特許 5719448 電気的ノイズを相殺させる磁気エネルギー伝達素子及び電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5719448

(24)【登録日】2015年3月27日

(45)【発行日】2015年5月20日

(54)【発明の名称】電気的ノイズを相殺させる磁気エネルギー伝達素子及び電源装置

(51)【国際特許分類】

   H01F 30/00 20060101AFI20150430BHJP

   H02M 3/28 20060101ALI20150430BHJP

   H01F 17/04 20060101ALI20150430BHJP

   H01F 27/28 20060101ALI20150430BHJP

【ＦＩ】

   H01F31/00 C

   H02M3/28 Y

   H02M3/28 L

   H02M3/28 E

   H01F17/04 A

   H01F27/28 K

【請求項の数】16

【全頁数】33

(21)【出願番号】特願2013-538632(P2013-538632)

(86)(22)【出願日】2011年11月7日

(65)【公表番号】特表2013-544067(P2013-544067A)

(43)【公表日】2013年12月9日

(86)【国際出願番号】KR2011008433

(87)【国際公開番号】WO2012064063

(87)【国際公開日】20120518

【審査請求日】2013年7月5日

(31)【優先権主張番号】10-2011-0084620

(32)【優先日】2011年8月24日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0084619

(32)【優先日】2011年8月24日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0078197

(32)【優先日】2011年8月5日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0078198

(32)【優先日】2011年8月5日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0073959

(32)【優先日】2011年7月26日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0073383

(32)【優先日】2011年7月25日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0036294

(32)【優先日】2011年4月19日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0030776

(32)【優先日】2011年4月4日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0011967

(32)【優先日】2011年2月10日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0000051

(32)【優先日】2011年1月3日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2011-0000053

(32)【優先日】2011年1月3日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2010-0111007

(32)【優先日】2010年11月9日

(33)【優先権主張国】KR

(73)【特許権者】

【識別番号】513113976

【氏名又は名称】パク，チャン ウン

(74)【代理人】

【識別番号】100107766

【弁理士】

【氏名又は名称】伊東 忠重

(74)【代理人】

【識別番号】100070150

【弁理士】

【氏名又は名称】伊東 忠彦

(74)【代理人】

【識別番号】100091214

【弁理士】

【氏名又は名称】大貫 進介

(72)【発明者】

【氏名】パク，チャン ウン

【審査官】 松本 泰典

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００１−１４５３４１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−１８６７６３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００７−５２４９９８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０１Ｆ ２７／２８

Ｈ０１Ｆ ３０／００

Ｈ０１Ｆ １７／０４

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１電圧入力端子と、第２電圧入力端子と、スイッチング素子と、磁気エネルギー伝達素子とを含むスイッチング型電源装置に使用される磁気エネルギー伝達素子において、
磁気エネルギー伝達素子のコアと、
前記磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、前記第１電圧入力端子と前記スイッチング素子の一側の端子との間に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第１入力巻線と、
前記磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、前記第２電圧入力端子と前記スイッチング素子の他側の端子との間に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第２入力巻線と、を含み、
前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第１入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響と、前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第２入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響とが逆極性であるため、互いに相殺されることを特徴とする磁気エネルギー伝達素子。

【請求項2】

前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記第１入力巻線に発生して放出される高周波ノイズと前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記第２入力巻線に発生して放出される逆極性の高周波ノイズとが相殺されて、電源装置の輻射ノイズを低くすることを特徴とする請求項１記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項3】

前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第１入力巻線の電位変動によって電源装置内の線路及び素子に生成される容量結合と、前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第２入力巻線の電位変動によって電源装置内の線路及び素子に生成される逆極性の容量結合とが相殺されて、電源装置の伝導ノイズを低くすることを特徴とする請求項１記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項4】

第１電圧入力端子と、第２電圧入力端子と、スイッチング素子と、磁気エネルギー伝達素子と、出力整流器と、出力線路とを含むスイッチング型電源装置に使用される磁気エネルギー伝達素子において、
磁気エネルギー伝達素子のコアと、
前記磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、前記第１電圧入力端子と前記スイッチング素子の一側の端子との間に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第１入力巻線と、
前記磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、前記第２電圧入力端子と前記スイッチング素子の他側の端子との間に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第２入力巻線と、
前記第１入力巻線及び前記第２入力巻線に磁気的に結合してエネルギーを引き出す出力巻線と、を含み、
前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第１入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響と、前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第２入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響とが逆極性であるため、互いに相殺されることを特徴とする磁気エネルギー伝達素子。

【請求項5】

前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記第１入力巻線に発生して放出される高周波ノイズと前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記第２入力巻線に発生して放出される高周波ノイズとが逆極性であり、互いに相殺されることを特徴とする請求項４記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項6】

前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第１入力巻線の電位変動によって電源装置内の線路及び素子に生成される容量結合と、前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第２入力巻線の電位変動によって電源装置内の線路及び素子に生成される逆極性の容量結合とが相殺されることを特徴とする請求項４記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項7】

前記第２入力巻線は前記第１入力巻線と前記出力巻線との間に位置することを特徴とする請求項４記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項8】

前記第１入力巻線と前記第２入力巻線とが容量結合して、前記第１入力巻線に生成される高周波ノイズと前記第２入力巻線に生成される逆極性の高周波ノイズとが相殺されて低くなることを特徴とする請求項７記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項9】

前記第１入力巻線と前記第２入力巻線とが容量結合して、前記第２入力巻線に生成される高周波ノイズが前記第１入力巻線に生成される逆極性の高周波ノイズにより相殺されて低くなり、前記第２入力巻線から前記出力巻線に伝達される高周波ノイズが低くなることを特徴とする請求項７記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項10】

さらに前記第１入力巻線に対向して巻かれて前記第２入力巻線に連結される第１結合巻線を含み、前記第１入力巻線と前記第２入力巻線とが前記第１入力巻線と前記第２入力巻線の間の分布容量により結合し、前記第１入力巻線と前記第１結合巻線の間の分布容量により結合して、前記第２入力巻線に生成される高周波ノイズが前記第１入力巻線に生成される逆極性の高周波ノイズによって相殺されることを特徴とする請求項９記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項11】

前記出力巻線は前記第１入力巻線と前記第２入力巻線との間に位置することを特徴とする請求項４記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項12】

さらに前記第２入力巻線と前記出力巻線の間の電位差変動による容量結合を遮蔽する第２遮蔽巻線を含むことを特徴とする請求項１１記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項13】

