特許 5714976 半導体光源点灯回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5714976

(24)【登録日】2015年3月20日

(45)【発行日】2015年5月7日

(54)【発明の名称】半導体光源点灯回路

(51)【国際特許分類】

   H05B 37/02 20060101AFI20150416BHJP

【ＦＩ】

   H05B37/02 J

【請求項の数】3

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2011-107177(P2011-107177)

(22)【出願日】2011年5月12日

(65)【公開番号】特開2012-238499(P2012-238499A)

(43)【公開日】2012年12月6日

【審査請求日】2014年4月3日

(73)【特許権者】

【識別番号】000001133

【氏名又は名称】株式会社小糸製作所

(74)【代理人】

【識別番号】100105924

【弁理士】

【氏名又は名称】森下 賢樹

(74)【代理人】

【識別番号】100109047

【弁理士】

【氏名又は名称】村田 雄祐

(74)【代理人】

【識別番号】100109081

【弁理士】

【氏名又は名称】三木 友由

(72)【発明者】

【氏名】菊池 賢

(72)【発明者】

【氏名】塩津 文規

(72)【発明者】

【氏名】難波 高範

(72)【発明者】

【氏名】伊藤 昌康

【審査官】 宮崎 光治

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１１−０２９４６３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−１１７７１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０９２６０２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−２５８１５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−１７２７８４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−２８３９５０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０５Ｂ３７／００−３９／１０

Ｈ０１Ｌ３３／００

Ｈ０２Ｍ３／００−３／４４

Ｈ０２Ｍ１／００−１／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、
駆動電流の大きさが目標値に近づくように前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、
前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、
前記デジタルアナログコンバータによる変換の結果得られるアナログ信号に基づいて、前記スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、
前記スイッチングレギュレータに入力される入力電圧であって前記スイッチングレギュレータのアクティブ状態に対応する第１電圧と非アクティブ状態に対応する第２電圧とを繰り返す入力電圧から、前記アップダウンカウンタに供給すべき電源電圧を生成する制御電源部と、を含み、
前記制御電源部は、前記スイッチングレギュレータに入力される入力電圧が第２電圧となっている場合でも、前記アップダウンカウンタに供給すべき電源電圧を生成するよう構成され、
前記アップダウンカウンタは、前記スイッチングレギュレータに入力される入力電圧が第２電圧となっている間、カウント動作を停止することを特徴とする半導体光源点灯回路。

【請求項2】

前記制御回路はさらに、前記スイッチングレギュレータに入力される入力電圧から、前記コンパレータおよび前記駆動回路のうちの少なくともひとつに供給すべき電源電圧であって前記制御電源部によって生成される電源電圧と同等かそれよりも高い電源電圧を生成する別の制御電源部を含み、
前記制御電源部は、当該制御電源部によって生成される電源電圧が所定の第１しきい値電圧よりも低いと前記アップダウンカウンタをリセット状態とし、
前記別の制御電源部は、当該別の制御電源部によって生成される電源電圧が前記第１しきい値電圧よりも高い第２しきい値電圧よりも低いと、前記コンパレータおよび前記駆動回路のうちの少なくともひとつをリセット状態とし、
前記制御電源部は、前記スイッチングレギュレータに入力される入力電圧が第２電圧となっている場合でも、第１しきい値電圧と等しいかそれよりも高い電源電圧を生成するよう構成されることを特徴とする請求項１に記載の半導体光源点灯回路。

【請求項3】

本半導体光源点灯回路が起動されてから前記別の制御電源部によって生成される電源電圧が最初に第２しきい値電圧を超えると、それに合わせて前記アップダウンカウンタのリセット状態が解除されることを特徴とする請求項２に記載の半導体光源点灯回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明はＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体光源を点灯させる半導体光源点灯回路に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、前照灯などの車両用灯具に、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えてより長寿命で低消費電力のＬＥＤが利用されている。ＬＥＤの発光の度合いすなわち明るさはＬＥＤに流す電流の大きさに依存するので、ＬＥＤを光源として利用する場合にはＬＥＤに流れる電流を調節するための点灯回路が必要となる。そのような点灯回路は通常エラーアンプを有し、ＬＥＤに流れる電流が一定となるようにフィードバック制御する。

【0003】

例えば前照灯にはハイビームの状態とロービームの状態とがあり、また規格に合わせやすくするためにもＬＥＤの明るさを調節できることが望ましい。ＬＥＤの明るさを変えるには、電流値を連続的に変える方法と、電流をオンオフさせそのデューティ比を変えるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）減光と、が知られている。前者では電流値によって色味または色温度が変わるカラーシフトが生じうる。したがって車両用灯具のＬＥＤ点灯回路には後者のＰＷＭ減光が採用されることが多い。

【0004】

本出願人は特許文献１においてＰＷＭ減光を採用した点灯制御装置を提案している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１０−１７０７０４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

特許文献１に記載の点灯制御装置では、スイッチングレギュレータの駆動期間に検出されたＬＥＤ電流の値を、その駆動期間経過後の停止期間中、コンデンサを使用してアナログ的に保持している。しかしながら、一般にこのようなアナログ的な電流値の保持のために設けられるコンデンサの容量は比較的大きい。したがって、回路規模が不必要に大きくなる可能性がある。

【0007】

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＰＷＭ減光を実現しつつ回路規模をより小さくできる半導体光源点灯回路の提供にある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明のある態様は、半導体光源点灯回路に関する。この半導体光源点灯回路は、半導体光源の駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、駆動電流の大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備える。制御回路は、駆動電流の大きさと目標値とを比較するコンパレータと、コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値をアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、デジタルアナログコンバータによる変換の結果得られるアナログ信号に基づいて、スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、を含む。アップダウンカウンタは、スイッチングレギュレータが駆動電流を生成しない非アクティブ状態となるとカウントを止める。

