, Dong-Yun Lee, Dong-Seok Hyun, "A Control Technique for 120Hz DC Output Ripple-Voltage Suppression Using BIFRED with a Small-Sized Energy Storage Capacitor", Journal of Power Electronics, Vol. 5, No. 3, July 2005, pp.190-197

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

ところで、上記従来のスイッチング電源装置２００では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部に含まれるトランスの巻数比を１：Ｎ、デューティ制御量Ｓ_dutyによって指令されるスイッチング素子２０２のデューティ比をＤｕｔｙ_swとすると、次式が成立する。

Ｖ_out＝Ｖ_in×Ｄｕｔｙ_sw×Ｎ ・・・（１）

上式から明らかなように、直流出力電圧Ｖ_outは、直流入力電圧（平滑コンデンサの端子間電圧）Ｖ_in、デューティ比Ｄｕｔｙ_sw、および巻数比Ｎの積で表されるので、直流出力電圧Ｖ_outには、直流入力電圧Ｖ_inのリプル量に比例した量の出力リプルが含まれることになる。

【0008】

このため、上記従来の制御方法を適用したスイッチング電源装置２００では、帰還制御量ＦＢが出力リプルの影響で不安定となるので、出力リプルを十分に相殺し得るデューティ制御量Ｓ_dutyを生成するのが困難であった。
また、上記従来のスイッチング電源装置２００は、リプル量抽出部２０１をディジタルフィルタで構成した場合に、フィルタ演算のための処理負荷が増大するという問題もあった。

【0009】

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、静電容量が比較的小さい平滑コンデンサを使用した場合であっても、出力リプルを十分に低減させることができ、しかも処理負荷が低く抑えられる充電装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0010】

上記課題を解決するために、本発明に係る充電装置は、交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑部と、直流入力電圧を少なくとも１つのスイッチング素子でスイッチングして直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、スイッチング素子のデューティ比を制御する制御部とを備え、直流出力電圧でバッテリを充電する充電装置であって、交流電圧の極性が反転するタイミングｔ₀において同期信号を出力する零クロス検出部をさらに備え、制御部は、予想されるリプル率αが予め格納されたリプル率格納部と、同期信号およびリプル率αに基づいて、α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）（ただし、ｆ_rはリプル周波数、ｔはｔ₀からの経過時間）の項を含む、直流入力電圧におけるリプル量を求めるリプル量算出部と、フィードバック制御により求めた帰還制御量をリプル量で除算することによりスイッチング素子のデューティ比を算出するデューティ比算出部とを有することを特徴とする。

【0011】

この構成では、帰還制御量を直流入力電圧におけるリプル量で除算することにより算出された値に基づいて、スイッチング素子のデューティ比が制御される。また、バッテリに供給される直流出力電圧は、上記（１）式に示されているように、スイッチング素子のデューティ比と直流入力電圧の積に比例する。
したがって、この構成によれば、直流入力電圧と、該直流入力電圧におけるリプル量の逆数に比例したデューティ比とを掛け合わせることにより、直流入力電圧にリプルが含まれている場合であっても出力リプルを含まない直流出力電圧を得ることができる。

【0013】

なお、リプル量を算出するための構成は、例えば、以下に示す第１〜第３の構成が考えられる。これらの構成によれば、リプル率格納部に予め格納された、リプル率αを用いた比較的簡単な計算を行うだけでリプル量を求めることができるので、処理負荷を低く抑えることができる。

【0014】

［第１の構成］
充電装置が、バッテリに流れる出力電流の電流値を検出する出力電流検出部をさらに備えている場合は、出力電流の電流値に対応する複数のリプル率αをリプル率格納部に予め格納しておけばよい。
この構成によれば、出力電流の電流値に対応するリプル率αを用いてリプル量を求めることができる。