さらに前記第１入力巻線と前記出力巻線の間の電位差変動による容量結合を遮蔽する第１遮蔽巻線を含むことを特徴とする請求項１１記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項14】

前記第１入力巻線と前記第２入力巻線が容量結合して、前記第１入力巻線に生成された高周波ノイズが前記第２入力巻線に生成された逆極性の高周波ノイズを相殺し、前記第２入力巻線に生成された高周波ノイズが前記第１入力巻線に生成された逆極性の高周波ノイズを相殺して、両巻線に生成された高周波ノイズが低くなることを特徴とする請求項１１記載の磁気エネルギー伝達素子。

【請求項15】

第１電圧入力端子と、第２電圧入力端子と、スイッチング素子と、磁気エネルギー伝達素子と、出力整流器と、出力線路とを含むスイッチング型電源装置に使用される磁気エネルギー伝達素子において、
磁気エネルギー伝達素子のコアと、
前記磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、前記第１電圧入力端子と前記スイッチング素子の一側の端子との間に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第１入力巻線と、
前記磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、前記第２電圧入力端子と前記スイッチング素子の他側の端子との間に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第２入力巻線と、
前記第１入力巻線及び前記第２入力巻線に結合してエネルギーを引き出す出力巻線と、を含み、
前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第１入力巻線の電位変動により前記出力巻線に及ぼす影響と、前記スイッチング素子のスイッチング動作による前記第２入力巻線の電位変動により前記出力巻線に及ぼす影響とが逆極性であるため、互いに相殺されることを特徴とする磁気エネルギー伝達素子。

【請求項16】

請求項１乃至請求項１５のいずれか一項に記載の磁気エネルギー伝達素子を含むことを特徴とするスイッチング型電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、生産性のよい簡単な構造のトランスフォーマ(Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ)に関し、より詳しくは、トランスフォーマの巻線間の容量結合(ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ ｃｏｕｐｌｉｎｇ)による伝導ノイズ或いは伝導ノイズ及び輻射ノイズを相殺して除去することにより、大量生産時にもＥＭＩの偏差が少なく十分なマージンが確保でき、これによりトランスフォーマの単価を下げ、ＥＭＩフィルターの費用を低減できるトランスフォーマ及び電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、磁気エネルギー伝達素子の巻線による相殺作用を用いて電源装置で電気的な接地に流れる変位電流を低く抑えた磁気エネルギー伝達素子や電源装置がある。しかし、相殺のために少ない巻回(Ｔ：Ｔｕｒｎ)数でぎっしり１層の巻線層を巻き付けるためには、５〜６つの細線を並べて巻く必要がある。よって、巻線作業が容易ではなくトランスフォーマの生産性が低いため単価が上がり、トランスフォーマの高さが低い場合は、複数の巻線をピンに接続できないなどの短所がある。また低いトランスフォーマにおける高さ制限を解除するために変形形態の方式が用いられているが、この場合、電源装置で電気的な接地に流れる変位電流を低く抑える効果の偏差が大きいため、大量生産時にＥＭＩの規格を満たすことが難しいという短所がある。

【0003】

以下、従来技術について簡略に説明する。

【0004】

図１は、一般的なフライバックコンバータ(ｆｌｙｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ)において、トランスフォーマ１３と入力線路１６と出力線路１７とがトランスフォーマ内の分布容量により結合し、電気的な接地に変位電流を発生させる原理を示している。以下、全ての添付図面において、トランスフォーマの巻線に示された黒点は巻線の開始又は終了を表す。

【0005】

図１において、交流入力電圧は整流されてコンデンサ(ｃａｐａｃｉｔｏｒ)１１によって平滑化される。出力電圧のフィードバックに対応してスイッチング素子１２が断続され、トランスフォーマ１３の入力巻線１３１のエネルギーの蓄積及び放出が行われる。出力整流器１４及びコンデンサ１５は出力巻線１３３の電圧を整流して負荷に電力を供給する。

【0006】

通常、トランスフォーマ１３の入力巻線１３１の一端とスイッチング素子１２との接続点では、スイッチング素子１２のターンオン又はターンオフの際に電圧の変化速度が非常に速く、最大５００〜６００Ｖの電位変動が発生する。この電位変動は、入力巻線１３１と出力巻線１３３の間の分布容量Ｃｐｓによる経路、又は入力巻線１３１とトランスフォーマコアとの分布容量Ｃｐｃ及びトランスフォーマコアと出力巻線１３３との分布容量Ｃｓｃによる経路で出力巻線１３３に伝達され、出力線路１７にノイズ電位を持たせる。また電位変動は、入力巻線１３１と入力線路１６の間の分布容量Ｃｐｉにより、入力線路１６にノイズ電位を持たせる。また電位変動は、入力巻線１３１とトランスフォーマコア１３６との分布容量Ｃｐｃにより、トランスフォーマコアにノイズ電位を持たせる。これらノイズの電位は夫々、入力線路１６と接地との分布容量Ｃｉｇ、出力線路１７と接地との分布容量Ｃｏｇ及びトランスフォーマコアと接地との分布容量Ｃｅｇによって電流が流れるようにして同相雑音を生成し、このノイズ電流は法規定で定められたレベル以下に管理しなければならない。

【0007】

図２は、従来技術による入力巻線の電位によって出力巻線が容量結合することを相殺させる原理を示している。

【0008】

図２に示すように、入力巻線１３１は、出力巻線１３３に向かう方向に電場を生成して出力巻線１３３に対向する面の分布容量により容量結合電流を生成させ、また出力巻線１３３に向かう方向の反対方向に電場を生成して入力巻線１３１とトランスフォーマコア１３６との分布容量及びトランスフォーマコア１３６と出力巻線１３３との分布容量により容量結合電流を生成させる。

【0009】

図２において、出力線路を介して電気的な接地に流れる変位電流を許容値以下に維持するためには、入力巻線１３１と出力巻線１３３の間の容量結合電流を低く保持しなければならない。このために、図２では、入力巻線１３１から出力巻線１３３に向かう方向に生成される電場を相殺巻線１３２によって遮蔽し、また入力巻線１３１から出力巻線１３３に向かう方向の反対方向に生成される電場を遮蔽巻線１３４によって遮蔽している。

【0010】

一方、遮蔽にもかかわらず生成された容量結合は、遮蔽巻線１３４が入力巻線１３１の電位と逆極性の電位の電場を形成して除去する。また相殺巻線１３２は相殺巻線１３２と出力巻線１３３の間に逆極性の容量結合を生成して、遮蔽にもかかわらず生成された入力巻線１３１と出力巻線１３３の間の容量結合を相殺して除去する。

