特許 5711954 位相検出装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5711954

(24)【登録日】2015年3月13日

(45)【発行日】2015年5月7日

(54)【発明の名称】位相検出装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20150416BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 E

   H02M7/48 R

【請求項の数】9

【全頁数】28

(21)【出願番号】特願2010-280303(P2010-280303)

(22)【出願日】2010年12月16日

(65)【公開番号】特開2011-229361(P2011-229361A)

(43)【公開日】2011年11月10日

【審査請求日】2013年11月14日

(31)【優先権主張番号】特願2010-82170(P2010-82170)

(32)【優先日】2010年3月31日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】100086380

【弁理士】

【氏名又は名称】吉田 稔

(74)【代理人】

【識別番号】100103078

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 達也

(74)【代理人】

【識別番号】100115369

【弁理士】

【氏名又は名称】仙波 司

(74)【代理人】

【識別番号】100130650

【弁理士】

【氏名又は名称】鈴木 泰光

(74)【代理人】

【識別番号】100135389

【弁理士】

【氏名又は名称】臼井 尚

(72)【発明者】

【氏名】大堀 彰大

(72)【発明者】

【氏名】服部 将之

【審査官】 安池 一貴

(56)【参考文献】

【文献】 特開平１０−１７８７４１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１０−１６３８１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０７−０７９５７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−０８９２１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０２−２６２８４５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 赤松 昌彦,塚田 路治,伊藤 大介， 電力系統事故時の異常電圧に対処したPLLおよび周波数検出方式，電気学会論文誌. B, 電力・エネルギー部門誌，日本，電気学会 ，１９９８年 ９月 １日，P.955-961

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

位相を生成する位相生成手段と、所定のサンプリング周期で交流信号が入力される毎に、前記位相生成手段で生成された位相と入力される交流信号の位相との位相差を算出し、その位相差がゼロでなければ、当該位相差に基づき前記位相生成手段で生成された位相を当該位相差が減少する方向に変更し、前記位相差がゼロであれば前記位相生成手段で生成された位相を保持する制御を行う位相制御手段とを有する位相同期手段を備えた位相検出装置において、
前記位相同期手段の前段に、前記交流信号に含まれる高調波成分を除去し、かつ、不平衡成分も除去する複素係数フィルタからなるフィルタ手段を備えたことを特徴とする、位相検出装置。

【請求項2】

前記複素係数フィルタは、前記交流信号に含まれる基本波を通過帯域の中心周波数とするバンドパスフィルタである、請求項１に記載の位相検出装置。

【請求項3】

前記複素係数フィルタは、前記不平衡成分と所定次数の高調波成分を阻止するノッチフィルタである、請求項１に記載の位相検出装置。

【請求項4】

前記複素係数フィルタは、前記交流信号に含まれる基本波を通過帯域の中心周波数とするバンドパスフィルタと前記不平衡成分と所定次数の高調波成分を阻止するノッチフィルタとを組み合わせた多段フィルタである、請求項１に記載の位相検出装置。

【請求項5】

前記交流信号は、電力系統を流れる単相の交流電圧を検出した検出信号であり、
前記検出信号を複素信号の実数部の信号とし、常にゼロである信号を前記複素信号の虚数部の信号として前記フィルタ手段に入力する、請求項１乃至４にいずれかに記載の位相検出装置。

【請求項6】

前記交流信号は、電力系統を流れる三相の交流電圧を検出した検出信号であり、
前記フィルタ手段の前段に、前記三相の検出信号を互いに直交する二つの信号に変換し、一方の信号を複素信号の実数部の信号とし、他方の信号を前記複素信号の虚数部の信号として前記フィルタ手段に入力する三相二相変換手段を更に備える、請求項１乃至４のいずれかに記載の位相検出装置。

【請求項7】

前記フィルタ手段は、前記交流信号に含まれる基本波の位相の正弦値と余弦値とを出力し、
前記位相制御手段は、前記位相差を算出するために、
前記位相生成手段で生成された位相の正弦値を演算する第１の正弦値演算手段と、
前記位相生成手段で生成された位相の余弦値を演算する余弦値演算手段と、
前記フィルタ手段から出力される正弦値及び余弦値と前記第１の正弦値演算手段で算出される前記正弦値と前記余弦値演算手段で算出される前記余弦値とを用いて、所定の三角関数の乗算式で表わされる前記位相差の正弦値を演算する第２の正弦値演算手段と、
を有する、請求項１乃至６のいずれかに記載の位相検出装置。

【請求項8】

前記三角関数の乗算式は、
sin(θ)・cos(θ')−cos(θ)・sin(θ')＝sin(θ−θ')
但し、 θ：前記交流信号に含まれる基本波の位相
θ’：前記位相生成手段で生成される位相
sin(θ)：前記フィルタ手段から出力される正弦値
cos(θ)：前記フィルタ手段から出力される余弦値
−sin(θ')：前記第１の正弦値演算手段で算出される正弦値
cos(θ')：前記余弦値演算手段で算出される余弦値
である、請求項７に記載の位相検出装置。

【請求項9】

前記フィルタ手段は、前記交流信号に含まれる基本波の位相の正弦値を出力し、
前記位相制御手段は、前記位相差を算出するために、
前記位相生成手段で生成された位相の正弦値を演算する正弦値演算手段と、
前記フィルタ手段から出力される正弦値がゼロレベルを交差するタイミングを検出する第１のゼロクロス検出手段と、
前記正弦値演算手段で算出される正弦値がゼロレベルを交差するタイミングを検出する第２のゼロクロス検出手段と、
前記第１のゼロクロス検出手段の検出タイミングと前記第２のゼロクロス検出手段の検出タイミングとのずれ時間を計時する計時手段と、
前記計時手段で計時されたずれ時間に基づいて前記位相差を演算する位相差演算手段と、
を有する、請求項１乃至６のいずれかに記載の位相検出装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力系統の三相電圧信号の位相を検出する位相検出装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

電力系統の三相電圧の一つをｖ＝Ａ_m・sin(ω・t)＝Ａ_m・sin(θ)（Ａ_m：振幅、θ：位相、ω：角周波数、ｔ：基準時からの経過時間）とし、この三相電圧ｖをベクトル記号法で表すと、電圧ベクトルＶは、Ｖ＝Ａ_m・exp(ｊ・θ)＝Ａ_m・exp(ｊ・ω・ｔ)で表される。この電圧ベクトルＶは、図２３に示すように、基準時を実軸Ｒの方向として反時計回りに角周波数ωで回転する回転ベクトルを示し、時刻ｔにおける電圧ベクトルＶの虚軸Ｊへの投影値が三相電圧ｖの瞬時値となる。なお、以下の説明では、原則として電圧ベクトルを示す符号は大文字で表記し、三相電圧の瞬時値を示す符号は小文字で表記する。

【0003】

従来、電力系統の三相電圧信号の位相を検出する方法としてＰＬＬ（Phase Locked Loop）法が知られている。ＰＬＬ法は、ＰＬＬ回路で算出される位相θ’を有する電圧ベクトルＶ’をＡ_m・exp(j・θ')＝Ａ_m・exp(ｊ・ω'・ｔ)とすると、所定のサンプリング周期で電圧ベクトルＶ’と電力系統の電圧ベクトルＶとの間の位相差Δθを算出し、その位相差Δθに基づいて電圧ベクトルＶ’の位相θ’を変化させ、電圧ベクトルＶ’を電圧ベクトルＶに一致させるように位相θ’を制御する方式である。

【0004】

非特許文献１には、図２４に示す乗算式ＰＬＬ法を用いた位相検出装置の構成図が示されている。乗算式ＰＬＬ法は、三角関数の公式より、
sin(Δθ)＝sin(θ−θ’)＝sin(θ)・cos(θ’)−cos(θ)・sin(θ’)…（１）
で、｜Δθ｜［rad］が微小であれば、sin(Δθ)≒Δθであることから、電圧ベクトルＶ’の角周波数ω’を変化させるための位相差Δθを上記（１）式の演算処理により算出する方式である。

【0005】

図２４に示す位相検出装置１００では、電力系統の三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wをｖ_u＝Ａ_m・sin(θ)、ｖ_v＝Ａ_m・sin(θ−２π／３)、ｖ_w＝Ａ_m・sin(θ−４π／３)とすると、三相二相変換部１０１で互いに直交する電圧信号ｖα＝Ａα・sin(θ)、ｖβ＝−Ａβ・cos(θ)に変換し、正規化部１０２で電圧信号ｖα，ｖβの振幅をそれぞれ「１」に正規化して上記（１）式内のsin(θ)と−cos(θ)の値を算出している。そして、ＰＬＬ処理部１０３で上記（１）式の演算処理をして位相差Δθを算出し、その算出値に基づきＰＬＬ処理部１０３から出力される位相θ’を変化させている。

【0006】

位相検出装置１００では、電力系統の三相電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの検出値（所定のサ
ンプリング周期で検出される瞬時値）が入力される毎に、位相差Δθを算出し、その位相差Δθに基づいて位相θ’を変化させるとともに、その位相θ’をsin(θ−θ’)の演算処理にフィードバックするループ処理を繰り返し、ＰＬＬ処理部１０３から出力される位相θ’を位相差Δθがゼロとなる値、すなわち、実際の電力系統の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの位相θに収束させる動作が行われる。

【0007】

ＰＬＬ処理部１０３の位相θ’のフィードバック経路には余弦値演算部１０３ａと正弦値演算部１０３ｂとが設けられ、余弦値演算部１０３ａで上記（１）式内のcos(θ’)が演算され、正弦値演算部１０３ｂで上記（１）式内のsin(θ’)が演算される。余弦値演算部１０３ａの演算値は乗算器１０３ｃで正規化部１０２からのsin(θ)に乗算され、正弦値演算部１０３ｂの演算値は乗算器１０３ｄで正規化部１０２からの−cos(θ)に乗算され、両乗算値が加算器１０３ｅで加算される。

【0008】

従って、位相検出装置１００では、三相二相変換部１０１からＰＬＬ処理部１０３の加算器１０３ｅまでが上記（１）式の演算を行う演算部を構成し、加算器１０３ｅから後段の部分が位相差Δθに基づきＰＬＬ処理部１０３で算出される位相θ’を変化させ、当該位相θ’を電力系統の電圧ベクトルＶの位相θに収束させる演算部を構成している。