【0015】

［第２の構成］
充電装置が、直流出力電圧の電圧値を検出する電圧検出部をさらに備え、かつ制御部が、充電電力指令値を受信する受信部と、充電電力指令値および検出された直流出力電圧の電圧値に基づいて目標充電電流値を算出する目標充電電流算出部とをさらに有している場合は、目標充電電流値に対応する複数のリプル率αをリプル率格納部に予め格納しておけばよい。
この構成によれば、目標充電電流値に対応するリプル率αを用いてリプル量を求めることができる。

【0016】

［第３の構成］
充電装置が、少なくともＤＣ／ＤＣコンバータ部を収容するハウジングと、ハウジング内の温度を検出する温度検出部とをさらに備えている場合は、ハウジング内の温度に対応する複数のリプル率αをリプル率格納部に予め格納しておけばよい。
この構成によれば、ハウジング内の温度に対応するリプル率αを用いてリプル量を求めることができる。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、静電容量が比較的小さい平滑コンデンサを使用した場合であっても、出力リプルを好適に低減させることができ、しかも処理負荷が低く抑えられる充電装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明の一実施形態に係る充電装置のブロック図である。

【図2】図１の充電装置に備えられたＤＣ／ＤＣコンバータ部に関係する図であって、（Ａ）は具体的一例を示す回路図、（Ｂ）は動作を説明するためのタイミングチャートである。

【図3】図１の充電装置に備えられた制御部およびその周辺部のブロック図である。

【図4】図１の充電装置の動作を説明するためのタイミングチャートである

【図5】従来の制御方法を適用したスイッチング電源装置のブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、添付図面を参照して、本発明に係る充電装置の好ましい実施形態について説明する。なお、以下では、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載される車載型の充電装置を一例に挙げて説明するが、本発明は他の分野で用いられる充電装置にも適用可能である。

【0020】

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る充電装置１のブロック図である。
同図に示すように、充電装置１は、商用交流電源（ＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）等の交流電源１００から供給された交流電圧をリチウムイオン電池等のバッテリ１０１に供給すべき直流出力電圧Ｖ_outに変換するものであって、主に、整流平滑部２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ部３と、制御部４と、各種センサ５〜１１を備えている。

【0021】

整流平滑部２は、交流フィルタ部２１、保護部２２、整流部２３、力率改善部２４、および平滑コンデンサ２５からなる。このうち、交流フィルタ部２１は交流電圧のノイズを除去し、保護部２２はサージや突入電流から後段の各回路を保護する。整流部２３はダイオードブリッジからなり、保護部２２を通過してきた交流電圧を全波整流する。平滑コンデンサ２５は全波整流後の交流電圧を平滑して直流化する。また、力率改善部２４は波形修正を行うことにより力率を改善する。

【0022】

整流平滑部２によれば、交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧Ｖ_inを生成することができる。生成された直流入力電圧Ｖ_inは、ＤＣ／ＤＣコンバータ部３の入力電圧となる。
なお、整流平滑部２は、少なくとも整流部２３と平滑コンデンサ２５とを含んでいればよく、交流フィルタ部２１、保護部２２、および力率改善部２４は必要に応じて設ければよい。

【0023】

直流入力電圧Ｖ_inは、その平均値をＶ_ave、リプルの片側振幅をＶ_ripple、リプル周波数をｆ_rとすると、次式で表すことができる。

Ｖ_in＝Ｖ_ave−Ｖ_ripple×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）
＝Ｖ_ave×｛１−Ｖ_ripple／Ｖ_ave×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）｝
＝Ｖ_ave×｛１−α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）｝ ・・・（２）

ここで、αはリプル率である。
リプル周波数ｆ_rは交流電源１００から供給された交流電圧の周波数ｆの２倍である。また、時間ｔは交流電圧の極性が反転するタイミングからの経過時間である。
したがって、直流入力電圧Ｖ_inは、図４に示すように、交流電圧の極性が反転するタイミングで“Ｖ_ave−Ｖ_ripple”の最小値を示し、交流電圧がピークを迎えるタイミングで“Ｖ_ave＋Ｖ_ripple”の最大値を示す。