【0011】

相殺巻線１３２は、高い電位変動を有する入力巻線１３１から同じ極性かつ低い電位変動を有する出力巻線１３３に生成される容量結合を相殺する逆極性の電流を生成するために、出力巻線１３３の電位変動よりも低い電位変動を有する必要があり、このために相殺巻線１３２の巻回数は出力巻線１３３の巻回数よりも少ない。

【0012】

例えば、２２０Ｖの定格電圧を入力とし５Ｖを出力とする携帯電話充電器用の電源に主に使用される８ｍｍ巻線幅のトランスフォーマを挙げることができると、出力巻線１３３の巻回数が８Ｔである場合、図２に示す方式では入力巻線１３１が出力巻線１３３と容量結合できないように遮蔽しながら結合を相殺するために、相殺巻線１３２の巻回数は６〜７Ｔである。７Ｔで８ｍｍの巻線幅を完全に巻き付けるためには、直径０．１８ｍｍの６本の細線を並べてぎっしり並列に巻き付けなければならないため、巻線の巻回が容易ではなく、生産性が低下し、コストが高くなる短所がある。

【0013】

図３は、図２に示すトランスフォーマの実例を示しており、図４は、図３に示すトランスフォーマにおいて、さらに１０Ｖ内外の補助電源を引き出すための３本のバイアス巻線１３５を含む例を示している。３本のバイアス巻線１３５及び６本の相殺巻線１３２が連結される共通接地用端子５ａ、７ａには総９本の巻線が結線されるが、半田付けされた部品の高さに制限がある小型製品では、この方法を使用することができない。

【0014】

図５は、巻線の作業性を改善するためのトランスフォーマの変形構造を示している。入力巻線１３１と出力巻線１３３の間に、相殺のための巻回数より格段に多い巻回数を有するバイアス巻線１３５を位置させ、入力巻線１３１と出力巻線１３３の間及びバイアス巻線１３５と出力巻線１３３の間に生成される容量結合を相殺させるために、さらに出力巻線１３３の一部と容量結合する１つの相殺巻線１３７を有する構造である。ところが、相殺巻線１３７を位置付けるためのバリアテープ１３８が幅の偏差が大きく、相殺巻線１３７の物理的位置が一定していないため、相殺巻線１３７と出力巻線１３３の間の結合には大きい偏差が発生し、この偏差は製品によって大きいＥＭＩを発生させる。

【0015】

図６は、従来技術によるサンドイッチ巻線構造の一例を示しており、入力巻線が電位変動幅の小さい第１入力巻線１３１ａと電位変動幅の大きい第２入力巻線１３１ｂとに分かれて出力巻線１３３の両巻線面をサンドイッチしている。第１入力巻線１３１ａと出力巻線１３３の間及び第２入力巻線１３１ｂと出力巻線１３３の間には夫々第１遮蔽巻線１３２ａ及び第２遮蔽巻線１３２ｂを位置させて、第１入力巻線１３１ａと出力巻線１３３の間及び第２入力巻線１３１ｂと出力巻線１３３の間の容量結合を遮蔽している。ところが、電位変動幅の大きい第２入力巻線１３１ｂと出力巻線１３３の間の容量結合を遮蔽しても、図３において入力巻線１３１の巻線層のうち最も低い電位変動幅を有する巻線層と出力巻線１３３の間で発生する結合電流に比べて格段に大きい結合電流が発生する。また、電位変動幅の大きい第２入力巻線１３１ｂが有する高いスパイク電圧は第２遮蔽巻線１３２ｂにさらなるノイズを発生させる。したがって、大きい伝導ノイズ及び輻射ノイズが生成され、ラインフィルターを補強したり高周波フィルターを使用したりするなどのノイズ対策が求められている。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0016】

従来技術では６本の巻線を並列に巻回しなければならないため、自動化が困難でかつ生産性が低下し、高さに制限がある小型製品では多数の巻線を端子に半田付けすれば高さ制限にひっかかった。よって巻線の数を減らすためにバイアス巻線との均衡巻線により相殺させると、相殺の偏差が大きいためＥＭＩのマージン管理が難しい。また、サンドイッチ巻線構造において大きい伝導ノイズ及び輻射ノイズが生成され、ラインフィルターを補強したり高周波フィルターを使用したりするなどのノイズ対策が必要であるという短所がある。本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものである。

【課題を解決するための手段】

【0017】

本発明は、非絶縁型のＢｕｃｋコンバータ、Ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔコンバータ及びＢｏｏｓｔコンバータ、絶縁型のフォワードコンバータ及びフライバックコンバータに適用できるが、実施形態では主にフライバックコンバータについて説明する。

【0018】

上記目的を達成するための第１電圧入力端子と、第２電圧入力端子と、スイッチング素子と、磁気エネルギー伝達素子と、出力整流器と、出力線路とを含むスイッチング型電源装置に使用される磁気エネルギー伝達素子は、

【0019】

磁気エネルギー伝達素子のコアと、磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される入力巻線と、入力巻線の一側に対向して巻かれ、入力巻線と磁気的に結合してエネルギーを引き出して負荷に供給し、出力整流器に接続される端子の電位変動が入力巻線の一端とスイッチング素子の一端との接続点の電位変動と逆極性である出力巻線と、入力巻線と出力巻線の間の対向する面の分布容量による容量結合を遮蔽し、出力巻線以外の巻線及び磁気エネルギー伝達素子のコアから
出力巻線に生成される容量結合の和を相殺して低くするために、出力巻線に容量結合を生成させる相殺巻線と、を含み、出力巻線に生成される容量結合の和を低くするための１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる相殺巻線の巻回数は、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる出力巻線の巻回数よりも多いことを特徴とする。

【0020】

また上記目的を達成するための第１電圧入力端子と、第２電圧入力端子と、スイッチング素子と、磁気エネルギー伝達素子と、出力整流器と、出力線路とを含むスイッチング型電源装置に使用される磁気エネルギー伝達素子は、

【0021】

磁気エネルギー伝達素子のコアと、 磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、第１電圧入力端子とスイッチング素子の一側の端子との間に接続し、スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第１入力巻線と、磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、
第２電圧入力端子とスイッチング素子の他側の端子との間に接続し、スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第２入力巻線と、を含み、スイッチング素子のスイッチング動作による
第１入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響と、スイッチング素子のスイッチング動作による第２入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響とが逆極性であるため、互いに相殺されることを特徴とする。