【0009】

この態様によると、制御回路は、スイッチングレギュレータの非アクティブ状態において駆動電流の大きさをデジタル的に保持できる。

【0010】

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

【発明の効果】

【0011】

本発明によれば、ＰＷＭ減光を実現しつつ回路規模をより小さくできる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】第１の実施の形態に係る車載回路の構成を示す回路図である。

【図2】図１の駆動回路の構成を示す回路図である。

【図3】図１の半導体光源点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。

【図4】第２の実施の形態に係る車載回路の構成を示す回路図である。

【図5】図４のアナログＰＯＲ信号、デジタルＰＯＲ信号および合成ＰＯＲ信号の関係を示す説明図である。

【図6】図４のデジタル電源回路およびデジタル電源保持キャパシタの構成を示す回路図である。

【図7】図４の半導体光源点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることがある。

【0014】

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

【0015】

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る半導体光源点灯回路は、ＬＥＤに流れる駆動電流をスイッチング素子を使用して生成するスイッチングレギュレータと、その駆動電流の大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子のオンオフをフィードバック制御する制御回路と、を備える。さらに半導体光源点灯回路ではＰＷＭ減光が行われる。すなわち、スイッチングレギュレータが、駆動電流を生成するアクティブ状態とそうでない非アクティブ状態とを繰り返すことにより、ＬＥＤの発光の度合いが調節される。ここで、スイッチングレギュレータが非アクティブ状態となってから次にアクティブ状態となるまで、フィードバック制御におけるエラー量などの制御値がデジタル的に保持される。これにより、例えば特許文献１に記載されるように制御値がアナログ的に保持される場合と比較して、状態保持用のキャパシタ等を省くことができ、回路規模を低減できる。

【0016】

図１は、車載回路１０の構成を示す回路図である。車載回路１０は、第１の実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００と、エンジンコントロールユニット（Engine Control Unit）２０と、車載バッテリ３０と、車載用のＬＥＤを３つ直列に接続して構成されるＬＥＤ４０と、を備える。

【0017】

エンジンコントロールユニット２０は、それが搭載される自動車の電気的な制御を総合的に行うためのマイクロコントローラである。エンジンコントロールユニット２０は車載バッテリ３０と接続され、車載バッテリ３０から約１２Ｖのバッテリ電圧Ｖｂａｔを受ける。エンジンコントロールユニット２０は、半導体光源点灯回路１００に入力電圧Ｖｉｎとして直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを供給する。エンジンコントロールユニット２０は、半導体光源点灯回路１００に固定電圧すなわち接地電位Ｖ_ＧＮＤ（＝０Ｖ）を供給する。エンジンコントロールユニット２０は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）減光信号Ｓ１を生成し半導体光源点灯回路１００に供給する。

【0018】

ＰＷＭ減光信号Ｓ１は、カラーシフトを回避するためにＬＥＤ４０を高速、例えば数百Ｈｚから数ｋＨｚで点滅させるための信号である。より具体的にはＰＷＭ減光信号Ｓ１は、数百Ｈｚから数ｋＨｚの減光周波数ｆ１で電圧が矩形波状に変化する信号である。ＰＷＭ減光信号Ｓ１のデューティ比は、所望の発光の度合いが得られるように設定される。

【0019】

半導体光源点灯回路１００は、制御回路１０２と、スイッチングレギュレータ１０４と、第１ＡＮＤゲート１０８と、クロック生成部１１０と、を含む。
スイッチングレギュレータ１０４は、エンジンコントロールユニット２０から入力される入力電圧Ｖｉｎを、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などのトランジスタであってもよいスイッチング素子１２２を使用して、ＬＥＤ４０の順方向電圧Ｖｆに適した出力電圧Ｖｏｕｔに変換すると共にＬＥＤ４０に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する。スイッチングレギュレータ１０４は出力電圧ＶｏｕｔをＬＥＤ４０のアノードに印加する。スイッチングレギュレータ１０４の接地電位はエンジンコントロールユニット２０から供給される。スイッチングレギュレータ１０４は後述の通りＰＷＭ減光信号Ｓ１に応じてアクティブ状態と非アクティブ状態とを繰り返す。

【0020】

制御回路１０２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさが目標値に近づくようにスイッチング素子１２２のオンオフを制御する。制御回路１０２は、電流検出部１１２と、基準電圧源１１４と、エラーコンパレータ１１６と、アップダウンカウンタ１１８と、Ｄ／Ａコンバータ１２０と、駆動回路１０６と、を含む。

【0021】

電流検出部１１２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさを検出する。電流検出部１１２は例えば駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れる電流検出抵抗であり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに応じた検出電圧Ｖｄを生成してエラーコンパレータ１１６の反転入力端子に印加する。検出電圧Ｖｄは接地電位などの固定電圧を基準に生成される。

【0022】

基準電圧源１１４は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさの目標値に対応する基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、エラーコンパレータ１１６の非反転入力端子に印加する。基準電圧Ｖｒｅｆは固定電圧を基準に生成される。

【0023】

エラーコンパレータ１１６は、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。すなわちエラーコンパレータ１１６は検出電圧Ｖｄが示す駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと基準電圧Ｖｒｅｆが示す目標値とを比較する。エラーコンパレータ１１６は、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとの大小関係によって電圧のレベルが変わる誤差信号Ｓ２をアップダウンカウンタ１１８に出力する。特に誤差信号Ｓ２の電圧は、Ｖｄ＜Ｖｒｅｆのとき５Ｖなどの所定の第１電圧、Ｖｄ≧Ｖｒｅｆのとき第１電圧より低い０Ｖなどの第２電圧となる。