【0009】

図２４に示す乗算式ＰＬＬ法を用いた位相検出装置１００は、至近端で地落事故が発生したり、位相が欠落したりした場合、異常な電圧不足や電圧不平衡が生じ、ＰＬＬ処理部１０３に入力される三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wも同様に異常電圧となるため、位相差Δθの算出精度が低下し、これに伴い位相θ’を電力系統の位相θに収束させる速度も低下するという問題がある。

【0010】

そこで、非特許文献１や特許文献１には、電力系統の事故により電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wが不平衡になった場合でも各相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wは正相分が支配的であることに着目し、図２５に示す、ＰＬＬ処理部１０３’から出力される位相θ’が電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの正相分の位相に追従するＰＬＬ法が提案されている。

【0011】

図２５に示す位相検出装置１００’は、図２４に示す位相検出装置１００に対して三相二相変換部１０１を対称座標変換部１０４に変え、余弦値演算部１０３ａをsin(θ’＋２π／３)の正弦値を演算する正弦値演算部１０３ａ’に変えたものである。

【0012】

対称座標変換部１０４では下記の演算式によりＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wが各相の正相分の電圧信号ｖ_up，ｖ_vp，ｖ_wpに変換され、正規化部１０２では各相の正相分の電圧信号ｖ_up，ｖ_vp，ｖ_wpからそれぞれ正規化した電圧信号ｖ_up’＝sin(θ)，ｖ_vp’＝sin(θ−２π／３)，ｖ_wp’＝sin(θ−４π／３)が算出される。

【0013】

【数1】

【0014】

位相の異なる２つのsin(θ)，sin(θ＋ψ)と位相θ’を用いて位相差Δθ＝(θ−θ’)を求める場合、
sin(θ)・sin(θ'＋ψ)＝sin(θ)・｛sin(θ')・cos(ψ)＋cos(θ')・sin(ψ)｝
sin(θ')・sin(θ＋ψ)＝sin(θ')・｛sin(θ)・cos(ψ)＋cos(θ)・sin(ψ)｝
の三角関数の公式より、 sin(θ)・sin(θ'＋ψ)−sin(θ')・sin(θ＋ψ)
＝sin(ψ)・｛sin(θ)・cos(θ')−cos(θ)・sin(θ')｝
＝sin(ψ)・sin(θ−θ')…（２）
の関係式が成立し、（２）式よりsin(θ−θ')を求めることができる。

【0015】

図２５に示す位相検出装置１００'では、ψ＝−４π／３とし、正規化部１０２からＰ
ＬＬ処理部１０３’に電圧信号ｖ_up’＝sin(θ)，ｖ_wp’＝sin(θ−４π／３)を入力し、正弦値演算部１０３ａ’で（２）式のsin(θ'＋ψ)＝sin(θ'−４π／３)＝sin(θ'＋２π／３)を演算するようにしている。そして、乗算器１０３ｃでsin(θ)・sin(θ'＋ψ)＝sin(θ)・sin(θ'＋２π／３)を演算するとともに、乗算器１０３ｄでsin(θ＋ψ)・sin(θ')＝sin(θ−４π／３)・sin(θ')＝sin(θ＋２π／３)・sin(θ')を演算し、加算器１０３ｅで両演算値の差分を演算してsin(−４π／３)・sin(θ−θ’)＝｛√（３）／２｝・sin(θ−θ’)を算出している。

【0016】

｜θ−θ'｜＝｜Δθ｜［rad］が微小であれば、｛√（３）／２｝・sin(θ−θ’)≒０．８６６×Δθであるから、加算器１０３ｅからは位相差Δθの情報（０．８６６×Δθ）が出力される。従って、加算器１０３ｅの後段では加算器１０３ｅの演算結果に基づいて制御値Δω（Δθの微分値に相当）を生成し、その制御値Δωに所定の基準値ω₀を加算して角周波数に相当する値ω’を生成し、その角周波数ω’に積分処理を行って位相θ’を算出している。

【0017】

図２３のベクトル図に示すように、電力系統の電圧ベクトルＶがＰＬＬ処理部１０３’で生成される電圧ベクトルＶ’に対してΔθだけ進んだ場合、加算器１０３ｅの後段では当該加算器１０３ｅの演算値に基づいて角周波数ω’がΔωだけ増加され、ＰＬＬ処理部１０３’で生成される電圧ベクトルＶ’の角速度ω’を電力系統の電圧ベクトルＶの角速度ωよりも高くして電圧ベクトルＶ’を電圧ベクトルＶに一致させるＰＬＬ動作が行われる。そして、電圧ベクトルＶ’が電圧ベクトルＶに一致すると、ＰＬＬ処理部１０３’はその状態を維持するように動作し、位相検出装置１００’からは電力系統の電圧ベクトルＶと同一の位相θが出力されることになる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0018】

【特許文献1】特開２０００−１１６１４８号公報

【非特許文献】

【0019】

【非特許文献1】「電力系統事故時の異常電圧に対処したＰＬＬおよび周波数検出方式」 電学論Ｂ，１１８巻９号，平成１０年

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0020】

非特許文献１によれば、図２５に示される位相検出装置１００’は、電力系統の三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの検出値に対して対称座標変換を行うことにより各相の正相分の電圧信号ｖ_up，ｖ_vp，ｖ_wpを算出するようにしているので、不平衡成分や３次、５次、７次の高調波成分が除去され、ＰＬＬ処理部１０３’の演算処理でこれらの成分の悪影響を排除することはできるが、１１次や１３次の高調波成分は除去できないという特長がある。

【0021】

従って、従来の乗算式ＰＬＬ法を用いた位相検出装置は、ＰＬＬの演算処理に悪影響を与える不平衡成分や高調波成分を完全に排除することができず、精度の面で改善の余地がある。また、図２５に示す位相検出装置１００’では、三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wに対して対称座標変換処理を行うので、少なくとも各相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの１／４周期（周波数が６０Ｈｚの場合、約４ミリ秒）分のデータについて対称座標変換処理を必要とするから、位相検出の処理速度の面でも不利である。

【0022】

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、ＰＬＬ処理部の前段に複素係数フィルタを用いたフィルタ回路を設けることによって不平衡成分や高調波成分及びノイズ成分を除去し、これらの影響を受けることなく高い精度で高速に位相を検出することができる位相検出装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0023】

請求項１に記載の発明は、位相を生成する位相生成手段と、所定のサンプリング周期で交流信号が入力される毎に、前記位相生成手段で生成された位相と入力される交流信号の位相との位相差を算出し、その位相差がゼロでなければ、当該位相差に基づき前記位相生成手段で生成された位相を当該位相差が減少する方向に変更し、前記位相差がゼロであれば前記位相生成手段で生成された位相を保持する制御を行う位相制御手段とを有する位相同期手段を備えた位相検出装置において、
前記位相同期手段の前段に、前記交流信号に含まれる高調波成分を除去し、かつ、不平衡成分も除去する複素係数フィルタからなるフィルタ手段を備えたことを特徴とする。

【0024】

好ましい実施の形態によれば、前記複素係数フィルタは、前記交流信号に含まれる基本波を通過帯域の中心周波数とするバンドパスフィルタ若しくは前記不平衡成分と所定次数の高調波成分を阻止するノッチフィルタ又は前記バンドパスフィルタと前記ノッチフィルタを組み合わせた多段フィルタであるとよい（請求項２〜４）。

【0025】

また、他の好ましい実施の形態によれば、前記交流信号は、電力系統を流れる単相の交流電圧を検出した検出信号であり、前記検出信号を複素信号の実数部の信号とし、常にゼロである信号を前記複素信号の虚数部の信号として前記フィルタ手段に入力する（請求項５）。また、前記交流信号は、電力系統を流れる三相の交流電圧を検出した検出信号であり、前記フィルタ手段の前段に、前記三相の検出信号を互いに直交する二つの信号に変換し、一方の信号を複素信号の実数部の信号とし、他方の信号を前記複素信号の虚数部の信号として前記フィルタ手段に入力する三相二相変換手段を更に備えるとよい（請求項６）。

【0026】

また、他の好ましい実施の形態によれば、前記フィルタ手段は、前記交流信号に含まれる基本波成分の位相の正弦値と余弦値とを出力し、前記位相制御手段は、前記位相差を算出するために、前記位相生成手段で生成された位相の正弦値を演算する第１の正弦値演算手段と、前記位相生成手段で生成された位相の余弦値を演算する余弦値演算手段と、前記フィルタ手段から出力される正弦値及び余弦値と前記第１の正弦値演算手段で算出される前記正弦値と前記余弦値演算手段で算出される前記余弦値とを用いて、所定の三角関数の乗算式で表わされる前記位相差の正弦値を演算する第２の正弦値演算手段と、を有する（請求項７）。

【0027】

なお、請求項７に記載の位相検出装置において、前記三角関数の乗算式は、
sin(θ)・cos(θ')−cos(θ)・sin(θ')＝sin(θ−θ')
但し、 θ：前記交流信号に含まれる基本波成分の位相
θ’：前記位相生成手段で生成される位相
sin(θ)：前記フィルタ手段から出力される正弦値
cos(θ)：前記フィルタ手段から出力される余弦値
−sin(θ')：前記第１の正弦値演算手段で算出される正弦値
cos(θ')：前記余弦値演算手段で算出される余弦値
である（請求項８）。

【0028】

また、他の好ましい実施の形態によれば、前記フィルタ手段は、前記交流信号に含まれる基本波成分の位相の正弦値を出力し、前記位相制御手段は、前記位相差を算出するために、前記位相生成手段で生成された位相の正弦値を演算する正弦値演算手段と、前記フィルタ手段から出力される正弦値がゼロレベルを交差するタイミングを検出する第１のゼロクロス検出手段と、前記正弦値演算手段で算出される正弦値がゼロレベルを交差するタイミングを検出する第２のゼロクロス検出手段と、前記第１のゼロクロス検出手段の検出タイミングと前記第２のゼロクロス検出手段の検出タイミングとのずれ時間を計時する計時手段と、前記計時手段で計時されたずれ時間に基づいて前記位相差を演算する位相差演算手段と、を有する（請求項９）。