【0022】

また上記目的を達成するための第１電圧入力端子と、第２電圧入力端子と、スイッチング素子と、磁気エネルギー伝達素子と、出力整流器と、出力線路とを含むスイッチング型電源装置に使用される磁気エネルギー伝達素子は、

【0023】

磁気エネルギー伝達素子のコアと、 磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、第１電圧入力端子とスイッチング素子の一側の端子との間に接続し、スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第１入力巻線と、磁気エネルギー伝達素子のコアに巻かれ、第２電圧入力端子とスイッチング素子の他側の端子との間に接続し、スイッチング素子のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第２入力巻線と、第１入力巻線及び
第２入力巻線に磁気的に結合してエネルギーを引き出す出力巻線と、を含み、

【0024】

スイッチング素子のスイッチング動作による 第１入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響と、スイッチング素子のスイッチング動作による第２入力巻線の電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響とが逆極性であるため、互いに相殺されることを特徴とする。

【0025】

本発明による磁気エネルギー伝達素子を含むＢｕｃｋコンバータ、Ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔコンバータ、Ｂｏｏｓｔコンバータ、フライバックコンバータ及びフォワードコンバータが提供される。

【0026】

本発明による電源装置を備えて製造された物品が提供される。

【0027】

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施形態によるノイズを相殺させる構造を有するトランスフォーマ及び電源装置についてより詳しく説明する。

【発明の効果】

【0028】

本発明は、トランスフォーマの入力巻線と出力巻線の間の容量結合を相殺して出力線路のノイズの電位を低くするための相殺巻線の巻回数を従来技術に比べて格段に増加させる。よって遥かに少ない線数で巻線作業を可能とし、トランスフォーマの巻線構造を簡単にすることにより、巻線作業の自動化が容易でありかつ生産性が向上し、トランスフォーマの単価を下げ、相殺の偏差が少ないため、ＥＭＩの偏差を改善することができる。さらに、部品の高さに制限がある小型製品のための端子の半田付け部の高さ制限に容易に対応することができる。

【図面の簡単な説明】

【0029】

【図1】従来技術によるフライバックコンバータにおいてトランスフォーマ内の分布容量によって接地に流れる変位電流の発生図。

【図2】従来技術による相殺の原理図。

【図3】従来技術によるトランスフォーマ構造の実施例。

【図4】従来技術によるトランスフォーマ構造の実施例。

【図5】従来技術によるトランスフォーマ構造の実施例。

【図6】従来技術をサンドイッチ構造に適用した実施例。

【図7】本発明によるトランスフォーマの容量結合に対する相殺の原理１。

【図8】図７に示す原理１にしたがって構成されたトランスフォーマの一実施形態。

【図9】図８に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図10】図７に示す原理１にしたがって構成されたトランスフォーマの他の実施形態。

【図11】図１０に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図12】本発明によるトランスフォーマの容量結合に対する相殺の原理２。

【図13】図１２に示す原理２にしたがって構成されたトランスフォーマの一実施形態。

【図14】図１３に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図15】図１２に示す原理２にしたがって構成されたトランスフォーマの他の実施形態。

【図16】図１５に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図17】本発明によるトランスフォーマの容量結合に対する相殺の原理３。

【図18】図１７に示す原理３にしたがって構成されたトランスフォーマの一実施形態。

【図19】図１８に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図20】図１７に示す原理３にしたがって構成されたトランスフォーマの他の実施形態。

【図21】図２０に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図22】図１７に示す原理３にしたがって構成されたトランスフォーマのさらに他の実施形態。

【図23】図２２に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図24】図１７に示す原理３にしたがって構成されたトランスフォーマのさらに他の実施形態。

【図25】図２４に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図26】図１７に示す原理３にしたがって構成されたトランスフォーマのさらに他の実施形態。

【図27】図２６に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図28】図１７に示す原理３のトランスフォーマを適用したフライバックコンバータで高周波ノイズの生成を抑制する実施形態。

【図29】図１７に示す原理３のトランスフォーマを適用したフライバックコンバータで高周波ノイズの生成を抑制する実施形態。

【図30】図１７に示す原理３のトランスフォーマを適用したフライバックコンバータで高周波ノイズの生成を抑制する実施形態。

【図31】本発明によるサンドイッチ巻線構造を有するトランスフォーマの一実施形態。

【図32】図３１に示すトランスフォーマを適用したフライバックコンバータの構成図。

【図33】本発明によるサンドイッチ巻線構造を有するトランスフォーマの他の実施形態。

【図34】本発明によるサンドイッチ巻線構造を有するトランスフォーマの他の実施形態。

【図35】本発明によるサンドイッチ巻線構造を有するトランスフォーマの他の実施形態。

【図36】本発明によるフォワードコンバータの構成図。

【図37】本発明によるフォワードコンバータの構成図。

【発明を実施するための形態】

【0030】

（第１の実施形態）
図７は、単一方向の電位変動を有する入力巻線と出力巻線の間の容量結合を遮蔽し相殺するトランスフォーマ１９ａの一実施形態である原理１を示している。

【0031】

図７に示す原理１では、トランスフォーマ１９ａは、トランスフォーマコア１９６の巻線の区間に巻かれた入力巻線１９１ａと出力巻線１９３と相殺巻線１９２ａとからなっている。

【0032】

図８は、図７に示す原理１により構成されたトランスフォーマ１９ａの一実施形態を示しており、図９は、図８に示すトランスフォーマ１９ａを適用したフライバックコンバータの構成図である。

【0033】

図７に示す入力巻線１９１ａは、図９に示したスイッチング素子１２のスイッチング動作による電流の流れの断続によって電位が変動し、出力巻線１９３の端子のうち、出力整流器に接続された端子の電位変動は、入力巻線１９１ａの電位変動と逆極性である。

【0034】

スイッチング素子１２のスイッチングによる入力巻線１９１ａの電位変動の度に、入力巻線１９１ａの電位変動によって電場が変化して出力巻線１９３が容量結合する。

【0035】

図７に示すトランスフォーマ１９ａにおいて、入力巻線１９１ａと出力巻線１９３の間の電位差の変動による容量結合は、入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向に生成させる電場による結合と、入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成させる電場による結合とに分かれる。入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成させる電場によりトランスフォーマコア１９６が容量結合し、コアの磁路を経てトランスフォーマコア１９６がさらに出力巻線１９３と容量結合する。

【0036】

相殺巻線１９２ａは、トランスフォーマ１９ａに含まれる相殺巻線１９２ａ以外の巻線及びトランスフォーマコア１９６が出力巻線１９３に生成させる容量結合の和を相殺して除去するために、相殺巻線１９２ａと出力巻線１９３の間に電位差を持たせて容量結合を生成する。