【0024】

アップダウンカウンタ１１８は、エラーコンパレータ１１６における比較結果によって定まるカウントの向きで制御デジタル値をカウントする。アップダウンカウンタ１１８としては例えば標準ロジックＩＣである７４シリーズの’１９１と同様の機能を有する素子が採用されてもよい。アップダウンカウンタ１１８は、誤差信号Ｓ２が入力されるＵ／Ｄ制御端子１１８ａと、処理後クロック信号Ｓ３が入力されるクロックパルス入力端子１１８ｂと、カウントされる制御デジタル値のビット数に対応する数の出力端子１１８ｃと、を有する。

【0025】

アップダウンカウンタ１１８は、誤差信号Ｓ２が第１電圧を示すとき、処理後クロック信号Ｓ３の遷移に合わせてすなわち処理後クロック信号Ｓ３に立ち上がりエッジが現れるごとに、制御デジタル値をカウントアップする。アップダウンカウンタ１１８は、誤差信号Ｓ２が第２電圧を示すとき、処理後クロック信号Ｓ３に立ち上がりエッジが現れるごとに制御デジタル値をカウントダウンする。アップダウンカウンタ１１８は現在の制御デジタル値を出力端子１１８ｃからＤ／Ａコンバータ１２０に出力する。

【0026】

Ｄ／Ａコンバータ１２０は、アップダウンカウンタ１１８によってカウントされた制御デジタル値を、その制御デジタル値に応じたアナログ電圧を有するデューティ比設定信号Ｓ４に変換する。Ｄ／Ａコンバータ１２０におけるデジタルアナログ変換処理自体は公知のデジタルアナログ変換技術を使用して行われてもよい。Ｄ／Ａコンバータ１２０はデューティ比設定信号Ｓ４を駆動回路１０６に出力する。

【0027】

駆動回路１０６は、Ｄ／Ａコンバータ１２０による変換の結果得られるデューティ比設定信号Ｓ４に基づいて、スイッチング素子１２２のオンオフのデューティ比を制御する。駆動回路１０６にはＰＷＭ減光信号Ｓ１が入力される。駆動回路１０６は入力電圧Ｖｉｎをその電源電圧とする。

【0028】

図２は、駆動回路１０６の構成を示す回路図である。駆動回路１０６は、ＰＷＭコンパレータ１２４と、鋸波生成部１２６と、第２ＡＮＤゲート１２８と、を有する。鋸波生成部１２６は、減光周波数ｆ１よりも高い例えば数十ｋＨｚから数百ｋＨｚのスイッチング周波数ｆ２で電圧が鋸波状に変化する鋸波状信号Ｓ５を生成し、ＰＷＭコンパレータ１２４に出力する。ＰＷＭコンパレータ１２４は、鋸波状信号Ｓ５の電圧とデューティ比設定信号Ｓ４のアナログ電圧とを比較し、スイッチング周波数ｆ２で電圧が矩形波状に変化する矩形波信号Ｓ６であってデューティ比設定信号Ｓ４のアナログ電圧に応じたデューティ比を有する矩形波信号Ｓ６を生成する。第２ＡＮＤゲート１２８には、ＰＷＭコンパレータ１２４によって生成される矩形波信号Ｓ６とＰＷＭ減光信号Ｓ１とが入力される。第２ＡＮＤゲート１２８は、それら２つの信号の論理積を素子制御信号Ｓ７としてスイッチング素子１２２の制御端子すなわちゲートに出力する。

【0029】

素子制御信号Ｓ７は、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がアサートされているすなわちハイレベルとなっている間は矩形波信号Ｓ６と略同一であり、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がネゲートされているすなわちローレベルとなっている間はネゲートされる信号である。したがって、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がアサートされている間はスイッチングレギュレータ１０４はアクティブ状態となり、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がネゲートされている間はスイッチングレギュレータ１０４は非アクティブ状態となる。

【0030】

図１に戻り、クロック生成部１１０は、アップダウンカウンタ１１８のためのクロックを生成する。クロック生成部１１０は、減光周波数ｆ１よりも高い例えば数十ｋＨｚから数百ｋＨｚのクロック周波数ｆ３で電圧が矩形波状に変化する処理前クロック信号Ｓ８を生成し、第１ＡＮＤゲート１０８に出力する。

【0031】

第１ＡＮＤゲート１０８には、処理前クロック信号Ｓ８とＰＷＭ減光信号Ｓ１とが入力される。第１ＡＮＤゲート１０８は、それら２つの信号の論理積を処理後クロック信号Ｓ３としてアップダウンカウンタ１１８のクロックパルス入力端子１１８ｂに出力する。言い換えると、第１ＡＮＤゲート１０８は、処理前クロック信号Ｓ８をＰＷＭ減光信号Ｓ１でマスクして処理後クロック信号Ｓ３を生成するマスク回路である。

【0032】

処理後クロック信号Ｓ３は、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がアサートされている間は処理前クロック信号Ｓ８と略同一であり、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がネゲートされている間はネゲートされる信号である。したがって、アップダウンカウンタ１１８は、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がアサートされている間はカウント動作を行い、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がネゲートされると制御デジタル値のカウントを止める。アップダウンカウンタ１１８は、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がネゲートされている間、カウント動作を停止し、カウントを止める直前の制御デジタル値を保持する。言い換えると、アップダウンカウンタ１１８は、スイッチングレギュレータ１０４がアクティブ状態から非アクティブ状態になったときの制御デジタル値を、スイッチングレギュレータ１０４が次にアクティブ状態となるまで保持する。

【0033】

以上の構成による半導体光源点灯回路１００の動作を説明する。
図３は、半導体光源点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図３は、上から順に、ＰＷＭ減光信号Ｓ１の電圧、処理前クロック信号Ｓ８の電圧、処理後クロック信号Ｓ３の電圧、制御デジタル値の大きさ、を示す。