【発明の効果】

【0029】

本発明によれば、所定のサンプリング周期で入力される交流信号に不平衡成分や高調波成分が含まれている場合、それらの成分が複素係数フィルタによって除去されるので、位相同期手段には、交流信号の基本波だけが入力される。従って、位相同期手段では位相生成手段で生成される位相を位相制御手段によるＰＬＬ処理により、入力される交流信号の基本波の位相に正確かつ迅速に一致させることができる。

【0030】

本発明に係る位相検出装置を、例えば、系統周波数ｆ_s（例えば、６０Ｈｚ）の電力系統の電圧信号の位相を検出する装置に適用した場合、電力系統の電圧信号を検出した信号には、系統周波数ｆ_sの基本波以外に不平衡成分（−ｆ_sの周波数成分）や高調波成分（主として−５×ｆ_s、＋７×ｆ_s、−１１×ｆ_sの高調波成分）が含まれるが、例えば、系統周波数ｆ_sを中心周波数とする帯域通過型の複素係数フィルタ（Band Pass Filter）によって不平衡成分や高調波成分は除去され、位相同期手段には基本波と同位相の同相信号と、基本波と位相がπ／２だけ異なる矩相信号だけが入力される。例えば、基本波成分をcos(θ)（θは基本波の位相）とすると、位相同期手段にはcos(θ)で表わされる同相信号とsin(θ)で表わされる矩相信号の瞬時値が入力される。

【0031】

位相同期手段では、位相制御手段で前回の信号入力時に位相生成手段で生成された位相θ’に対して−sin(θ’)で表わされる正弦値とcos(θ’)で表わされる余弦値が演算され、更にこれらの演算値とフィルタ手段から出力されるsin(θ)で表わされる正弦値とcos(θ)で表される余弦値を用いて、例えば、sin(θ)・cos(θ’)−cos(θ)・sin(θ’)＝sin(θ−θ’)で表わされる三角関数の乗算式の演算処理が行われる。｜Δθ｜＝｜θ−θ’｜が微小であれば、sin(θ−θ’)≒θ−θ’＝Δθであるから、位相制御手段によって、乗算結果の位相差Δθをループフィルタに通して制御値Δω（角周波数に相当）が求められ、更にその制御値Δωを基準値ω₀に加算した後、積分処理が行われて位相θ'の更新が行われる。この更新処理により、Δθ≠０であれば、Δθが減少するように位相θ'が更新され、Δθ＝０になると、その位相θ'が保持される。

【0032】

従って、電力系統の電圧信号に系統周波数ｆ_sの基本波以外に不平衡成分や高調波成分が含まれていても、それらの成分が位相同期手段のＰＬＬ演算処理に影響を与えることがなく、電力系統の電圧信号の位相θを高速かつ正確に算出することができる。

【図面の簡単な説明】

【0033】

【図1】本発明に係る位相検出装置が適用される系統連系インバータの基本構成を示す図である。

【図2】系統連系インバータから出力される電圧ベクトルを説明するための図である。

【図3】本発明に係る位相検出装置のブロック構成の一例を示す図である。

【図4】三相二相変換部の演算回路を示すブロック図である。

【図5】複素係数バンドパスフィルタを用いた複素係数フィルタ部の周波数特性を示す図である。

【図6】正の周波数を有する対称三相電圧ベクトルと負の周波数を有する対称三相電圧ベクトルを示す図である。

【図7】複素係数バンドパスフィルタを用いた複素係数フィルタ部の演算処理を示すブロック図である。

【図8】複素係数バンドパスフィルタを用いた複素係数フィルタ部の複素演算処理を行う回路構成を示す図である。

【図9】位相差演算部の演算処理を行う回路構成を示す図である。

【図10】他の位相差演算部の回路構成を示す図である。

【図11】図１０に示す位相差演算部における位相差の演算処理を説明するための波形図である。

【図12】複素係数フィルタ部を複素係数バンドパスフィルタとし、位相差演算部を三角関数の乗算式で位相差を算出する方式とした位相検出装置の位相検出の応答特性（位相検出装置から出力される位相を有する電圧ベクトルの周波数の変動状態）をシミュレーションした結果を示す図である。

【図13】図１２に示すシミュレーション結果のシミュレーション開始から０．３秒後における位相検出装置から出力される位相を有する電圧ベクトルの周波数の変動状態を拡大した図である。

【図14】複素係数ノッチフィルタを用いた複素係数フィルタ部の周波数特性を示す図である。

【図15】複素係数ノッチフィルタを用いた複素係数フィルタ部の演算処理を示すブロック図である。

【図16】複素係数ノッチフィルタを用いた複素係数フィルタ部の複素演算処理を行う回路構成を示す図である。

【図17】複素係数フィルタ部に設けられる複素係数ノッチフィルタの多段構成を示す図である。

【図18】複素係数フィルタ部を複素係数ノッチフィルタとし、位相差演算部を三角関数の乗算式で位相差を算出する方式とした位相検出装置の位相検出の応答特性（位相検出装置から出力される位相を有する電圧ベクトルの周波数の変動状態）をシミュレーションした結果を示す図である。

【図19】図１８に示すシミュレーション結果のシミュレーション開始から０．３秒後における位相検出装置から出力される位相を有する電圧ベクトルの周波数の変動状態を拡大した図である。

【図20】複素係数フィルタ部を複素係数ノッチフィルタとし、位相差演算部を直接、位相差をカウントする方式とした位相検出装置の位相検出の応答特性（位相検出装置から出力される位相を有する電圧ベクトルの周波数の変動状態）をシミュレーションした結果を示す図である。

【図21】図２０に示すシミュレーション結果のシミュレーション開始から４．９秒後における位相検出装置から出力される位相を有する電圧ベクトルの周波数の変動状態を拡大した図である。

【図22】単相の系統連系インバータに適用される位相検出装置のブロック構成を示す図である。

【図23】ＰＬＬ法による位相検出の原理を説明するためのベクトル図である。

【図24】従来の乗算式ＰＬＬ法を用いた位相検出装置の構成図である。

【図25】従来の乗算式ＰＬＬ法を用いた他の位相検出装置の構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0034】

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る位相検出装置を系統連系インバータに適用した場合を例に、添付図面を参照して具体的に説明する。なお、以下の説明では、説明の便宜上、電力系統の三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの基本波成分をｖ_u＝Ａ_m・cos(θ)（Ａ_m：振幅、θ：系統電圧の位相）、ｖ_v＝Ａ_m・cos(θ−２π／３)、ｖ_w＝Ａ_m・cos(θ−４π／３)として説明する。

【0035】

まず、系統連系インバータについて、図１を用いて説明する。図１は、本発明に係る位相検出装置が適用される系統連系インバータの基本構成を示す図である。

【0036】

図１に示す系統連系インバータ１は、直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に供給する三相の系統連系インバータである。

【0037】

系統連系インバータ１は、直流電力を出力する直流電源２、直流電源２から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路３、このインバータ回路３内のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６のオン・オフ動作を制御するインバータ制御部４、インバータ回路３から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路５、フィルタ回路５から出力される交流電圧のレベルを系統電圧に合わせて電力系統９に出力するための変圧器６、変圧器６から電力系統９に出力される出力電流を検出する電流検出器７及び電力系統９の電圧を検出する電圧検出器８を備える。

【0038】

直流電源２は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽電池２１１で構成される。なお、燃料電池などの他の直流電源で構成されていてもよい。インバータ回路３は、６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６をブリッジ接続した、周知の電圧制御型インバータ回路で構成される。スイッチング素子としては、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果型トランジスタ、サイリスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチング素子が用いられるが、図１は、トランジスタを用いた例である。各トランジスタＴＲ１〜ＴＲ６には帰還ダイオードＤ１〜Ｄ６が並列に接続されている。

【0039】

６個のトランジスタＴＲ１〜ＴＲ６は、インバータ制御部４から出力されるＰＷＭ信号によってそれぞれオン・オフ動作が制御される。インバータ制御部４からは相互にレベルが逆になっている２つのＰＷＭ信号Ｓpwm，／Ｓpwmを１組として、周期は同一でオン期間（パルス幅）の異なる３組のＰＷＭ信号（Ｓpwmi，／Ｓpwmi）（ｉは組の番号を示し、ｉ＝１，２，３である。）が出力される。第１の組のＰＷＭ信号（Ｓpwm1，／Ｓpwm1）はトランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ２のベースに入力され、第２の組のＰＷＭ信号（Ｓpwm2，／Ｓpwm2）はトランジスタＴＲ３とトランジスタＴＲ４のベースに入力され、第３の組のＰＷＭ信号（Ｓpwm3，／Ｓpwm3）はトランジスタＴＲ５とトランジスタＴＲ６のベースに入力される。トランジスタＴＲ１〜ＴＲ６はＰＷＭ信号Ｓpwmi，／Ｓpwmiがハイレベルのときにオン（ＯＮ）状態（導通状態）となり、ローレベルのときにオフ（ＯＦＦ）状態（遮断状態）となる。

【0040】

インバータ制御部４は、マイクロコンピュータによって構成され、そのマイクロコンピュータが予め設定されたプログラムによって所定の演算処理を実行することにより３組のＰＷＭ信号（Ｓpwmi，／Ｓpwmi）（ｉ＝１，２，３）を生成する制御を行う。なお、インバータ制御部４をＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）で実現することも可能である。

【0041】

フィルタ回路５は、等価的にインバータ回路３の３本の出力ラインにそれぞれインダクタＬ_Fを直列に接続し、３個の出力ライン間にキャパシタＣ_Fを並列に接続した回路構成のローパスフィルタである。インバータ回路３内の接続点ａ〜ｃからは階段状にレベルが変化する波形の三相の電圧信号ｖ_a’，ｖ_b’，ｖ_c’が出力される。電圧信号ｖ_a’，ｖ_b’，ｖ_c’にはＰＷＭ信号Ｓpwmi，／ＳpwmiによるトランジスタＴＲ１〜ＴＲ６のスイッチングノイズが含まれるが、フィルタ回路５を通すことによって、そのスイッチングノイズが除去され、正弦波状の波形の電圧信号ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cが出力される。フィルタ回路５から出力される三相の電圧信号（相電圧信号）ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cは、変圧器６によってその振幅が系統電圧とほぼ同一のレベルに調整されて電力系統９に出力される。