【0037】

即ち、相殺巻線１９２ａは、相殺巻線１９２ａが出力巻線１９３との電位差によって出力巻線１９３に生成させる容量結合が、トランスフォーマ１９ａに含まれる相殺巻線１９２ａ以外の巻線及びトランスフォーマコア１９６が出力巻線１９３に生成させる容量結合の和と同じ大きさを有しかつ逆極性になるようにして、出力巻線１９３に生成される全ての容量結合を相殺して除去する。

【0038】

相殺巻線１９２ａは、入力巻線１９１ａの電位変動と逆極性の電位変動を有する出力巻線１９３と入力巻線１９１ａとの間の電位差の容量結合と逆極性の容量結合を生成するために、出力巻線１９３よりも大きい逆極性の電位変動を有する必要がある。したがって、相殺のための相殺巻線１９２ａの巻回数は出力巻線１９３の巻回数よりも多い。

【0039】

また相殺巻線１９２ａは、入力巻線１９１ａと出力巻線１９３の間の１層の巻線層をぎっしり詰めて巻かれ、入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向に生成させる電場による容量結合を遮蔽して極小の容量結合が発生する。相殺巻線１９２ａは、遮蔽のために、入力巻線１９１ａと出力巻線１９３の間の１層の巻線層をぎっしり詰めて巻かれる。

【0040】

相殺巻線１９２ａは、もし入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成させた電場が出力巻線１９３と全く容量結合しないと、入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向に生成されて遮蔽された電場による小量の容量結合を相殺するために、相殺巻線１９２ａの巻回数が出力巻線１９３の巻回数よりも１〜２Ｔ多く設定される。

【0041】

しかし、本発明では、入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場による容量結合の量を、入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向に生成されて遮蔽される電場による結合の量より大きくして、相殺のために必要な相殺巻線１９２ａの巻回数を生産性のよい巻回数に設定する。

【0042】

入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成させる電場による容量結合の量が大きいほど相殺のための相殺巻線１９２ａの巻回数と出力巻線１９３の巻回数との差が大きくなるが、大き過ぎると伝導性ノイズが増加する。

【0043】

図７に示す原理１による本発明の一実施形態であるトランスフォーマ１９ａについて説明する。

【0044】

図８に示すトランスフォーマ１９ａにおいて、トランスフォーマコア１９６には入力巻線１９１ａと相殺巻線１９２ａと出力巻線１９３が順に巻かれる。入力巻線１９１ａの巻線層のうち出力巻線１９３に最も近接する巻線層は、入力巻線１９１ａの巻線層のうち最も低い電位変動を有する巻線層である。入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向に生成される電場の強度は、主に入力巻線１９１ａの巻線層のうち最も低い電位変動を有する巻線層の電位の影響を受ける。入力巻線１９１ａの巻線層のうち、出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層は、入力巻線１９１ａの巻線層のうち、最も高い電位変動を有する巻線層である。入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場の強度は、主に入力巻線１９１ａの巻線層のうち最も高い電位変動を有する巻線層の電位の影響を受ける。

【0045】

図９は、トランスフォーマ１９ａを適用したフライバックコンバータの一例である。

【0046】

図９に示すコンデンサ１１、スイッチング素子１２、入力線路１６及び出力線路１７の夫々は、図１に示した要素に対応する。

【0047】

図９に示す出力整流器１４ａは、トランスフォーマ１９ａの出力巻線１９３が入力巻線１９１ａの電位変動と逆極性の電位変動を有するため、負の電圧を整流し、コンデンサ１５の電圧及び出力電圧の極性も図１の場合と反対である。

【0048】

以下、図７〜図９による本発明を再度整理する。

【0049】

図７に示す原理１による本発明のトランスフォーマ１９ａは、磁気エネルギー伝達素子のコア１９６と、磁気エネルギー伝達素子のコア１９６に巻かれ、スイッチング素子１２のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される入力巻線１９１ａと、入力巻線１９１ａの一側に対向して巻かれ、入力巻線１９１ａと磁気的に結合してエネルギーを引き出して負荷に供給し、出力整流器１４ａに接続される端子の電位変動が入力巻線１９１ａの一端とスイッチング素子１２の一端との接続点における電位変動と逆極性である出力巻線１９３と、入力巻線１９１ａと出力巻線１９３の間に位置して、入力巻線１９１ａと出力巻線１９３の間の対向する面の分布容量による容量結合を遮蔽し、出力巻線１９３以外の巻線及び磁気エネルギー伝達素子のコア１９６から出力巻線１９３に生成される容量結合の和を相殺して低くするために、出力巻線１９３に容量結合を生成する相殺巻線１９２ａと、を含み、出力巻線１９３に生成される容量結合の和を低くするための１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる相殺巻線１９２ａの巻回数は、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる出力巻線１９３の巻回数よりも多い。

【0050】

また図７に示す原理１による本発明のトランスフォーマ１９ａでは、入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線の巻線面における入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場が、磁気エネルギー伝達素子のコア１９６を経て出力巻線１９３と容量結合する。

【0051】

さらに図７に示す原理１による本発明のトランスフォーマ１９ａでは、入力巻線１９１ａの巻線層のうち出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線の巻線面における入力巻線１９１ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場によって出力巻線１９３と容量結合する量が多いほど、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる相殺巻線１９２ａの巻回数が１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる出力巻線１９３の巻回数よりも多くなる。

【0052】

図１０は、図７に示す原理１による本発明の他の実施形態であるトランスフォーマ１９ｂを示す。

【0053】

図８に示したトランスフォーマ１９ａでは、入力巻線１９１ａの巻線層のうち最も高い電位変動を有する層が出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置して、出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に電場を生成する。ＡＣ ２２０Ｖの入力を整流して使用する場合、最も高い電位変動を有する層の電位変動幅が５００Ｖ内外と高すぎるため、出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場が大き過ぎて出力巻線１９３との結合が行過ぎることができる。逆に、入力巻線１９１ａの巻線層のうち高い電位変動を有する層が出力巻線１９３に最も近接して位置し、最も低い電位変動を有する層が出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する場合は、入力巻線１９１ａが有する高いスパイク電圧のリンギング(ｒｉｎｇｉｎｇ)が分布容量により相殺巻線１９２ａに伝達されて相殺作用の間違いなどを発生させることができる。