【0024】

図２（Ａ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部３は、ブリッジ回路部３１と、トランス３２と、整流部３３と、ＬＣフィルタ部３４とで構成されるフルブリッジ方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ部３は、直流入力電圧Ｖ_inを４つのスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄でスイッチングして所望の直流出力電圧Ｖ_outに変換する。

【0025】

ブリッジ回路部３１を構成する４つのスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄は、スイッチング素子Ｑ₁とＱ₄が第１のペア、スイッチング素子Ｑ₂とＱ₃が第２のペアを構成し、図２（Ｂ）に示すように、同一ペアを構成するスイッチング素子は制御部４の制御下で同時にＯＮ状態またはＯＦＦ状態とされる。また、第１のペアを構成するスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₄と、第２のペアを構成するスイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃とは交互にＯＮ状態またはＯＦＦ状態とされる。

【0026】

１スイッチング期間Ｔ_sw中の各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄のＯＮ時間は、いずれもＴ_dである。本発明に係る充電装置１では、１スイッチング期間Ｔ_swに対するＯＮ時間Ｔ_dの割合（本願発明においては、この割合を「デューティ比Ｄｕｔｙ_sw」とする）を制御部４が調整することにより、直流出力電圧Ｖ_outが微調整され、出力リプルが低減される。

【0027】

図２（Ａ）に示すように、トランス３２の巻数比は１：Ｎである。このため、整流部３３による全波整流後の電圧Ｖ_dのピーク値は“Ｖ_in×Ｎ”となり、電圧Ｖ_dをＬＣフィルタ３４で平滑してなる直流出力電圧Ｖ_outの電圧値は“Ｖ_d×Ｄｕｔｙ_sw”となる。
以上より、本実施形態に係る充電装置１では、次式が成立する。

Ｖ_out＝Ｖ_in×Ｄｕｔｙ_sw×Ｎ ・・・（３）

【0028】

図３は、制御部４およびその周辺部のブロック図である。同図に示すように、制御部４は、例えばマイクロコンピュータからなり、上位のコントローラからＣＡＮ通信ラインを介して送られてくる充電電力指令値と、充電装置１に備えられた各種センサのうち、零クロス検出部６、電圧検出部１０、および出力電流検出部１１による検出結果に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ部３の各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄を制御する。

【0029】

零クロス検出部６は、交流電源１００から供給された交流電圧の極性が反転するタイミングｔ₀を検出し、該タイミングｔ₀にパルス状の同期信号（図４参照）を出力する。電圧検出部１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部３から出力された直流出力電圧Ｖ_outの電圧値を検出し、該電圧値に応じた信号を出力する。
また、出力電流検出部１１は、バッテリ１０１に流れる出力電流（バッテリ１０１の充電電流）の電流値を検出し、該電流値に応じた信号を出力する。
電圧検出部１０および出力電流検出部１１の出力信号は、アナログ信号であってもディジタル信号であってもよいが、アナログ信号である場合は、制御部４内に備えられた不図示のＡＤコンバータによってディジタル信号に変換される。また、電圧検出部１０および出力電流検出部１１の出力信号は、適当な絶縁回路を介して制御部４に入力されることが好ましい。

【0030】

制御部４は、受信部４１、目標充電電流算出部４２、デューティ比算出部４３、ＰＷＭ部４４、リプル率格納部４５、およびリプル量算出部４６を有する。このうち、受信部４１は、上位のコントローラから送られてきた充電電力指令値を受信し、目標充電電流算出部４２に引き渡す。目標充電電流算出部４２は、指令された充電電力値を電圧検出部１０で検出された直流出力電圧Ｖ_outの電圧値で除算し、目標充電電流値を算出する。

【0031】

デューティ比算出部４３は、算出された目標充電電流値と出力電流検出部１１で検出された現在の電流値との偏差を少なくするための帰還制御量ＦＢ、および後述するリプル量Ｒに基づいてデューティ比Ｄｕｔｙ_swを算出し、該デューティ比Ｄｕｔｙ_swをＰＷＭ部４４に出力する。
ＰＷＭ部４４は、デューティ比Ｄｕｔｙ_swを入力として、周期Ｔ_sw、オン時間Ｔ_ｄのＰＷＭ信号を出力する機能を有する。