【0042】

インバータ制御部４は、例えば、系統連系インバータ１から電力系統９のＵ相に出力させる電圧信号ｖ_aの場合、図２に示すように、電力系統９のＵ相の電圧ベクトルと同一の電圧ベクトルＶ_arと電圧ベクトルＶ_aLとを合成した電圧ベクトルＶ_aを生成する制御を行。

【0043】

電圧ベクトルＶ_aLは、系統連系インバータ１から電力系統９に電流Ｉ_aLを流したとき（電力を供給したとき）に、系統連系インバータ１と電力系統９との間の負荷Ｌ_aに生じる電圧降下分の電圧ベクトルである。負荷Ｌ_aは厳密には抵抗分を含んでいるが、その値はリアクタンス分に比べて小さいので、図２では抵抗分を無視し、負荷Ｌ_aをインダクタンス回路として記載している。電圧ベクトルＶ_arは系統連系インバータ１を電力系統９に連系させるための電圧ベクトルである。負荷Ｌ_aはインダクタンスであるから、力率１の運転をするために電圧ベクトルＶ_aLの位相は、電圧ベクトルＶ_arに対してほぼπ／２だけ進めている。

【0044】

インバータ制御部４は、最大電力点追従制御により電力系統９に供給する電流Ｉ_aL，Ｉ_bL，Ｉ_cLを制御することで、系統連系インバータ１から電力系統９のＵ，Ｖ，Ｗの各相に出力される電圧信号ｖ_a，ｖ_b，ｖ_c（電圧ベクトルＶ_aLに対応する電圧信号）を制御する。なお、インバータ制御部４は、電圧検出器２１２から入力される太陽電池２１１の出力電圧Ｖ_dcによって太陽電池２１１の最大電力点を監視するとともに、変圧器６の出力ラインに設けられた電流検出器７から入力されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の出力電流Ｉ_aL，Ｉ_bL，Ｉ_cLを監視し、電流マイナーループによって各相の出力電流Ｉ_aL，Ｉ_bL，Ｉ_cLが最大電力点追従制御で設定される目標値となるように制御する。

【0045】

また、インバータ制御部４は、変圧器６の出力ライン間に設けられた電圧検出器８から入力される電力系統９のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを用いて電力系統９の電圧信号の基本波成分の振幅Ａ_mと位相θ（電圧ベクトルＶ_arの振幅と位相に相当）を算出する。この位相θを算出するために、インバータ制御部４には本発明に係る位相検出装置１０（図３参照）が設けられる。位相検出装置１０は、後述するようにデジタル演算処理によって位相θを算出するから、インバータ制御部４にはマイクロコンピュータに実行させる位相算出プログラムとして搭載される。

【0046】

インバータ制御部４は、電流マイナーループで算出される電流Ｉ_aLの制御値に基づき電圧ベクトルＶ_aLの振幅Ａ_Lを算出し、この振幅Ａ_Lと電力系統９の電圧信号の基本波成分の振幅Ａ_m及び位相θとを用いて系統連系インバータ１から出力させるＵ相の電圧信号ｖ_aの目標値を算出する。また、インバータ制御部４は、同様の方法で、Ｖ相，Ｗ相の電圧信号ｖ_b，ｖ_cの目標値を算出する。

【0047】

そして、インバータ制御部４は、電圧信号ｖ_aに基づいてＰＷＭ信号Ｓpwm1，／Ｓpwm1を生成し、電圧信号ｖ_bに基づいてＰＷＭ信号Ｓpwm2，／Ｓpwm2を生成し、電圧信号ｖ_cに基づいてＰＷＭ信号Ｓpwm3，／Ｓpwm3を生成する。

【0048】

次に、インバータ制御部４に設けられる位相検出装置について説明する。図３は、本発明に係る位相検出装置のブロック構成を示す図である。

【0049】

図３に示す位相検出装置１０は、電力系統９の三相の電圧信号（相電圧信号）ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを検出した信号に含まれる不平衡成分や高調波成分を除去し、正規化した電圧信号の基本波成分（正弦波信号）とその基本波成分に直交する信号（余弦波信号）を算出する基本波直交成分算出部１０Ａと、基本波直交成分算出部１０Ａから出力される正弦波信号（瞬時値）及び余弦波信号（瞬時値）と位相検出装置１０から出力される位相とを用いてＰＬＬ演算処理により電力系統９の電圧信号の位相(θ)を出力するＰＬＬ処理部１０Ｂと、を有している。

【0050】

基本波直交成分算出部１０Ａは、電圧検出器８から入力される三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w（所定のサンプリング周期で入力される瞬時値）を互いに直交する２相（α相とβ相）の電圧信号ｖα，ｖβに変換する三相／二相変換部１１と、三相／二相変換部１１から出力される電圧信号ｖα，ｖβに含まれる不平衡成分と所定次数の高調波成分を除去する複素係数フィルタを用いた複素係数フィルタ部１２と、複素係数フィルタ部１２から出力される電圧信号ｖ_r，ｖ_jを正規化する正規化部１３と、を含む。なお、複素係数フィルタ部１２のゲインを調整することにより正規化部１３を省略することができる。

【0051】

三相／二相変換部１１は、電圧検出器８から入力される三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを下記の（３）式、（４）式の演算を行うことにより互いに直交する電圧信号ｖα，ｖβに変換する。

【0052】

【数2】

【0053】

図４は、三相二相変換部１１の演算回路を示すブロック図である。同図に示すように、三相二相変換部１１は、５個の乗算器１１ａ〜１１ｅと２個の加算器１１ｆ，１１ｇで構成される。乗算器１１ａ，１１ｂ，１１ｄは、それぞれ（３）式の各項を演算する演算器であり、乗算器１１ｃ，１１ｅは、それぞれ（４）式の各項を演算する演算器である。また、加算器１１ｆは（３）式の各項を加算する演算器であり、加算器１１ｇは（４）式の各項を加算する演算器である。

【0054】

電圧検出器８で検出される三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wは、一般に、基本波成分以外に不平衡成分や３次、５次、７次、１１次などの奇数次の高調波成分（図５の周波数成分参照）が含まれる不平衡三相信号である。従って、三相二相変換部１１からはこれらの成分についても三相二相変換した電圧信号が出力される。

【0055】

電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの基本波成分ｖ_su，ｖ_sv，ｖ_swを、
ｖ_su＝Ａ_sm・cos(ω_s・t)
ｖ_sv＝Ａ_sm・cos(ω_s・t−2π/3)
ｖ_sw＝Ａ_sm・cos(ω_s・t−4π/3)
但し、Ａ_sm：基本波成分の振幅、ω_s：系統電圧の角周波数、ω_s＝２π・ｆ_sとすると、基本波成分の電圧ベクトルＶ_su，Ｖ_sv，Ｖ_swは、Ｖ_s＝Ａ_sm・exp(ｊ・ω_s・ｔ)、ａ＝exp(ｊ・２π/３)として、
Ｖ_su＝Ｖ_s ……………………（３Ａ）
Ｖ_sv＝exp(-j・2π/3)・Ｖ_s
＝ａ‐¹・Ｖ_s＝ａ²・Ｖ_s …（３Ｂ）
Ｖ_sw＝exp(-j・4π/3)・Ｖ_s
＝ａ^-2・Ｖ_s＝ａ・Ｖ_s …（３Ｃ）
で表わされる。

【0056】

また、不平衡成分ｖ_su’，ｖ_sv’，ｖ_sw’は、
ｖ_su’＝Ａ_sm’・cos(ω_s・t)
ｖ_sv’＝Ａ_sm’・cos(ω_s・t−4π/3)
ｖ_sw’＝Ａ_sm’・cos(ω_s・t−2π/3)
但し、Ａ_sm’：不平衡成分の振幅、
で表わされ、不平衡成分の電圧ベクトルＶ_su’，Ｖ_sv’，Ｖ_sw’は、Ｖ_s’＝Ａ_sm’・exp(ｊ・ω_s・ｔ)として、
Ｖ_su’＝Ｖ_s’ ………（４Ａ）
Ｖ_sv’＝exp(-j・4π/3)・Ｖ_s’
＝ａ^-2・Ｖ_s’＝ａ・Ｖ_s’ …（４Ｂ）
Ｖ_sw’＝exp(-j・2π/3)・Ｖ_s’
＝ａ^-1・Ｖ_s’＝ａ²・Ｖ_s’ …（４Ｃ）
で表わされる。

【0057】

基本波成分の電圧ベクトルＶ_su，Ｖ_sv，Ｖ_swは、図６（ａ）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電圧ベクトルＶ_su，Ｖ_sv，Ｖ_swが反時計回り（左回り）にＵ，Ｗ，Ｖの相順で均等に配置され、角周波数ω_s＝θ／ｔで反時計回りに回転するベクトルである。一方、不平衡成分は、Ｕ相に対するＶ相とＷ相の位相差が基本波成分のＵ相に対するＶ相とＷ相の位相差と逆になっているから、不平衡成分の相順は基本波成分の相順に対して逆になっている。従って、不平衡成分の電圧ベクトルＶ_su’，Ｖ_sv’，Ｖ_sw’は、図６（ｂ）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電圧ベクトルＶ_su’，Ｖ_sv’，Ｖ_sw’が時計回りにＵ，Ｗ，Ｖの相順で均等に配置され、角周波数ω_s＝θ／ｔで反時計回りに回転するベクトルとなっている。

【0058】

（３Ａ）式〜（３Ｃ）式で表わされる基本波成分の電圧ベクトルＶ_su，Ｖ_sv，Ｖ_swを（３）式と（４）式に代入すると、電圧ベクトルＶ_sα，Ｖ_sβは、

【数3】

となる。

【0059】

基本波成分の二相電圧信号ｖ_sα，ｖ_sβは、電圧ベクトルＶ_sα，Ｖ_sβの実軸上への投影値で与えられるから、三相／二相変換部１１から出力される基本波成分の二相電圧信号ｖ_sα，ｖ_sβは、
ｖ_sα＝√(3/2)・Ａ_sm・cos(ω_s・ｔ) …（７）
ｖ_sβ＝√(3/2)・Ａ_sm・sin(ω_s・ｔ) …（８）
となる。