【0054】

図１０に示すトランスフォーマ１９ｂは、図８に示したトランスフォーマ１９ａの問題を改善するためのものである。

【0055】

トランスフォーマ１９ｂは、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち最も高い電位変動を有する巻線層１９１ｂ−ｃを、最も低い電位変動を有する巻線層１９１ｂ−ａと中間の電位変動を有する巻線層１９１ｂ−ｂとの間に位置させる。このような構造により、図８に示すトランスフォーマ１９ａの入力巻線１９１ａが有する高いスパイク電圧のリンギングが分布容量により他の巻線に影響を及ぼすことを防止することができる。トランスフォーマ１９ｂは、出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場の強度を調節するために、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち最も低い電位変動を有する巻線層１９１ｂ−ａが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する。

【0056】

出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層１９１ｂ−ａの巻線の厚さや数を他の巻線層１９１ｂ−ｂ，１９１ｂ−ｃと異ならせて巻回数が互いに異なると、巻線層１９１ｂ−ａの電位によって出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場の強度を変化することができる。したがって、相殺のために必要な相殺巻線１９２ｂの巻回数を所望の値に設定することができる。

【0057】

図１０に示すトランスフォーマ１９ｂでは、入力巻線１９１ｂの電位変動幅によって、入力巻線１９１ｂの夫々の巻線層１９１ｂ−ａ〜１９１ｂ−ｃの位置配列を様々に変更することができる。

【0058】

即ち、入力巻線１９１ｂの電位変動幅が低い場合、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち最も高い電位変動を有する巻線層１９１ｂ−ｃが、出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する。入力巻線１９１ｂの電位変動幅がより高い場合は、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち中間の電位変動を有する巻線層１９１ｂ−ｂが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置し、入力巻線１９１ｂの電位変動幅が最も高い場合は、最も低い電位変動を有する巻線層１９１ｂ−ａが位置する。

【0059】

図１１は、トランスフォーマ１９ｂを適用したフライバックコンバータの構成図であり、トランスフォーマ１９ｂ以外の要素は図９と同様である。

【0060】

以下、図１０及び図１１による本発明を再度整理する。

【0061】

図７に示す原理１による本発明のトランスフォーマ１９ｂでは、出力巻線１９３との容量結合の量を調節して１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる相殺巻線１９２ｂの巻回数を所望の値に設定するために、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち最も低い電位変動幅を有する巻線層１９１ｂ−ａ、最も高い電位変動幅を有する巻線層１９１ｂ−ｃ及び中間の電位変動幅を有する巻線層１９１ｂ−ｂの位置配列を選択する。

【0062】

また図７に示す原理１による本発明のトランスフォーマ１９ｂでは、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち電位変動幅が最大である巻線層１９１ｂ−ｃが、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち電位変動幅が最小である巻線層１９１ｂ−ａと入力巻線のその他の巻線層１９１ｂ−ｂとの間に位置することができる。

【0063】

さらに図７に示す原理１による本発明のトランスフォーマ１９ｂでは、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる相殺巻線１９２ｂの巻回数を所望の値に設定するために、入力巻線１９１ｂの巻線層のうち出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層の巻回数と入力巻線１９１ａ，１９１ｂ−ａ，１９１ｂ−ｃの他の巻線層の巻回数とを異ならせることができる。

【0064】

図１２に示す原理２は、入力巻線１９１ｃの電位変動幅に関係なく、出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に形成される電場の強度を調節する方法を提示している。図１２に示す入力巻線１９１ｃ及び出力巻線１９３の夫々は、図７に示した入力巻線１９１ａ及び出力巻線１９３に対応する。

【0065】

図１２において、入力巻線１９１ｃの電位変動と同じ極性の電位を有するコアバイアス巻線１９４は、入力巻線１９１ｃの高い電位変動を有する層とトランスフォーマ１９ｃのコア１９６との容量結合を遮蔽するとともに、入力巻線１９１ｃ及びコアバイアス巻線１９４が有する電位によって出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に電場を形成してトランスフォーマコア１９６を容量結合し、コアの磁路を経て出力巻線１９３と容量結合させる。

【0066】

相殺巻線１９２ｃは入力巻線１９１ｃと出力巻線１９３の間の１層の巻線層をぎっしり詰めて巻かれて入力巻線１９１ｃが出力巻線１９３に対向する方向に生成させた電場による容量結合を遮蔽し、遮蔽にもかかわらず生成された微小な結合電流及び入力巻線１９１ｃとコアバイアス巻線１９４が出力巻線１９３に対向する反対方向に生成させた電場による結合電流を、相殺巻線１９２ａと出力巻線１９３の間に生成された容量結合電流で相殺して除去する。

【0067】

したがって、コアバイアス巻線１９４の巻回数を適切に選定すれば、相殺のために必要な相殺巻線１９２ｃの巻回数を生産性のよい回数に設定することができる。

【0068】

図１３は、図１２に示す原理２によって構成されたトランスフォーマの一実施形態である。図１３に示すトランスフォーマ１９ｃにおいて、入力巻線１９１ｃの巻線層のうち最も低い電位変動を有する巻線層が出力巻線１９３から最も近接して巻かれ、最も高い電位変動を有する巻線層が最も遠くに位置する。その他の事項は図１２と同様である。

【0069】

図１４は、トランスフォーマ１９ｃを適用したフライバックコンバータの構成図であり、トランスフォーマ１９ｃ以外の要素は図９と同様である。

【0070】

以下、図１２〜図１４による本発明を再度整理する。

【0071】

図１２に示す原理２による本発明のトランスフォーマ１９ｃは、さらに、入力巻線１９１ｃの巻線層のうち出力巻線１９３から最も遠い巻線層とトランスフォーマのコア１９６との間に巻かれ、入力巻線１９１ｃの一端とスイッチング素子１２の一端との接続点における電位変動の極性と同じ極性の電位変動を有するコアバイアス巻線１９４を含み、入力巻線１９１ｃが出力巻線１９３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層の巻線面における出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に形成される電場によって出力巻線１９３に生成される容量結合の量はコアバイアス巻線１９４の巻回数により調節される。

【0072】

図１５は、図１２に示す原理２の変形である。

【0073】

図１２に示すトランスフォーマ１９ｃでは、コアバイアス巻線１９４によって出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に電場を生成する。これに比べて、図１５に示すトランスフォーマ１９ｄでは、コアバイアス巻線１９４ｄの終端をトランスフォーマコア１９６に直接接続させ、トランスフォーマコア１９６がコアバイアス巻線１９４の電位によって電場を生成する。図１５に示す入力巻線１９１ｄ、出力巻線１９３及び相殺巻線１９２ｄの夫々は、図１２に示す入力巻線１９１ｃ、出力巻線１９３及び相殺巻線１９２ｃに対応する。