【0034】

時刻ｔ１において、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がハイレベルからローレベルに遷移する。するとそれまで処理前クロック信号Ｓ８と同じクロック信号であった処理後クロック信号Ｓ３が遷移を止めローレベル一定となる。処理後クロック信号Ｓ３の遷移停止に伴いアップダウンカウンタ１１８はカウント動作を停止する。ＰＷＭ減光信号Ｓ１がローレベルとなっている時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、アップダウンカウンタ１１８は時刻ｔ１における制御デジタル値を保持する。

【0035】

時刻ｔ２において、ＰＷＭ減光信号Ｓ１がローレベルからハイレベルに遷移すると、アップダウンカウンタ１１８は保持されている時刻ｔ１における制御デジタル値を起点としてカウント動作を開始する。

【0036】

本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００によると、スイッチングレギュレータ１０４自体を周期的に非アクティブ状態とすることによってＰＷＭ減光が実現される。これにより、例えばスイッチングレギュレータ１０４とＬＥＤとの間に設けられたスイッチをオンオフすることでＰＷＭ減光を実現する場合と比較して、オフからオンに切り替わったときにＬＥＤに流れる電流の大きさを抑えることができる。その結果、半導体光源点灯回路１００の素子として耐電圧や耐電流がより低いより安価な素子を使用することができ、また半導体光源点灯回路１００の効率も上昇する。

【0037】

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、スイッチングレギュレータ１０４の非アクティブ状態において制御デジタル値が保持されるので、その非アクティブ状態の前後のアクティブ状態における駆動電流Ｉ_ＬＥＤをスムーズに繋ぎ合わせることができる。

【0038】

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、エラー量が制御デジタル値としてデジタル化されている。すなわち、検出電圧Ｖｄからデューティ比設定信号Ｓ４を得るための処理を、エラーコンパレータ１１６、アップダウンカウンタ１１８、Ｄ／Ａコンバータ１２０を使用してデジタル化している。これにより、そのような処理がアナログ的になされる場合と比較して例えばエラー量保持のための比較的容量の大きなキャパシタ等を設ける必要はなく、回路規模を低減できる。

【0039】

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００では、単にアップダウンカウンタ１１８にカウント動作を止めさせることによって、非アクティブ状態におけるエラー量保持が実現される。したがって、アナログ的なエラー量保持の場合と比較して回路構成を簡素化でき、回路規模を低減できる。

【0040】

非アクティブ状態においてはＬＥＤ４０に電流が流れないので検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｅｆとの差はアクティブ状態のときのものよりも大きくなる。しかしながら、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路１００ではアップダウンカウンタ１１８のカウント動作が止まると誤差信号Ｓ２に関わらずに制御デジタル値が保持される。したがって、そのように大きくなった電圧差を処理するための特別な回路等を設ける必要はない。

【0041】

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態ではエンジンコントロールユニット２０はＰＷＭ減光信号Ｓ１を生成して半導体光源点灯回路１００に供給する一方、ＰＷＭ減光信号Ｓ１によらずに略一定の入力電圧Ｖｉｎを半導体光源点灯回路１００に供給する。この場合、図１では図示していないが、一般にエンジンコントロールユニット２０と半導体光源点灯回路１００との両方にＰＷＭ減光信号Ｓ１を授受するためのインタフェース回路が必要となる。第２の実施の形態では、ＰＷＭ減光信号Ｓ１を廃し、代わりに入力電圧Ｖｉｎを減光周波数ｆ１でオンオフすることによってＰＷＭ減光を実現する。これにより、エンジンコントロールユニットと半導体光源点灯回路との間の信号線をひとつ削減でき、かつ上記のようなインタフェース回路を設ける必要もなくなる。

【0042】

ここで入力電圧Ｖｉｎがオフすなわち０Ｖとなると、半導体光源点灯回路が入力電圧Ｖｉｎから生成しているアナログ電源電圧やデジタル電源電圧も低下する。エラー量をデジタル化すると、アナログ的に保持する場合と比較してエラー量の保持のために必要な電源電圧は低くて済む。したがって、エラー量のデジタル化は、入力電圧ＶｉｎのオンオフによるＰＷＭ減光の場合により適している。

【0043】

図４は、車載回路５０の構成を示す回路図である。車載回路５０は、第２の実施の形態に係る半導体光源点灯回路２００と、エンジンコントロールユニット６０と、車載バッテリ３０と、ＬＥＤ４０と、を備える。

【0044】

エンジンコントロールユニット６０は、減光用スイッチング素子６２を使用して、減光周波数ｆ１で矩形波状に変化する入力電圧Ｖｉｎを生成する。入力電圧Ｖｉｎのデューティ比はＰＷＭ減光信号Ｓ１と同様に設定される。例えば入力電圧Ｖｉｎのハイレベルはバッテリ電圧Ｖｂａｔ、ローレベルは接地電位である。エンジンコントロールユニット６０は、生成された入力電圧Ｖｉｎを半導体光源点灯回路２００に供給する。

【0045】

半導体光源点灯回路２００は、制御回路２０２と、スイッチングレギュレータ１０４と、を含む。制御回路２０２は、電流検出部１１２と、基準電圧源１１４と、エラーコンパレータ１１６と、アップダウンカウンタ２１８と、Ｄ／Ａコンバータ１２０と、駆動回路２０６と、クロック生成部２１０と、アナログ制御電源部２６６と、デジタル制御電源部２６８と、合成回路２６０と、を有する。アナログ制御電源部２６６は、アナログ電源回路２５２と、アナログＰＯＲ（Power On Reset）回路２５６と、アナログ電源保持キャパシタ２６２と、を有する。デジタル制御電源部２６８は、デジタル電源回路２５４と、デジタルＰＯＲ回路２５８と、デジタル電源保持キャパシタ２６４と、を有する。