【0060】

同様に、（４Ａ）式〜（４Ｃ）式を（５）式と（６）式に代入すると、電圧ベクトルＶ_sα’，Ｖ_sβ’は、Ｖ_sα’＝√（３／２）・Ｖ_s’、Ｖ_sβ’＝ｊ・√（３／２）・Ｖ_s’となるから、三相／二相変換部１１から出力される不平衡成分の相電圧信号ｖ_sα’，ｖ_sβ’は、
ｖ_sα’＝√(3/2)・Ａ_sm’・cos(ω_s・ｔ) …（９）
ｖ_sβ’＝−√(3/2)・Ａ_sm’・sin(ω_s・ｔ) …（１０）
となる。また、cos(ω_s・ｔ)＝cos(−ω_s・ｔ)、sin(ω_s・ｔ)＝−sin(−ω_s・ｔ)であるから、これらを（９）式、（１０）式に代入すると、
ｖ_sα’＝√(3/2)・Ａ_sm’・cos(−ω_s・ｔ) …（９’）
ｖ_sβ’＝√(3/2)・Ａ_sm’・sin(−ω_s・ｔ) …（１０’）
となる。

【0061】

（９’）式及び（１０’）式と（７）式及び（８）式を比較すると、基本波成分の角周波数が「ω_s」であるのに対し、不平衡成分の角周波数が「−ω_s」である点が相違する。すなわち、三相／二相変換部１１から出力される基本波成分の二相電圧信号ｖ_sα，ｖ_sβの周波数を「正の周波数」とすると、不平衡成分の二相電圧信号ｖ_sα’，ｖ_sβ’は、三相／二相変換部１１から「負の周波数」で出力されるということができる。

【0062】

図５において、基本波成分を正の周波数領域の周波数「ｆ_s」の位置に表示し、不平衡成分の周波数を「−ｆ_s」として不平衡成分を負の周波数領域の周波数「−ｆ_s」の位置に表示しているのは上記の周波数の関係を示している。なお、図５には、位相検出に影響のある５次、７次、１１次の高調波成分のみを描いている。３の整数倍の高調波成分は線間電圧には表れず、相電圧でもΔ結線のトランスで除去され、１１次よりも大きい奇数次の高調波成分はレベルが小さく、無視し得るからである。

【0063】

不平衡成分が負の周波数になるのは、不平衡成分の相順が基本波成分の相順に対して逆になるからであるから、基本波成分の周波数ｆ_sをｎ倍（ｎ：２以上の整数）したｎ次高調波成分についても同様で、ｎ次高調波成分の相順が基本波成分と同一になる場合は、その周波数ｆ_ns（添え字ｎは次数）は正の周波数となり、ｎ次高調波成分の相順が基本波成分と逆になる場合は、その周波数ｆ_nsは負の周波数となる。

【0064】

５次、７次、１１次の高調波成分は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電圧ベクトルをＶ_nu，Ｖ_nv，Ｖ_nw（添え字のｎは次数）と表記し、電圧ベクトルＶ_nをＶ_n＝Ａ_nm・exp(ｊ・ｎ・ω_s・ｔ)（Ａ_nm：ｎ次高調波成分の振幅）とすると、
Ｖ_nu＝Ｖ_n
Ｖ_nv＝Ｖ_n・exp(-j・2nπ/3)
Ｖ_nw＝Ｖ_n・exp（-j・4nπ/3）
但し、ｎ＝５，７，１１
で表わされる。exp(−ｊ・２ｎπ／３)＝｛exp(−ｊ・２π／３)｝ⁿ＝ａ²ⁿ、exp(−ｊ・４ｎπ／３)＝｛exp(−ｊ・４π／３)｝ⁿ＝ａⁿであるから、電圧ベクトルＶ_nu，Ｖ_nv，Ｖ_nwは、
Ｖ_nu＝Ｖ_n
Ｖ_nv＝ａ²ⁿ・Ｖ_n
Ｖ_nw＝ａⁿ・Ｖ_n
と表わされる。

【0065】

５次高調波成分の電圧ベクトルＶ_5u，Ｖ_5V，Ｖ_5wと１１次高調波成分の電圧ベクトルＶ_11u，Ｖ_11V，Ｖ_11wは、
（Ｖ_5u，Ｖ_5V，Ｖ_5w）＝（Ｖ₅，ａ¹⁰・Ｖ₅，ａ⁵・Ｖ₅）
＝（Ｖ₅，ａ・Ｖ₅，ａ²・Ｖ₅）
（Ｖ_11u，Ｖ_11V，Ｖ_11w）＝（Ｖ₁₁，ａ²²・Ｖ₁₁，ａ¹¹・Ｖ₁₁）
＝（Ｖ₁₁，ａ・Ｖ₁₁，ａ²・Ｖ₁₁）
となり、Ｕ，Ｖ，Ｗの相順は基本波成分に対して逆になるので、５次高調波成分及び１１次高調波成分の周波数は負の周波数となる。

【0066】

一方、７次高調波成分の電圧ベクトルＶ_7u，Ｖ_7V，Ｖ_7wは、
（Ｖ_7u，Ｖ_7V，Ｖ_7w）＝（Ｖ₇，ａ¹⁴・Ｖ₇，ａ⁷・Ｖ₇）
＝（Ｖ₇，ａ²・Ｖ₇，ａ・Ｖ₇）
となり、Ｕ，Ｖ，Ｗの相順は基本波成分に対して同じになるので、７次高調波成分の周波数は正の周波数となる。

【0067】

従って、図５では、５次高調波成分と１１次高調波成分は、負の周波数領域の周波数「−５ｆ_s」と「−１１ｆ_s」の位置にそれぞれ表示され、７次高調波成分は正の周波数領域の周波数「７ｆ_s」の位置に表示されている。

【0068】

また、５次高調波成分を三相二相変換した電圧信号（ｖ₅α，ｖ₅β）は、不平衡成分を三相二相変換した電圧信号（ｖ_sα’，ｖ_sβ’）の周波数を５倍したものとなり、１１次高調波成分を三相二相変換した電圧信号（ｖ₁₁α，ｖ₁₁β）は、同電圧信号（ｖ_sα’，ｖ_sβ’）の周波数を１１倍したものとなり、７次高調波成分を三相二相変換した電圧信号（ｖ₇α，ｖ₇β）は、基本波成分を三相二相変換した電圧信号（ｖ_sα，ｖ_sβ）の周波数を７倍したものとなるから、
ｖ₅α＝√(3/2)・Ａ_5m・cos(−５ω_s・ｔ) …（１１）
ｖ₅β＝√(3/2)・Ａ_5m・sin(−５ω_s・ｔ) …（１２）
ｖ₇α＝√(3/2)・Ａ_7m・cos(７ω_s・ｔ) …（１３）
ｖ₇β＝√(3/2)・Ａ_7m・sin(７ω_s・ｔ) …（１４）
ｖ₁₁α＝√(3/2)・Ａ_11m・cos(−１１ω_s・ｔ) …（１５）
ｖ₁₁β＝√(3/2)・Ａ_11m・sin(−１１ω_s・ｔ) …（１６）
で表わされる。

【0069】

従って、三相／二相変換部１１から複素係数フィルタ部１２には、（７）式〜（１６）式で表わされる基本波成分、不平衡成分及び５次、７次、１１次の高調波成分の二相電圧信号（ｖ_sα，ｖ_sβ），（ｖ_sα’，ｖ_sβ’），（ｖ_nα，ｖ_nβ）（ｎ＝５，７，１１）を含む二相電圧信号（ｖα，ｖβ）が出力される。

【0070】

複素係数フィルタ部１２は、ｚ変換表現による伝達関数Ｈ（ｚ）が下記の（１７）式で表される１次のＩＩＲフィルタからなる複素係数バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）で構成される。（１７）式において、複素係数ａ₁におけるｆ_d［Ｈｚ］は、通過帯域の中心周波数ｆ₀をサンプリングレートで正規化した正規化周波数、Ω_d［rad／s］は正規化角周波数である。例えば、中心周波数ｆ₀を系統周波数ｆ_sに設定し、サンプリング周波数を「ｆ_sr」とすると、ｆ_dはｆ_s／ｆ_sr、Ω_dは２π・ｆ_d＝２π・(ｆ_s／ｆ_sr)となる。なお、正規化した角周波数Ω_dは、−π＜Ω_d＜πである。また、ｒは、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータ（０＜ｒ＜１）である。

【0071】

【数4】

【0072】

図７は、上記（１７）式の演算処理を行う処理回路を示すブロック図である。同図に示すように、複素係数フィルタ部１２は、（１７）式の分母の演算処理がフィードバック回路で構成され、そのフィードバック回路の出力に分子の係数ｂ₀を乗算する回路によって構成される。

【0073】

図７に示すブロック図において、ｕ[ｋ]（ｋ：離散時間を表すインデックス番号）は入力データ、ｘ[k]は複素係数フィルタ部１２の状態データ、ｙ[k]は複素係数フィルタ部１２の出力データである。入力データｕ[k]、状態データｘ[k]及び出力データｙ[k]の間には、
ｘ[k]＝ｒ・exp（ｊ・Ω_d）・ｘ[k-1]＋ｕ[k] …（１８）
ｙ[k]＝（１−ｒ）・ｘ[k] …（１９）
が成立する。

【0074】

複素係数フィルタ部１２は複素係数フィルタで構成されるので、入力データｕ[k]が複素データか実データ（複素データの虚数部が「０」のデータ）かに関わらず、状態データｘ[k]及び出力データｙ[k]が複素信号のデータとなる。従って、入力データｕ[k]、状態データｘ[k]及び出力データｙ[k]をそれぞれｕ[k]＝ｕ_r[k]＋ｊ・ｕ_j[k]、ｘ[k]＝ｘ_r[k]＋ｊ・ｘ_j[k]、ｙ[k]＝ｙ_r[k]＋ｊ・ｙ_j[k]、複素係数ａ₁をａ₁＝ｒ・exp（ｊ・Ω_d）＝ｒ・cos(Ω_d)＋j・｛ｒ・sin(Ω_d)｝として（１８）式と（１９）式に代入し、実数部と虚数部の関係式に分けると、
ｘ_r[k]＝ｒ・cos(Ω_d)・ｘ_r[k-1]−ｒ・sin(Ω_d)・ｘ_j[k-1]＋ｕ_r[k] …（２０）
ｘ_j[k]＝ｒ・cos(Ω_d)・ｘ_j[k-1]＋ｒ・sin(Ω_d)・ｘ_r[k-1]＋ｕ_j[k] …（２１）
ｙ_r[k]＝（１−ｒ）・ｘ_r[k] …（２２）
ｙ_j[k]＝（１−ｒ）・ｘ_j[k] …（２３）
となる。