【0074】

図１５に示した相殺巻線１９２ｄは、入力巻線１９１ｄが出力巻線１９３に対向する方向に生成させた電場による容量結合を遮蔽し、遮蔽にもかかわらず生成された微小な結合電流及びトランスフォーマコア１９６が生成させた電場による結合電流を、相殺巻線１９２ｄと出力巻線１９３の間の電位差による容量結合電流で相殺して除去する。

【0075】

したがって、コアバイアス巻線１９４ｄの巻回数を適切に選定することにより相殺のために必要な相殺巻線１９２ｄの巻回数を所望の値に設定することができる。

【0076】

図１６は図１５のトランスフォーマ１９ｄを適用したフライバックコンバータの構成図であり、トランスフォーマ１９ｄ以外の要素は図９と同様である。

【0077】

以下、図１５及び図１６による本発明を再度整理する。

【0078】

図１２に示す原理２による本発明のトランスフォーマ１９ｄは、さらに、入力巻線１９１ｄの巻線層のうち出力巻線１９３から最も遠い巻線層とトランスフォーマコア１９６との間に巻かれ、入力巻線１９１ｄの一端とスイッチング素子１２の一端との接続点の電位変動の極性と同じ極性の電位変動を有する一側の端子がトランスフォーマコア１９６に接続するコアバイアス巻線１９４ｄを含み、トランスフォーマコア１９６に形成される電場によって出力巻線１９３に生成される容量結合の量がコアバイアス巻線１９４ｄの巻回数によって調節される。

【0079】

このように本発明では、出力巻線１９３に対向する方向の反対方向に生成される電場によってトランスフォーマコア１９６などを経て出力巻線１９３と容量結合する量を設定して、電源装置で電気的な接地に流れる変位電流を低くするための相殺巻線１９２ａ〜１９２ｄの巻回数を、生産に有利かつ補助電源の引き出しに適合する巻回数に設定することができる。

【0080】

また、本発明によるトランスフォーマ１９ａ〜１９ｄの相殺巻線１９２ａ〜１９２ｄは、巻線が容易であるため生産性が向上し、多い巻回数によって１層の巻線層をぎっしり詰めた相殺巻線１９２ａ〜１９２ｄの物理的な位置変動が少なく出力巻線との容量結合の偏差が少ないため、相殺特性の偏差が少なく大量生産時にも伝導性ＥＭＩの偏差を小さく抑えることができ、生産単価を低減してコスト削減の効果を奏することができる。

【0081】

（第２の実施形態）
図３に示す従来のトランスフォーマ１３ａ及び図８〜図１６に示すトランスフォーマ１９ａ〜１９ｄにおいて、相殺巻線１３２，１９２ａ〜１９２ｄは、入力巻線１３１，１９１ａ〜１９１ｄと出力巻線１３３，１９３の間の磁気的結合を阻害して漏れインダクタンスを増加させ、効率を低下させる。また相殺巻線１３２，１９２ａ〜１９２ｄは、導かれた電圧を用いて入力巻線１３１，１９１ａ〜１９１ｄと出力巻線１３３，１９３の間の容量結合を相殺させるが、導かれた電圧は入力巻線１３１，１９１ａ〜１９１ｄの電圧波形に比べて遅延されかつ歪んだ波形を有するので、相殺の間違いによって周波数帯毎に相殺の効果が異なる。

【0082】

図１７は、入力巻線と出力巻線の間の磁気的結合を高めて漏れインダクタンスを低くしかつ効率を向上させ、相殺の間違いを減らして周波数帯毎に相殺の効果に優れた解決対策を提示する原理３を示している。

【0083】

図１７に示すトランスフォーマコア２２６、第１入力巻線２２１ａ及び出力巻線２２３は、図７に示すトランスフォーマコア１９６、入力巻線１９１ａ及び出力巻線１９３に対応し、第２入力巻線２２２ａは図７に示した相殺巻線１９２ａの代わりである。

【0084】

図７と同様に、図１７でも、第１入力巻線２２１ａと出力巻線２２３の間の容量結合は、第１入力巻線２２１ａが出力巻線２２３に対向する方向に生成する電場による結合と、第１入力巻線２２１ａが出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に生成する電場による結合とからなる。第２入力巻線２２２ａは第１入力巻線２２１ａと出力巻線２２３の間の１層の巻線層をぎっしり詰めて巻かれ、第１入力巻線２２１ａが出力巻線２２３に対向する方向に生成する電場による容量結合を遮蔽する。また遮蔽にもかかわらず生成された第１入力巻線２２１ａと出力巻線２２３の間の対向する面を通じた微小な結合電流及び第１入力巻線２２１ａが出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に生成する電場によりトランスフォーマコア２２６を経た結合電流は、第２入力巻線２２２ａと出力巻線２２３の間に生成された容量結合電流により相殺されて低くなる。また図７に示した相殺巻線１９２ａと同様に、相殺のために必要な第２入力巻線２２２ａの巻回数は出力巻線２２３の巻回数よりも多い。

【0085】

図１８は、図１７に示す原理３を適用したトランスフォーマ２２ａを示し、図１９は、図１８に示すトランスフォーマ２２ａを適用したフライバックコンバータである。以下、図１８及び図１９について説明する。

【0086】

トランスフォーマ２２ａのトランスフォーマコア２２６に巻かれた入力巻線は、第１入力巻線２２１ａと第２入力巻線２２２ａとに分かれる。図１９に示すように、“＋”入力電圧とスイッチング素子１２の間に連結されている第１入力巻線２２１ａ及び“−”入力電圧とスイッチング素子１２の間に連結されている第２入力巻線２２２ａは、駆動回路１８の制御によるスイッチング素子１２の断続によって夫々異なる極性の電位変動を有して磁気エネルギーを伝達し、出力巻線２２３の出力電圧を出力整流器１４ａ及びコンデンサ１５で整流し平滑化して負荷にエネルギーを供給する。第２入力巻線２２２ａは入力巻線の一部としてエネルギーを伝達して出力巻線２２３との結合度が高く漏れインダクタンスが低いため、図３に示す従来のトランスフォーマ１３ａ及び図８〜図１６に示すトランスフォーマ１９ａ〜１９ｄに比べてエネルギーの伝達効率が高い。