【0032】

なお、デューティ比算出部４３には、必要に応じてリミッタが追加的に設けられる。リミッタは、デューティ制御量Ｓ_dutyを算出するための各演算の結果がオーバーフローまたはアンダーフローした場合に、該演算結果を所定の上限値または下限値に固定する処理を行う。

【0033】

リプル率格納部４５には、予想されるリプル率α（＝Ｖ_ripple／Ｖ_ave、図４および（２）式参照）が予め格納されている。リプル率αの予想の仕方は種々考えられるが、本実施形態では、出力電流の電流値とリプル率αとの間に一定の相関関係があることに着目し、実験的にまたはシミュレーションで得られた様々な出力電流条件下におけるリプル率αを格納している。
このため、リプル率格納部４５を参照することにより、現在の出力電流の電流値を特定するだけで、リプル率αを特定することができる。すなわち、ディジタルフィルタを用いた抽出を行わなくてもリプル率αを特定することができる。

【0034】

リプル量算出部４６は、出力電流検出部１１で検出された電流値、零クロス検出部６から出力された同期信号、およびリプル率格納部４５から読み出したリプル率αに基づいて、次式によりリプル量Ｒを求める。

Ｒ＝１−α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ） ・・・（４）

リプル周波数ｆ_rは、ある同期信号が出力されてから次の同期信号が出力されるまでの時間（同期信号の周期）Ｔ_rの逆数を計算することにより求めることができる。また、時間ｔは、同期信号が出力された時間ｔ₀からの経過時間である。
上記（４）式によれば、図４に示すように、交流電圧の極性が反転するタイミング、すなわち同期信号が出力されるタイミングｔ₀で“１−α”の最小値を示し、かつ交流電圧がピークを迎えるタイミングで“１＋α”の最大値を示すリプル量Ｒが得られる。すなわち、直流入力電圧Ｖ_inにおけるリプルに同期したリプル量Ｒを得ることができる。

【0035】

再び図３を参照する。デューティ比算出部４３は、帰還制御量ＦＢを上記リプル量Ｒで除算することによりデューティ比Ｄｕｔｙ_swを算出する。

Ｄｕｔｙ_sw＝ＦＢ／｛１−α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）｝ ・・・（５）

【0036】

上記（３）式に（２）式のＶ_inを代入し、さらに、（３）式のＤｕｔｙ_swに（５）式のＤｕｔｙ_swを代入すると、

Ｖ_out＝Ｖ_ave×｛１−α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）｝×Ｄｕｔｙ_sw×Ｎ
＝Ｖ_ave×｛１−α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）｝×ＦＢ／｛１−α×ｃｏｓ（２
πｆ_r×ｔ）｝×Ｎ

となり、（２）式中の“１−α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）”が（５）式中の“１−α×ｃｏｓ（２πｆ_r×ｔ）”によって相殺される。その結果、直流出力電圧Ｖ_outは、リプルに関する項を含まない次式の形で表される。

Ｖ_out＝Ｖ_ave×ＦＢ×Ｎ ・・・（６）

【0037】

以上のように、本発明に係る充電装置１によれば、直流入力電圧Ｖ_inにおけるリプル量Ｒの逆数に比例した値に基づいて各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄のデューティ比を制御することにより、出力リプルを確実に相殺することができる。
なお、目標充電電流値は、例えば充電電力指令値を電圧検出部１０で検出された直流出力電圧Ｖ_outの電圧値で除算して求めることができる。

【0038】

［第２実施形態］
第２実施形態に係る充電装置では、目標充電電流値とリプル率αとの間に一定の相関関係があることに着目し、実験的に、またはシミュレーションで得られた様々な目標充電電流条件下におけるリプル率αが格納されている。
本実施形態に係る充電装置によれば、上記目標充電電流値に基づいてリプル率αを簡単に特定することができるので、ディジタルフィルタは不要となる。