【0075】

バンドパスフィルタを実係数の２次ＩＩＲフィルタで構成した場合、その２次ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ(ｚ)（ｚ＝exp（j・ω））は、
Ｈ(ｚ)＝(1-r²+2(r-1)・r・cos(Ω_d)・z^-1)/(1-2r・cos(Ω_d)・z^-1+ r²・z^-2)
で表わされる。この伝達関数Ｈ(ｚ)の振幅特性Ｍ(ω)を求めると、(１-２ｒ・cos(Ω_d±ω)＋ｒ²)＝０を満たすωで極が表れるから、２次ＩＩＲフィルタはその極の周波数を通過させる特性を有する。ｒ≒１とすると、cos(Ω_d±ω)≒１より、２次ＩＩＲフィルタを通過させる正規化周波数ｆ_dはｆ_d＝±Ω_d／２πとなり、正規化角周波数Ω_dを基本波成分の角周波数に設定した実係数の２次ＩＩＲフィルタでは、不平衡成分も通過させることになる。

【0076】

実係数の２次ＩＩＲフィルタに対し、（１７）式に示す伝達関数Ｈ（ｚ）の振幅特性Ｍ(ω)求めると、Ｍ(ω)＝（１−ｒ）／√｛１−２ｒ・cos(Ω_d−ω)＋ｒ²｝となり、(１−２ｒ・cos(Ω_d−ω)＋ｒ²)＝０を満たすωだけに極が表れるから、正規化角周波数Ω_dを基本波成分の角周波数に設定した複素係数の１次ＩＩＲフィルタでは、基本波成分だけを通過させ、不平衡成分や高調波成分を通過させることはない。従って、複素係数フィルタ部１２は、図５に示す周波数特性を有することになるから、中心周波数ｆ₀を系統周波数ｆ_sに設定することにより、複素係数フィルタ部１２によって電圧信号ｖα，ｖβに含まれる不平衡成分と高調波成分（（９）式〜（１６）式に示す成分）を好適に除去することができる。

【0077】

図８は、（２０）式〜（２３）式に基づき複素係数フィルタ部１２の複素演算処理を行う回路構成を示す図である。同図において、係数ａ_rと係数ａ_jはそれぞれ複素係数ａ₁＝ｒ・ｅ^jΩ^dの実数部と虚数部であり、ａ_r＝ｒ・cos(Ω_d)、ａ_j＝ｒ・sin(Ω_d)である。

【0078】

同図に示すように、複素係数フィルタ部１２は、６個の乗算器１２ａ〜１２ｆと、２個の加算器１２ｇ，１２ｈと、２個の遅延回路１２ｉ，１２ｊで構成される。遅延回路１２ｉは、状態データの実数部ｘ_r[k-1]を生成する回路であり、遅延回路１２ｊは、状態データの虚数部ｘ_j[k-1]を生成する回路である。乗算器１２ａ，１２ｂはそれぞれ（２０）式の第１項と第２項（負の符号を含む）を演算する演算器であり、加算器１２ｇは（２０）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。従って、加算器１２ｇから（２０）式で示す状態データの実数部ｘ_r[k]が出力される。

【0079】

一方、乗算器１２ｄ，１２ｃはそれぞれ（２１）式の第１項と第２項を演算する演算器であり、加算器１２ｈは（２１）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。従って、加算器１２ｈから（２１）式で示す状態データの虚数部ｘ_j[k]が出力される。また、乗算器１２ｅ，１２ｆはそれぞれ（２２）式と（２３）式を演算する演算器である。

【0080】

本実施形態では、三相二相変換部１１を設け、三相の電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを互いに直交する電圧信号ｖα，ｖβに変換しているが、電圧信号ｖα，ｖβは、それぞれ複素データｕ_r＋ｊｕ_jの実数部と虚数部に対応させることができるので、電圧信号ｖαのサンプリングデータを入力データの実数部ｕ_r[k]として加算器１２ｇに入力し、電圧信号ｖβのサンプリングデータを入力データの虚数部ｕ_j[k]として加算器１２ｈに入力している。

【0081】

電圧信号ｖαのサンプリングデータが複素係数フィルタ部１２に入力される毎に、遅延回路１２ｉ、乗算器１２ａ，１２ｂ，１２ｅ及び加算器１２ｇで（２０）式及び（２２）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器１２ｅから（７）式で示される基本波成分の三相二相変換信号ｖ_sαのみの出力データｙ_r[k]が出力される。また、電圧信号ｖβのサンプリングデータが複素係数フィルタ部１２に入力される毎に、遅延回路１２ｊ、乗算器１２ｃ，１２ｄ，１２ｆ及び加算器１２ｈで（２１）式及び（２３）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器１２ｆから（８）式で示される基本波成分の三相二相変換信号ｖ_Sβのみの出力データｙ_j[k]が出力される。

【0082】

なお、図３では、第１複素係数フィルタ部１２から出力データｙ_r[k]，ｙ_j[k]によって出力される電圧信号を電圧信号ｖα_,ｖβと区別するため、それぞれ「ｖ_r」，「ｖ_j」と表記している。

【0083】

なお、複素係数フィルタ部１２から出力される、（７），（８）式で表わされる電圧信号ｖ_r，ｖ_jは、電力系統９のＵ相の電圧ベクトルＶ_uの回転基準を実軸Ｒ方向とし、Ｕ相の電圧信号ｖ_uの位相角ψを「０」とした場合であるが、電力系統９のＵ相の電圧信号ｖ_uの位相がずれ、位相角ψ≠０の場合は、複素係数フィルタ部１２から出力される電圧信号ｖ_r，ｖ_jは、ｖ_r＝Ａ_sm・cos(ω_s・ｔ＋ψ)、ｖ_j＝Ａ_sm・sin(ω_s・ｔ＋ψ)となる。

【0084】

正規化部１３は、複素係数フィルタ部１２から出力される電圧信号ｖ_r，ｖ_jのレベルを「１」に正規化する演算処理を行う。複素係数フィルタ部１２から出力される電圧信号ｖ_r，ｖ_jは振幅が同一の正弦波信号と余弦波信号で、√（ｖ_r²＋ｖ_j²）を演算することにより振幅が求められるから、正規化部１３では、出力データｙ_r[k]，ｙ_j[k]に対してそれぞれｙ_r[k]／√（ｙ_r[k]²＋ｙ_j[k]²）とｙ_j[k]／√（ｙ_r[k]²＋ｙ_j[k]²）の演算処理を行って電圧信号ｖ_r，ｖ_jの正規化処理が行われる。従って、正規化部１３からは、ｖ_r’＝cos(θ)とｖ_j’＝sin(θ)（θ＝ω・t）で表わされる信号のデータが出力される。

【0085】

ＰＬＬ処理部１０Ｂは、基本波直交成分算出部１０Ａから出力される正規化された電圧信号ｖ_r’，ｖ_j’と、当該ＰＬＬ処理部１０Ｂから出力される位相θ’（以下、「出力位相θ'」という。）とを用いて電圧信号ｖ_r，ｖ_jの位相θ（以下、「入力位相θ」という。）と出力位相θ’の位相差Δθ（＝θ−θ’）を算出する位相差演算部１４と、位相差Δθに基づいて出力位相θ’を更新する位相更新部１５とを含む。

【0086】

位相差演算部１４は、sin(θ)・cos(θ’)−cos(θ)・sin(θ’)の三角関数の乗算式で表わされる演算を行うものである。位相差演算部１４は、図９に示すように、出力位相θ’に対し正弦値−sin(θ’)を演算する正弦値演算器１４ａと、出力位相θ’に対して余弦値cos(θ’)を演算する余弦値演算器１４ｂと、正弦値−sin(θ’)と基本波直交成分算出部１０Ａから出力される正規化された電圧信号ｖ_r’(余弦値cos(θ))とを乗算する乗算器１４ｃと、余弦値cos(θ’)と基本波直交成分算出部１０Ａから出力される正規化された電圧信号ｖ_j’(正弦値sin(θ))とを乗算する乗算器１４ｄと、乗算器１４ｃの乗算結果と乗算器１４ｄの乗算結果を加算する加算器１４ｅで構成されている。

【0087】

sin(θ)・cos(θ’)−cos(θ)・sin(θ’)＝sin(θ−θ’)で、|θ−θ’|＝|Δθ|が微小であれば、sin(θ−θ’)≒Δθであるから、位相差演算部１４は実質的に位相差Δθを演算している。なお、正規化された互いに直交する電圧信号ｖ_r’，ｖ_j’に対してｄｑ変換処理を行い、ｄ軸上の電圧信号ｖ_dとｑ軸上の電圧信号ｖ_qを算出する場合、そのｄｑ変換処理は、

【数5】

より、ｖ_q＝−cos(θ)・sin(θ’)＋sin(θ)・cos(θ’)＝sin(θ−θ’)であるから、位相差演算部１４における演算処理は、基本波直交成分算出部１０Ａから出力される正規化された互いに直交する相電圧信号ｖ_r’，ｖ_j’に対してｄｑ変換処理を行い、ｑ軸上の電圧信号ｖ_qを算出する処理と言うこともできる。

【0088】

位相更新部１５は、位相差演算部１４から出力される位相差Δθをループフィルタ１５ａに通した後、その出力（位相差Δθの微分値で角周波数Δωに相当する値）に加算器１５ｂで所定の基準値ω₀（本実施形態では系統周波数ｆ_sの角周波数ω_s＝２πｆ_sに設定）を加算し、その加算値ω’＝ω₀＋Δωに積分器１５ｃで積分処理を行って位相θ’を算出する。