【0046】

スイッチングレギュレータ１０４は、エンジンコントロールユニット６０によって供給される入力電圧Ｖｉｎがバッテリ電圧Ｖｂａｔとなっている間、スイッチング素子１２２を使用して駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する。スイッチングレギュレータ１０４は、入力電圧Ｖｉｎが接地電位となっている間は駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成しない。したがって、入力電圧Ｖｉｎのレベルのうちバッテリ電圧Ｖｂａｔはスイッチングレギュレータ１０４のアクティブ状態に対応し、接地電位は非アクティブ状態に対応する。

【0047】

アップダウンカウンタ２１８は、誤差信号Ｓ２が入力されるＵ／Ｄ制御端子２１８ａと、クロック信号Ｓ９が入力されるクロックパルス入力端子２１８ｂと、カウントされる制御デジタル値のビット数に対応する数の出力端子２１８ｃと、合成ＰＯＲ信号Ｓ１０が入力されるクリア端子２１８ｄと、を有する。

【0048】

アップダウンカウンタ２１８は、合成ＰＯＲ信号Ｓ１０によるリセット／リセット解除機能を除き、第１の実施の形態のアップダウンカウンタ１１８と同様の、誤差信号Ｓ２によって決定されるカウントの向きでのクロック信号Ｓ９の遷移に合わせたカウント動作を行う。合成ＰＯＲ信号Ｓ１０がネゲートされている間はアップダウンカウンタ２１８はリセット状態となり、合成ＰＯＲ信号Ｓ１０がアサートされている間はアップダウンカウンタ２１８のリセット状態が解除される。リセット状態では、アップダウンカウンタ２１８は初期化され、その制御デジタル値も初期値に戻る。

【0049】

なお、アップダウンカウンタ２１８が例えば標準ロジックＩＣである７４シリーズの’１９１などのクリア端子を有さない素子で構成される場合は、合成ＰＯＲ信号Ｓ１０をロード端子に入力し、データ入力端子を全て接地電位に接続してもよい。この場合、合成ＰＯＲ信号Ｓ１０がネゲートされると制御デジタル値はオールゼロに初期化される。

【0050】

駆動回路２０６は、スイッチング周波数ｆ２で電圧が鋸波状に変化する鋸波状信号とデューティ比設定信号Ｓ４とを比較し、スイッチング周波数ｆ２で電圧が矩形波状に変化する素子制御信号Ｓ１２であってデューティ比設定信号Ｓ４のアナログ電圧に応じたデューティ比を有する素子制御信号Ｓ１２を生成する。駆動回路２０６は、生成された素子制御信号Ｓ１２をスイッチング素子１２２のゲートに出力する。

【0051】

アナログ電源回路２５２は、エンジンコントロールユニット６０によって供給される入力電圧Ｖｉｎから、半導体光源点灯回路１００のアナログ素子に供給すべきアナログ電源電圧Ｖａｎａを生成する。アナログ電源電圧Ｖａｎａの設定値は例えば６Ｖ程度である。特にアナログ電源回路２５２はエラーコンパレータ１１６および駆動回路２０６にアナログ電源電圧Ｖａｎａを供給する。
アナログ電源保持キャパシタ２６２の一端はアナログ電源回路２５２の出力段と接続され、他端は接地される。

【0052】

アナログＰＯＲ回路２５６は、アナログ電源回路２５２によって生成されるアナログ電源電圧Ｖａｎａが所定のアナログＰＯＲ電圧よりも低いと、駆動回路２０６およびエラーコンパレータ１１６を含むアナログ素子をリセット状態とする。リセット状態ではアナログ素子の状態が初期化される。

【0053】

入力電圧Ｖｉｎが接地電位からバッテリ電圧Ｖｂａｔまで上昇する過程において、アナログ電源回路２５２によって生成されるアナログ電源電圧Ｖａｎａも設定値まで上昇する。ただしアナログ電源電圧Ｖａｎａが設定値に達するまでにはある程度時間がかかる。アナログ電源電圧Ｖａｎａが設定値に達しないままアナログ素子が動作を開始すると、そのアナログ素子は正しく動作しない可能性がある。したがって、アナログＰＯＲ回路２５６は、アナログ電源電圧Ｖａｎａが設定値よりも少し低く設定されたアナログＰＯＲ電圧と等しいかそれよりも高くなってからアナログ素子のリセット状態を解除し、アナログ素子を動作させる。これによりアナログ素子の動作の確実性を高めることができる。

【0054】

具体的にはアナログＰＯＲ回路２５６は、アナログ電源電圧ＶａｎａがアナログＰＯＲ電圧よりも低い場合はローレベル、そうでない場合はハイレベルとなるアナログＰＯＲ信号Ｓ１１を生成する。アナログＰＯＲ回路２５６は、生成されたアナログＰＯＲ信号Ｓ１１を駆動回路２０６およびエラーコンパレータ１１６を含むアナログ素子とクロック生成部２１０と合成回路２６０とに出力する。アナログ素子は、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１がローレベルのときリセット状態となり、ハイレベルとなるとリセット状態が解除されるよう構成される。

【0055】

デジタル電源回路２５４は、エンジンコントロールユニット６０によって供給される入力電圧Ｖｉｎから、半導体光源点灯回路１００のデジタル素子に供給すべきデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを生成する。デジタル電源電圧Ｖｄｉｇの設定値は例えば３Ｖ程度である。特にデジタル電源回路２５４はアップダウンカウンタ２１８にデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを供給する。一般にアップダウンカウンタ２１８に供給すべきデジタル電源電圧Ｖｄｉｇはアナログ電源電圧Ｖａｎａよりも低いが、回路設計によってはこれらを等しくする場合もある。以下、アナログ電源電圧Ｖａｎａはデジタル電源電圧Ｖｄｉｇよりも高いものとする。