【0039】

本実施形態に係る充電装置のその他の構成については、第１実施形態に係る充電装置１と同様なので、説明を省略する。

【0040】

［第３実施形態］
第３実施形態に係る充電装置は、少なくともＤＣ／ＤＣコンバータ部３を収容するハウジングと、ハウジング内の温度ＴＨ₁を検出する温度検出部７とを備えている（図１参照）。また、本実施形態に係る充電装置では、ハウジング内の温度ＴＨ₁とリプル率αとの間に一定の相関関係があることに着目し、実験的にまたはシミュレーションで得られた様々な温度条件下におけるリプル率αが格納されている。
本実施形態に係る充電装置によれば、ハウジング内の温度ＴＨ₁を特定するだけで、当該温度ＴＨ₁に基づいてリプル率αを簡単に特定することができるので、ディジタルフィルタは不要となる。

【0041】

本実施形態に係る充電装置のその他の構成については、第１実施形態に係る充電装置１と同様なので、説明を省略する。

【0042】

なお、温度検出部７から出力される温度ＴＨ₁に応じた信号は、他の出力信号と同様、アナログ信号であってもディジタル信号であってもよいが、アナログ信号である場合は、制御部４内に備えられた不図示のＡＤコンバータによってディジタル信号に変換される。また、温度検出部７の出力信号は、適当な絶縁回路を介して制御部４に入力されることが好ましい。

【0043】

以上、本発明に係る充電装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記の構成に限定されるものではない。
例えば、リプル量算出部４６は、ｃｏｓ関数の計算結果が予め格納された余弦テーブルを有していてもよい。この構成によれば、新たなリプル量Ｒを計算する度にｃｏｓ関数の計算をする必要がなくなり、処理負担をさらに低減することができる。
なお、交流電源１００から供給される交流電圧の周波数ｆは５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなので、リプル周波数ｆ_rは１００Ｈｚ、１２０Ｈｚのいずれかとなる。
したがって、余弦テーブルは、リプル周波数ｆ_rが１００Ｈｚの場合の余弦テーブルと、リプル周波数ｆ_rが１２０Ｈｚの場合の余弦テーブルとを含んでいることが好ましい。

【0044】

また、上記実施形態では、出力電流の電流値（第１実施形態）、目標充電電流値（第２実施形態）およびハウジング内の温度（第３実施形態）のいずれかに基づいて対応するリプル率αを特定したが、これらの組み合せによりリプル率αを特定することもできる。例えば、出力電流の電流値とハウジング内の温度とに基づいてリプル率αを特定する場合は、リプル率αと出力電流との対応関係を温度毎に複数格納しておくことにより、リプル率αを特定することができる。

【0045】

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部３の方式はフルブリッジ方式に限定されず、フライバック方式、プッシュプル方式等の各種方式を採用することができる。

【0046】

また、図１中に示されている各種センサ５〜１１のうち、各実施形態の説明において言及しなかった入力電圧検出部５、入力電流検出部８およびコンバータ温度検出部９は、省略することができる。

【符号の説明】

【0047】

１ 充電装置
２ 整流平滑部
３ ＤＣ／ＤＣコンバータ部
４ 制御部
５ 入力電圧検出部
６ 零クロス検出部
７ 温度検出部
８ 入力電流検出部
９ コンバータ温度検出部
１０ 電圧検出部
１１ 出力電流検出部
２１ 交流フィルタ部
２２ 保護部
２３ 整流部
２４ 力率改善部
２５ 平滑コンデンサ
３１ ブリッジ回路部
３２ トランス
３３ 整流部
３４ ＬＣフィルタ部
４１ 受信部
４２ 目標充電電流算出部
４３ デューティ比算出部
４４ ＰＷＭ部
４５ リプル率格納部
４６ リプル量算出部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】