【0089】

例えば、電力系統９の位相θ＝２πｆ_s・ｔが安定していれば、位相更新部１５から出力される出力位相θ’は入力位相θに収束し、位相差演算部１４から出力される位相差Δθは「０」になるから、位相更新部１５から出力される出力位相θ’は、θ’＝θ＝２πｆ_s・ｔに保持されている。この状態で、電力系統９の位相θが瞬間的にψだけ増加すると、位相差演算部１４からは（θ＋ψ）−θ’＝ψの位相差Δθが出力されるから、位相更新部１５ではω’が位相差Δθに基づくΔωだけ増加し、位相更新部１５における電圧ベクトルＶ’（図２３に示した電圧ベクトルＶ’参照）の角速度が増加して電力系統９の電圧ベクトルＶ（図２３に示した電圧ベクトルＶ参照）の位相θの変動に追従するように変化する。従って、ＰＬＬ処理部１０Ｂで出力位相θ’の更新処理が繰り返されることにより位相差Δθが減少し、Δθ＝０になると、すなわち、出力位相θ’がθ’＝θ＝２πｆ_s・ｔ＋ψになると、位相更新部１５から出力される出力位相θ’はその値に保持されることになる。

【0090】

図１０は、位相差Δθを求める他の方法の位相差演算部１４’を示すブロック図である。図９は、三角関数の乗算式を用いて位相差Δθの正弦値sin(Δθ)を演算する方法であったが、図１０に示す方法は、図１１に示すように、出力位相θ’の正弦波信号sin(θ’)を生成し、この正弦波信号sin(θ’)と基本波直交成分算出部１０Ａから出力される正規化された電圧信号ｖ_j’＝sin(θ)の位相差Δθを直接カウントする方法である。具体的には、電圧信号ｖ_j’＝sin(θ)が負側から正側にゼロレベルを交差するタイミングｔ１を検出するとともに、正弦波信号sin(θ’)が負側から正側にゼロレベルを交差するタイミングｔ１’を検出し、ｔ１とｔ１’の間の時間ΔＴを求め、その時間ΔＴから位相差Δθを求める方法である。なお、sin(θ)の周期をＴとすると、ΔＴ／Ｔ＝Δθ／２πであるから、位相差ΔθはΔθ＝２π・ΔＴ／Ｔを演算することにより求められる。

【0091】

図１０に示す位相差演算部１４’は、基本波直交成分算出部１０Ａから出力される正規化された電圧信号sin(θ)のレベルをゼロレベルと比較する比較器１４ｆと、比較器１４ｆの出力信号を用いて電圧信号sin(θ)のレベルがゼロレベルを交差するタイミングを検出する第１のゼロクロス検出器１４ｇと、出力位相θ’に対して正弦値sin(θ’)を演算する正弦値演算器１４ｈと、正弦値演算器１４ｈから出力される正弦値sin(θ’)のレベルをゼロレベルと比較する比較器１４ｉと、比較器１４ｉの出力信号を用いて正弦値sin(θ’)のレベルがゼロレベルを交差するタイミングを検出する第２のゼロクロス検出器１４ｊと、電圧信号sin(θ)の周波数よりも高周波のクロックＣＬＫを発生するクロック発生器１４ｋと、第１のゼロクロス検出器１４ｇと第２のゼロクロス検出器１４ｊから出力される検出信号を用いてクロックＣＬＫのパルス数をカウントするカウンタ１４ｌと、カウンタ１４ｌでカウントされるカウント数Ｎから位相差Δθを算出する位相差演算器１４ｍで構成されている。

【0092】

比較器１４ｆ，１４ｉは、例えば、電圧信号sin(θ)，sin(θ’)のレベルがゼロレベルより小さいと、ローレベルを出力し、ゼロレベル以上になると、ハイレベルを出力する。従って、図１１に示すように、比較器１４ｆからは電圧信号sin(θ)のレベルが負レベルから正レベルに交差するタイミングｔ１でハイレベルになり、正レベルから負レベルに交差するタイミングｔ２でローレベルになるゼロクロス検出信号Ｓ_z1が出力され、比較器１４ｉからは電圧信号sin(θ’)のレベルが負レベルから正レベルに交差するタイミングｔ１’でハイレベルになり、正レベルから負レベルに交差するタイミングｔ２’でローレベルになるゼロクロス検出信号Ｓ_z2が出力される。

【0093】

カウンタ１４ｌは、正弦波信号sin(θ’)が基本波直交成分算出部１０Ａから出力され
る電圧信号ｖ_j’＝sin(θ)より遅れている場合は、図１１に示すように、ゼロクロス検出信号Ｓ_z1の立ち上がり信号でカウント値をゼロにリセットしてクロックＣＬＫのパルスのカウントを開始し、ゼロクロス検出信号Ｓ_z2の立ち上がり信号でクロックＣＬＫのパルスのカウントを停止し、そのカウント数Ｎを位相差演算器１４ｍに出力する。一方、正弦波信号sin(θ’)が電圧信号ｖ_j’＝sin(θ)より進んでいる場合は、ゼロクロス検出信号Ｓ_z2の立ち上がり信号でカウント値をゼロにリセットしてクロックＣＬＫのパルスのカウントを開始し、ゼロクロス検出信号Ｓ_z1の立ち上がり信号でクロックＣＬＫのパルスのカウントを停止し、そのカウント数Ｎを位相差演算器１４ｍに出力する。すなわち、カウンタ１４ｌは、｜ｔ１−ｔ１’｜の期間を示すカウント数Ｎを算出する。

【0094】

位相差演算器１４ｍは、カウント数Ｎと係数Ｋ＝２π／Ｎ_T（Ｎ_T：周期ＴにおけるクロックＣＬＫのパルスカウント数）の乗算を行い、位相差Δθを算出する。なお、クロックＣＬＫの周期をτとすると、周期Ｔ＝Ｎ_T・τ、ΔＴ＝Ｎ・τである。上記のようにΔθ＝２π・ΔＴ／Ｔであるから、Δθ＝２π・Ｎ・τ／Ｎ_T・τ＝２π・（Ｎ／Ｎ_T）となる。

【0095】

図１２は、本発明に係る位相検出装置１０（複素係数フィルタ部１２を複素係数バンドパスフィルタとし、位相差演算部１４を三角関数の乗算式sin(θ−θ’)で位相差を算出する方式としたもの）から出力される出力位相θ’を有する電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’の応答特性をシミュレーションした結果である。また、図１３は、シミュレーション開始から０．３秒後の電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’の変動状態を拡大した図である。なお、位相検出装置１０の位相差演算部１４は、図９に示す構成のものである。また、図１２、図１３では、縦軸に電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’＝ω’／（２π）［Ｈｚ］を取っている。

【0096】

図１２は、電力系統の電圧信号の位相θ（周波数ｆ＝系統周波数ｆ_s＝６０Ｈｚ。位相角ψ＝０）が安定している状態でシミュレーションを開始し、シミュレーション開始から０．２秒後に電力系統９の位相θを瞬時的に９０度進ませた場合（θ＝２πｆ_s・ｔ＋π／２とした場合）の位相検出装置１０の応答特性を示している。電圧検出器８の検出電圧信号ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wに含まれる不平衡成分の含有条件を５％とし、５次、７次、１１次の高調波成分の含有条件をそれぞれ５％としている。また、複素係数フィルタ部１２の通過帯域の中心周波数ｆ₀は系統周波数ｆ_s＝６０Ｈｚに設定している。

【0097】

図１２に示すように、シミュレーション開始から０．２秒後に電力系統の位相θを瞬時的に「２πｆ_s・ｔ」から「２πｆ_s・ｔ＋π／２」に変化させると、位相検出装置１０は、位相差演算部１４から出力される位相差Δθが「０」から「π／２」に急変するので、その位相差Δθの急変に基づいて出力位相θ’を増加させる。位相急変時（時刻０．２秒）は、位相差Δθが大きいので、位相検出装置１０は、ＰＬＬ処理部１０Ｂにおける電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’を急上昇させて電圧ベクトルＶ’を電力系統９の電圧ベクトルＶに合わせるようにＰＬＬ動作をするが、その後は上昇させた周波数ｆ’を減少させて電圧ベクトルＶ’を電力系統９の電圧ベクトルＶに一致させるようにＰＬＬ動作をする。

【0098】

位相急変時（時刻０．２秒）から０．０５秒が経過するまでの間にＰＬＬ処理部１０Ｂにおける電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’が凡そ７５Ｈｚをピークにパルス状に変化しているのは、その様子を示している。また、位相急変時（時刻０．２秒）から０．１秒経過した時（時刻０．３秒）には、図１３に示すように、位相検出装置１０におけるＰＬＬ動作は、周波数ｆ’のリップルが±０．０１２Ｈｚ程度（系統周波数ｆ_s＝６０Ｈｚに対して変動幅０．０４％程度）となるので、位相検出装置１０の出力位相θ’は、位相急変時（時刻０．２秒）から０．１秒以内に電力系統の変化後の位相θに整定するということができる。

【0099】

図１２，図１３のシミュレーション結果より、本発明に係る位相検出装置１０によれば、電力系統９の位相θが急峻に変動した場合でも十分にその変動に追従し、高い応答精度で電力系統９の位相θを検出することができる効果を奏する。

【0100】

上記実施形態では、複素係数フィルタ部１２をバンドパスフィルタで構成したが、抑制したい不平衡成分や高調波成分が分かっているのであれば、それらの成分を抑制する複素係数ノッチフィルタ（ＢＥＦ）で構成してもよい。例えば、抑制したい周波数が不平衡成分（−ｆ_s）と５次、７次、１１次の高調波成分（−５ｆ_s，＋７ｆ_s，−１１ｆ_s）の場合、それらの周波数毎にｚ変換表現による伝達関数Ｈ（ｚ）が下記の（２４）式で表される複素係数ノッチフィルタを設け、それらを多段に接続することによって図１４に示す周波数特性を有するノッチフィルタを構成するとよい。