【0056】

デジタルＰＯＲ回路２５８は、デジタル電源回路２５４によって生成されるデジタル電源電圧Ｖｄｉｇが所定のデジタルＰＯＲ電圧よりも低いと、アップダウンカウンタ２１８を含むデジタル素子をリセット状態とする。リセット状態ではデジタル素子の状態が初期化される。アナログ電源電圧Ｖａｎａの設定値はデジタル電源電圧Ｖｄｉｇの設定値よりも高いので、アナログＰＯＲ電圧はデジタルＰＯＲ電圧よりも高く設定される。デジタルＰＯＲ回路２５８は、アップダウンカウンタ２１８については合成回路２６０を介してリセット状態とする。

【0057】

具体的にはデジタルＰＯＲ回路２５８は、デジタル電源電圧ＶｄｉｇがデジタルＰＯＲ電圧よりも低い場合はローレベル、そうでない場合はハイレベルとなるデジタルＰＯＲ信号Ｓ１３を生成する。デジタルＰＯＲ回路２５８は、生成されたデジタルＰＯＲ信号Ｓ１３をアップダウンカウンタ２１８以外のデジタル素子と合成回路２６０とに出力する。アップダウンカウンタ２１８以外のデジタル素子は、デジタルＰＯＲ信号Ｓ１３がローレベルのときリセット状態となり、ハイレベルとなるとリセット状態が解除されるよう構成される。

【0058】

デジタル制御電源部２６８は、車載回路５０の動作中、入力電圧Ｖｉｎが接地電位となっている場合でも、デジタルＰＯＲ電圧と等しいかそれよりも高いデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを生成するよう構成される。すなわち、デジタル電源保持キャパシタ２６４の一端はデジタル電源回路２５４の出力段と接続され、他端は接地される。デジタル電源保持キャパシタ２６４の容量は、入力電圧Ｖｉｎが接地電位となっている間、デジタル電源回路２５４がデジタル電源電圧Ｖｄｉｇの値をデジタルＰＯＲ電圧以上に維持できるように選択される。この場合、入力電圧Ｖｉｎが接地電位となっている間でもデジタルＰＯＲ信号Ｓ１３はハイレベルを維持する。すなわち、スイッチングレギュレータ１０４が非アクティブ状態となっている間、アップダウンカウンタ２１８を含むデジタル素子はリセット状態が解除されたままとなる。

【0059】

合成回路２６０は、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１およびデジタルＰＯＲ信号Ｓ１３に基づいて、アップダウンカウンタ２１８のリセットを制御する合成ＰＯＲ信号Ｓ１０を生成する。
図５は、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１、デジタルＰＯＲ信号Ｓ１３および合成ＰＯＲ信号Ｓ１０の関係を示す説明図である。図５の横軸はアナログ電源電圧Ｖａｎａまたはデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを示す。

【0060】

デジタルＰＯＲ信号Ｓ１３のデジタルＰＯＲ電圧はヒステリシスを有するよう構成されており、第１デジタルＰＯＲ電圧Ｖｄ１とそれよりも高い第２デジタルＰＯＲ電圧Ｖｄ２を有する。デジタルＰＯＲ信号Ｓ１３は、デジタル電源電圧Ｖｄｉｇが第２デジタルＰＯＲ電圧Ｖｄ２を上回るとローレベルからハイレベルに遷移し、デジタル電源電圧Ｖｄｉｇが第１デジタルＰＯＲ電圧Ｖｄ１を下回るとハイレベルからローレベルに遷移する。
アナログＰＯＲ信号Ｓ１１のアナログＰＯＲ電圧もまた同様にヒステリシスを有するよう構成されており、第１アナログＰＯＲ電圧Ｖａ１とそれよりも高い第２アナログＰＯＲ電圧Ｖａ２を有する。

【0061】

合成ＰＯＲ信号Ｓ１０は、アナログ電源電圧Ｖａｎａが第２アナログＰＯＲ電圧Ｖａ２を上回るとローレベルからハイレベルに遷移し、デジタル電源電圧Ｖｄｉｇが第１デジタルＰＯＲ電圧Ｖｄ１を下回るとハイレベルからローレベルに遷移する。合成回路２６０は、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１およびデジタルＰＯＲ信号Ｓ１３からこのような合成ＰＯＲ信号Ｓ１０を生成し、アップダウンカウンタ２１８のクリア端子２１８ｄに出力するよう構成される。

【0062】

図４に戻り、クロック生成部２１０は、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１がハイレベルの場合はクロック周波数ｆ３で電圧が矩形波状に変化し、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１がローレベルの場合はローレベル一定となるクロック信号Ｓ９を生成し、アップダウンカウンタ２１８のクロックパルス入力端子２１８ｂに出力する。

【0063】

入力電圧Ｖｉｎが接地電位となっている間、デジタル制御電源部２６８はデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを設定値よりも高く維持するのでデジタルＰＯＲ信号Ｓ１３はハイレベルを維持し、合成ＰＯＲ信号Ｓ１０もまたハイレベルを維持する。したがってアップダウンカウンタ２１８には必要な電源電圧が供給され続け、かつリセットされることはない。加えて、入力電圧Ｖｉｎが接地電位となっている間はクロック信号Ｓ９はローレベル一定となり遷移しないので、アップダウンカウンタ２１８はカウント動作を停止し、カウントを止める直前の制御デジタル値を保持する。

【0064】

図６は、デジタル電源回路２５４およびデジタル電源保持キャパシタ２６４の構成を示す回路図である。デジタル電源回路２５４は、第１抵抗２７０と、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２７２と、ダイオード２７４と、オペアンプ２７６と、第２抵抗２７８と、第３抵抗２８０と、基準電圧発生回路２８２と、を有する。

【0065】

第１抵抗２７０の一端およびｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２７２のコレクタには入力電圧Ｖｉｎが印加される。第１抵抗２７０の他端およびｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２７２のベースはダイオード２７４のアノードと接続される。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２７２のエミッタはデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを有するバスライン２８８と接続される。オペアンプ２７６の電源端子、第２抵抗２７８の一端、基準電圧発生回路２８２の一端およびデジタル電源保持キャパシタ２６４の一端はバスライン２８８と接続される。第２抵抗２７８の他端は第３抵抗２８０の一端およびオペアンプ２７６の反転入力端子と接続される。第３抵抗２８０の他端は接地される。基準電圧発生回路２８２は直列に接続された第４抵抗２８４とツェナーダイオード２８６とを有する。ツェナーダイオード２８６のアノードは接地され、第４抵抗２８４の一端はバスライン２８８と接続される。第４抵抗２８４の他端とツェナーダイオード２８６のカソードとの接続ノードはオペアンプ２７６の非反転入力端子と接続される。オペアンプ２７６の出力端子はダイオード２７４のカソードと接続される。

【0066】

デジタル電源回路２５４では、入力電圧Ｖｉｎが接地電位から上昇を開始すると、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ２７２のコレクタ−エミッタ間はほぼ導通状態となり、バスライン２８８に入力電圧Ｖｉｎが現れる。このようにバスライン２８８に現れる入力電圧Ｖｉｎによって基準電圧発生回路２８２はデジタル電源基準電圧Ｖｄｒを生成する。デジタル電源回路２５４は入力電圧Ｖｉｎの上昇過程においてこのデジタル電源基準電圧Ｖｄｒを基にデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを設定値で安定化させる。

【0067】

なお、アナログＰＯＲ回路２５６およびデジタルＰＯＲ回路２５８は、デジタル電源基準電圧Ｖｄｒを電圧比較の基準として使用してもよい。基準電圧源１１４は、基準電圧Ｖｒｅｆの生成にデジタル電源基準電圧Ｖｄｒを使用してもよい。
また、基準電圧発生回路２８２におけるデジタル電源基準電圧Ｖｄｒの生成にツェナーダイオード２８６を使用しているが、これに限られない。

【0068】

以上の構成による半導体光源点灯回路２００の動作を説明する。
図７は、半導体光源点灯回路２００の動作状態を示すタイムチャートである。図７は、上から順に、入力電圧Ｖｉｎ、デジタル電源電圧Ｖｄｉｇ、デジタルＰＯＲ信号Ｓ１３の電圧、アナログ電源電圧Ｖａｎａ、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１の電圧、合成ＰＯＲ信号Ｓ１０の電圧、を示す。以下、説明を分かりやすくするため、アナログＰＯＲ電圧およびデジタルＰＯＲ電圧にヒステリシスが設定されていない場合を説明するが、この説明が図５に示されるようにヒステリシスが設定されている場合に拡張されうることは本明細書に触れた当業者には明らかである。

【0069】

時刻ｔ１において車載回路５０が起動されると、入力電圧Ｖｉｎは接地電位から約１２Ｖのバッテリ電圧Ｖｂａｔを目指して上昇を開始する。この時点ではデジタル電源電圧Ｖｄｉｇ、アナログ電源電圧Ｖａｎａはいずれも対応する約３ＶのデジタルＰＯＲ電圧、約６ＶのアナログＰＯＲ電圧よりも低いので、デジタルＰＯＲ信号Ｓ１３、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１および合成ＰＯＲ信号Ｓ１０は全てローレベルとなっている。

【0070】

時刻ｔ２において入力電圧Ｖｉｎが約３Ｖを上回ると、それまで不定であったデジタル電源電圧Ｖｄｉｇは約３Ｖの設定値で安定化され、デジタルＰＯＲ信号Ｓ１３はハイレベルに遷移する。しかしながら上記合成回路２６０の構成により合成ＰＯＲ信号Ｓ１０はローレベルのままであり、アップダウンカウンタ２１８はリセット状態のままとなる。

【0071】

時刻ｔ３において入力電圧Ｖｉｎが約６Ｖを上回ると、アナログ電源電圧Ｖａｎａが時刻ｔ１以降で最初にアナログＰＯＲ電圧を超え、約６Ｖの設定値で安定化される。これに合わせてアナログＰＯＲ信号Ｓ１１および合成ＰＯＲ信号Ｓ１０はハイレベルに遷移する。これによりアップダウンカウンタ２１８のリセット状態が解除され、制御デジタル値のカウントが開始される。

【0072】

時刻ｔ４において入力電圧Ｖｉｎが約１２Ｖから接地電位へ下降する過程において入力電圧Ｖｉｎが約６Ｖを下回ると、アナログ電源電圧Ｖａｎａは不定となりアナログＰＯＲ信号Ｓ１１はハイレベルからローレベルに遷移する。

【0073】

時刻ｔ４から入力電圧Ｖｉｎが次に約６Ｖを上回る時刻ｔ５の間、デジタル制御電源部２６８の構成によりデジタル電源電圧Ｖｄｉｇは約３Ｖを維持する。また上記合成回路２６０の構成により合成ＰＯＲ信号Ｓ１０はハイレベルを維持する。時刻ｔ４から時刻ｔ５の間、アップダウンカウンタ２１８はクロック信号Ｓ９の遷移停止に合わせて制御デジタル値のカウントを停止する。アップダウンカウンタ２１８は、クロック信号Ｓ９が遷移停止している間はカウントを停止したときの制御デジタル値を保持し、クロック信号Ｓ９が時刻ｔ５において遷移を再開するとそれに合わせて制御デジタル値のカウントを再開する。