【0101】

【数6】

【0102】

なお、Ω_dは、Ω_d＝２π・（ｆ／ｆ_sr）であり、ｆ＝−ｆ_sに設定すると、不平衡成分（−ｆ_s）に対する複素係数ノッチフィルタとなる。また、ｆ＝−５ｆ_s、ｆ＝＋７ｆ_s、ｆ＝−１１ｆ_sに設定すると、それぞれ５次、７次、１１次の高調波成分に対する複素係数ノッチフィルタとなる。従って、図１７に示すように、−ｆ_s、−５ｆ_s、＋７ｆ_s、−１１ｆ_sを阻止周波数とする複素係数ノッチフィルタ１２１，１２２，１２３，１２４を縦続接続することにより、図１４に示す周波数特性を有するノッチフィルタが構成される。

【0103】

また、上記（２４）式の演算処理を行う処理回路のブロック図は、図１５に示す構成となり、複素係数ノッチフィルタ（ＢＥＦ）を用いた複素係数フィルタ部１２の複素演算処理を行う回路は、図１６に示す構成となる。図１５は、図７に示すブロック図に対して、入力データｕ[k]から出力データｙ[k]を減算し、その減算値を偏差出力データｅ[k]として出力する回路を追加したものである。また、図１６は、図８に示すブロック図に対して、実数部の乗算器１２ｅの後段に加算器１２ｋを追加し、当該加算器１２ｋで入力データの実数部ｕ_r[k]から出力データｙ[k]の実数部ｙ_r[k]を減算して偏差出力データの実数部ｅ_r[k]を出力し、虚数部の乗算器１２ｆの後段に加算器１２ｌを追加し、当該加算器１２ｌで入力データの虚数部ｕ_j[k]から出力データｙ[k]の虚数部ｙ_j[k]を減算して偏差出力データの虚数部ｅ_j[k]を出力する構成としたものである。

【0104】

図１６に示す回路は、図８に示す回路に対して、上述した加算器１２ｋ，１２ｌでの減算処理が追加された点が異なるだけであるから、図１６に示す回路の演算処理の詳細説明は省略する。

【0105】

図１８は、複素係数フィルタ部を図１４に示す周波数特性を有する複素係数ノッチフィルタとし、位相差演算部１４を三角関数の乗算式sin(θ−θ’)で位相差を算出する方式とした位相検出装置１０の位相検出の応答特性（位相検出装置から出力される位相θ’を有する電圧ベクトルＶ’の周波数の変動状態）をシミュレーションした結果である。また、図１９は、シミュレーション開始から０．３秒後に位相検出装置１０から出力される電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’の変動状態を拡大した図である。シミュレーションの条件やグラフの表示態様は、図１２，図１３の場合と同一である。

【0106】

複素係数ノッチフィルタを用いた場合は、図１８に示すように、位相急変時（時刻０．２秒）の直後からＰＬＬ処理部１０Ｂにおける電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’が急上昇し、凡そ１１０Ｈｚをピークにパルス状に変化した後、位相急変時から凡そ０．０２秒経過後（時刻０．２２秒）には位相検出装置１０の出力位相θ’が電力系統の変化後の位相θに整定することが確認できた。また、図１９に示すように、位相急変時から０．１秒経過後（時刻０．３秒）における周波数ｆ’のリップルはほぼゼロであることも確認できた。従って、複素係数ノッチフィルタを用いた場合は、応答速度及び検出精度のいずれも複素係数バンドパスフィルタを用いた場合よりも高い性能であることが確認できた。

【0107】

図２０は、複素係数フィルタ部を複素係数ノッチパスフィルタとし、位相差演算部をsin(θ)とsin(θ')の位相差Δθを直接カウントする方式（図１０に示す位相差演算部１４’を用いたもの）とした位相検出装置１０の位相検出の応答特性（位相検出装置から出力される位相θ’を有する電圧ベクトルＶ’の周波数の変動状態）をシミュレーションした結果である。また、図２１は、シミュレーション開始から４．９秒後に位相検出装置１０から出力される電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’の変動状態を拡大した図である。シミュレーションの条件やグラフの表示態様は、図１２，図１３の場合と同一である。

【0108】

図１０に示す位相差演算部１４’を用いた場合は、図２０に示すように、位相急変時（時刻０．２秒）の直後にＰＬＬ処理部１０３における電圧ベクトルＶ’の周波数ｆ’が凡そ６０.４８Ｈｚに上昇するが、その後は徐々に減少して位相急変時から凡そ２．８秒経過後（時刻３．０秒）に位相検出装置１０の出力位相θ’が電力系統の変化後の位相θに整定する。また、図２１に示すように、位相急変時から４．７秒経過後（時刻４．９秒）における周波数ｆ’のリップルはほぼゼロになる。

【0109】

図１０に示す位相差演算部１４’を用いた場合は、図９に示す相差演算部１４を用いた場合よりも出力位相θ’が位相急変時から変化後の位相θに整定するまでに時間を要しているが、これはsin(θ)の瞬時値とsin(θ')の瞬時値を比較して位相差Δθを算出するからであると考えられる。位相差演算部１４’を用いることによる速応性の低下は、ループフィルタの値を調整することにより改善することができる。また、整定時のリップルがほぼゼロになっているのは、複素係数ノッチフィルタを用いていることによるものと考えられる。

【0110】

以上より、本実施形態に係る位相検出装置１０を用いると、ＰＬＬ法を用いて位相を検出するＰＬＬ処理部１０Ｂの前段で複素係数フィルタを用いて不平衡成分や所定次数の高調波成分を除去する構成であるので、不平衡成分や高調波成分の影響を受けない位相検出を高速で行うことができる。また、電圧検出器８などで混入するノイズを除去する複素係数バンドパスフィルタを組み合わせれば、不平衡成分や高調波成分以外の位相検出に悪影響を与えるノイズも除去できるので、このノイズを除去するためのフィルタを新たに設ける必要がない。更に、複素係数バンドパスフィルタや複素係数ノッチフィルタを用いているので、複素係数フィルタ部１２の入出力間で位相差が生じないというメリットもある。

【0111】

なお、複素係数フィルタ部１２のフィルタには複素係数バンドパスフィルタ又は複素係数ノッチフィルタを用いればよいが、好ましくは複素係数バンドパスフィルタよりも複素係数ノッチフィルタを用いたほうが高速かつ高精度の位相検出特性を得ることができる。また、複素係数ノッチフィルタと複素係数バンドパスフィルタとを組み合わせれば、両者の特性の相乗効果を期待することができ、より高速かつ高精度の位相検出特性を得ることができる。

【0112】

また、周知のように、複素係数ノッチフィルタ及び複素係数バンドパスフィルタを多段構成とすれば、急峻なフィルタ特性とすることができるとともに、不平衡成分や高調波成分の除去特性や応答性を容易に調整できるので、実装する場合は適当な段数の多段構成にするとよい。例えば、系統連系インバータ１を連系させる電力系統９が２次の高調波成分を多く含む系統の場合は、２次高調波を除去する複素係数ノッチフィルタと複素係数バンドパスフィルタを組み合わせればよく、不平衡成分や高調波成分をあまり多く含まない系統であれば、応答速度の速いフィルタ構成にすればよい。

【0113】

上記実施形態では、三相の系統連系インバータ１について説明したが、本発明に係る位相検出装置は、単相の系統連系インバータにも適用することができる。図２２は、単相の系統連系インバータに適用される位相検出装置１０’のブロック図であるが、図３の位相検出装置１０に対して三相／二相変換部１１が設けられていない点が異なるだけである。単相の場合は、電圧信号ｖが１つしかないので、その電圧信号ｖのサンプリングデータが入力データの実数部ｕ_r[k]として複素係数フィルタ部１２に入力され、入力データの虚数部ｕ_j[k]には「０」が入力される。なお、図３の位相検出装置１０において、三相／二相変換部１１を除去し、Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれかの相の電圧信号ｖのサンプリングデータを入力データの実数部ｕ_r[k]として複素係数フィルタ部１２に入力し、入力データの虚数部ｕ_j[k]には「０」を入力するようにしてもよい。

【0114】

複素係数フィルタを用いた複素係数フィルタ部１２では、単相の電圧信号が入力された場合でも三相の場合と同様に互いに直交する電圧信号ｖ_r，ｖ_j（正弦波と余弦波の信号）が出力されるので、複素係数フィルタ部１２，正規化部１３及びＰＬＬ処理部１０Ｂは、図３に示す三相用の位相検出装置１０と同様の構成で実現することができる。また、単相の場合は、一般に不平衡成分の対策が困難であるが、本発明を適用することより単相の場合でも容易に不平衡成分と高調波成分を除去できるので、不平衡成分の対策を効果的に行うことができ利点がある。

【0115】

従って、本発明は、簡単な構成で種々の系統連系インバータの位相検出装置に広く適用することができる。

【符号の説明】

【0116】

１ 系統連系インバータ
２ 直流電源
３ インバータ回路
４ インバータ制御部
５ フィルタ回路
６ 変圧器
７ 電流検出器
８ 電圧検出器
９ 電力系統
１０，１０’ 位相検出装置
１０Ａ 基本波直交成分算出部
１０Ｂ ＰＬＬ処理部（位相同期手段）
１１ 三相／二相変換部（三相二相変換手段）
１２，１２’ 複素係数フィルタ部（複素係数フィルタ手段）
１２１，１２２，１２３，１２４ 複素係数ノッチフィルタ
１３ 正規化部
１４，１４’ 位相差演算部（位相制御手段の要素）
１４ａ 正弦値演算器（第１の正弦値演算手段）
１４ｂ 余弦値演算器（余弦値演算手段）
１４ｃ，１４ｄ 乗算器（第２の正弦値演算手段の要素）
１４ｅ 加算器（第２の正弦値演算手段の要素）
１４ｆ 比較器（第１のゼロクロス検出手段の要素）
１４ｇ ゼロクロス検出器（第１のゼロクロス検出手段の要素）
１４ｈ 正弦値演算器（正弦値演算手段）
１４ｉ 比較器（第２のゼロクロス検出手段の要素）
１４ｊ ゼロクロス検出器（第２のゼロクロス検出手段の要素）
１４ｋ クロック発生器（計時手段の要素）
１４ｌ カウンタ（計時手段の要素）
１４ｍ 位相差演算器（位相差演算手段）
１５ 位相更新部
１５ａ ループフィルタ（位相制御手段の要素）
１５ｂ 加算器（位相生成手段の要素）
１５ｃ 積分器（位相生成手段の要素）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】