【0074】

本実施の形態に係る半導体光源点灯回路２００によると、エンジンコントロールユニット６０から半導体光源点灯回路２００へ供給される入力電圧ＶｉｎのオンオフによってＰＷＭ減光が実現されるという状況において、スイッチングレギュレータ１０４が非アクティブ状態となっている間のエラー量の保持をより小規模な回路で効率的に実現できる。すなわち、まずエラー量の保持がデジタル的に行われることにより、回路規模が低減されると共に保持されるエラー量の正確性が向上する。そして電源はアナログ系のアナログ制御電源部２６６とデジタル系のデジタル制御電源部２６８とに分離され、デジタル系のデジタル制御電源部２６８にデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを維持するためのデジタル電源保持キャパシタ２６４が設けられる。これにより、アップダウンカウンタ２１８におけるエラー量の保持がより小さな回路規模で実現される。

【0075】

電源電圧を分離せずにエラー量の保持を実現しようとする場合、アップダウンカウンタ２１８の電源を維持するために多くの他のアナログ素子の電源も維持しなければならない。しかしながら一般にアナログ素子の電源を維持するためには容量の比較的大きな電源保持キャパシタを設ける必要があり、回路規模が増大しかねない。本実施の形態に係る半導体光源点灯回路２００ではそのようなアナログ素子の電源を維持する必要はないので、デジタル電源保持キャパシタ２６４の容量は小さくてよい。さらに、クロック生成部２１０におけるカウンタクロックの停止によりデジタル系回路の消費電力は大きく低下するので、デジタル電源保持キャパシタ２６４の容量をその分さらに小さくできる。

【0076】

通常、ＰＯＲ機能は回路が必要とする最も高い電圧（アナログ系６Ｖ、デジタル系３Ｖであれば６Ｖ）に対して、正常範囲に達すればリセット解除、外れればリセットして回路の状態を初期化する。しかしながらこれをそのまま適用すると、アップダウンカウンタにエラー量を保持させたい非アクティブ状態においてアップダウンカウンタがリセットされることとなる。そこで、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路２００では、デジタル素子およびアナログ素子のそれぞれに対してＰＯＲ機能が設けられる。これにより、デジタル電源系およびアナログ電源系のそれぞれに関して適切なＰＯＲ機能を用いることができる。

【0077】

また、本実施の形態に係る半導体光源点灯回路２００では、半導体光源点灯回路２００が起動された直後は、アップダウンカウンタ２１８はアナログ素子のリセット状態が解除されるのを待ってからリセット状態を脱する。また動作中はアップダウンカウンタ２１８は非アクティブ状態においてもＰＯＲ機能によりリセットされない。これにより、非アクティブ状態におけるエラー量の保持を実現しつつ、半導体光源点灯回路２００起動時にアナログ系の状態が不定のままアップダウンカウンタ２１８がリセット解除となることを防止できる。その結果、アップダウンカウンタ２１８のカウント動作の正確性を向上できる。

【0078】

以上、実施の形態に係る半導体光源点灯回路の構成と動作について説明した。これらの実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

【0079】

第２の実施の形態では、クロック信号Ｓ９の遷移停止に合わせてアップダウンカウンタ２１８におけるカウント動作が停止される場合について説明したが、これに限られない。例えばアップダウンカウンタが有するカウントイネーブル端子を使用してもよい。この場合、アナログＰＯＲ信号Ｓ１１と同様に遷移するカウントイネーブル信号がカウントイネーブル端子に入力されてもよい。アップダウンカウンタは、カウントイネーブル信号がアサートされている間は第１の実施の形態のアップダウンカウンタ１１８と同様のカウント動作を行い、カウントイネーブル信号がネゲートされると制御デジタル値のカウントを止めてもよい。

【0080】

第２の実施の形態では、クロック生成部２１０はアナログＰＯＲ信号Ｓ１１に応じてクロック信号Ｓ９を生成する場合について説明したが、これに限られず、例えば入力電圧Ｖｉｎを直接監視してもよいし、またエンジンコントロールユニット６０から半導体光源点灯回路２００に入力される入力電流Ｉｉｎを直接監視してもよい。

【0081】

第２の実施の形態では、合成回路２６０は合成ＰＯＲ信号Ｓ１０をアップダウンカウンタ２１８に出力する場合について説明したが、これに限られず、例えば合成回路はアップダウンカウンタ２１８に加えて、車載回路５０の起動時にアナログ素子の状態安定を待ってからリセット状態を解除したほうがよいデジタル素子に合成ＰＯＲ信号Ｓ１０を出力してもよい。

【0082】

第２の実施の形態において、アナログ電源電圧とデジタル電源電圧とを同等に設定する場合は、アナログ電源回路２５２とアナログ電源保持キャパシタ２６２とを削除し、代わりにアナログ制御電源部はデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを受け、そのデジタル電源電圧Ｖｄｉｇをアナログ電源電圧としてスイッチを介してアナログ素子に供給してもよい。また、アナログＰＯＲ回路２５６はデジタル電源電圧Ｖｄｉｇを監視してアナログＰＯＲ信号を生成してもよい。また、アナログ制御電源部のスイッチは、そのアナログＰＯＲ信号がローレベルのときオフとされてもよい。

【符号の説明】

【0083】

１０ 車載回路、 ２０ エンジンコントロールユニット、 ３０ 車載バッテリ、 ４０ ＬＥＤ、 ５０ 車載回路、 ６０ エンジンコントロールユニット、 １００ 半導体光源点灯回路、 １０２ 制御回路、 １０４ スイッチングレギュレータ、 ２００ 半導体光源点灯回路、 ２０２ 制御回路、 Ｖｉｎ 入力電圧。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】