【0087】

第１入力巻線２２１ａに生成される電位変動や高周波ノイズは、第２入力巻線２２２ａに生成される電位変動や高周波ノイズと逆極性であり、２つの巻線から電源装置内の他の素子や線路に伝われる値が相殺されてこれらの差だけが残る。したがって、２つの巻線からの電場の変動や高周波ノイズのサイズが同一である場合は、電源装置内の他の素子や線路に伝達されるノイズの値が互いに相殺されて非常に低い。

【0088】

第１入力巻線２２１ａ及び第２入力巻線２２２ａはスイッチング素子１２による断続によって同じ電流の変化を有し、両巻線は同じ瞬間に逆極性の対称波形を生成する。したがって、第２入力巻線２２２ａの電圧は、図７に示す電圧を導いて用いる相殺巻線１９２ａよりも第１入力巻線２２１ａの電圧波形に一層類似する波形を有し、より正確な相殺作用が可能であるため、広い周波数帯域における優れた相殺の効果が得られる。

【0089】

図１８は、図７と同様に、相殺のために必要な第２入力巻線２２２ａの巻回数を出力巻線２２３の巻回数よりも多くするために、出力整流器１４ａに接続される出力巻線２２３の端子の電圧が第１入力巻線２２１ａの電位変動と逆極性になるようにする。したがって、図１９に示すように、出力整流器１４ａにより整流し、コンデンサ１５により平滑化した出力電圧は“−”電圧である。

【0090】

図１８では第２入力巻線２２２ａは、第２入力巻線２２２ａと出力巻線２２３の間に生成される容量結合によって第２入力巻線２２２ａ以外の巻線及びトランスフォーマコア２２６から出力巻線２２３に容量結合する和を相殺して除去することにより、電源装置の出力線路１７を介して電気的接地に流れる変位電流を格段に低くする。

【0091】

図７に示す相殺巻線１９２ａと同様に、第１入力巻線２２１ａから逆極性の電位を有する出力巻線２２３に生成される容量結合を相殺するために、第２入力巻線２２２ａは出力巻線２２３よりも大きい逆極性の電位を有する必要があり、出力巻線２２３の巻回数より多い巻回数を有する。また相殺のための第２入力巻線２２２ａの巻回数は、第１入力巻線２２１ａが出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に生成する電場による容量結合の量によって、出力巻線２２３の巻回数よりも遥かに多く設定される。また第２入力巻線２２２ａのフライバック電圧をダイオード２０及びコンデンサ２１で整流し平滑化して、駆動回路１８のための補助電源に活用することもできる。この場合、補助電源の供給のための別途の巻線が不要であるため、巻線の構造が簡単となり、コストを節減することができる。

【0092】

図１８に示すように、図１９に示したスイッチング素子１２の電流変化により第１入力巻線２２１ａ及び第２入力巻線２２２ａに発生する高周波ノイズは互いに対称した逆極性を有する。

【0093】

第１入力巻線２２１ａと第２入力巻線２２２ａを容量結合して第１入力巻線２２１ａに発生した高周波ノイズを第２入力巻線２２２ａに重畳すると、第２入力巻線２２２ａの高周波ノイズが相殺されて低くなる。この場合、第２入力巻線２２２ａに対向して巻かれて容量結合する出力巻線２２３には小さい高周波ノイズが伝達されるので、電源装置の出力線路を介する高周波ノイズの輻射が低くなるというさらなる長所がある。第１入力巻線２２１ａに第２入力巻線２２２ａに発生した高周波ノイズが重畳されることにより、第１入力巻線２２１ａの高周波ノイズも相殺されて弱くなる。

【0094】

実際の使用においては、第１入力巻線２２１ａ、第２入力巻線２２２ａ、出力巻線２２３、スイッチング素子１２或いは出力整流器１４ａなどの適切な部材に抵抗及びコンデンサを設け、高周波ノイズの輻射をさらに低くしているが、これは一般的な事項に過ぎないため、本発明の添付図面では特に図示していない。

【0095】

以下、図１７〜図１９による本発明を再度整理する。

【0096】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａは、トランスフォーマコア２２６と、トランスフォーマコア２２６に巻かれ、“＋”入力電圧端子とスイッチング素子１２の一側の端子との間に接続して、スイッチング素子１２のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第１入力巻線２２１ａと、トランスフォーマコア２２６に巻かれ、“−”入力電圧端子とスイッチング素子１２の他側の端子との間に接続して、スイッチング素子１２のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第２入力巻線２２２ａと、を含み、スイッチング素子１２のスイッチング動作による第１入力巻線２２１ａの電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響と、スイッチング素子１２のスイッチング動作による第２入力巻線２２２ａの電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響とが逆極性であるので相殺される。

【0097】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａは、トランスフォーマコア２２６と、トランスフォーマコア２２６に巻かれ、“＋”入力電圧端子とスイッチング素子１２の一側の端子との間に接続して、スイッチング素子１２のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第１入力巻線２２１ａと、トランスフォーマコア２２６に巻かれ、“−”入力電圧端子とスイッチング素子１２の他側の端子との間に接続して、スイッチング素子１２のスイッチング動作によって電流の流れ及び磁気エネルギーの伝達が断続される第２入力巻線２２２ａと、第１入力巻線２２１ａ及び第２入力巻線２２２ａに磁気的に結合してエネルギーを引き出す出力巻線２２３と、を含み、スイッチング素子１２のスイッチング動作による第１入力巻線２２１ａの電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響と、スイッチング１２のスイッチング動作による第２入力巻線２２２ａの電位変動及び発生したノイズが外部に及ぼす影響とが逆極性であるので相殺される。

【0098】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａでは、スイッチング素子１２のスイッチング動作によって第１入力巻線２２１ａで発生して放出される高周波ノイズと、スイッチング素子１２のスイッチング動作によって第２入力巻線２２２ａで発生して放出される高周波ノイズとが逆極性であるので相殺される。

【0099】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａでは、図１８と同様に、スイッチング素子１２のスイッチング動作による第１入力巻線２２１ａの電位変動によって電源装置内の線路及び素子に生成される容量結合と、スイッチング素子１２のスイッチング動作による第２入力巻線２２２ａの電位変動によって電源装置内の線路及び素子に生成される逆極性の容量結合とが逆極性であるので相殺される。

【0100】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａは、第１入力巻線２２１ａと出力巻線２２３の間に第２入力巻線２２２ａが位置する。図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａでは、トランスフォーマ２２ａを含む電源装置の伝導性ノイズを低くするために、出力巻線２２３以外の巻線及びトランスフォーマコア２２６から出力巻線２２３に生成される容量結合の和を相殺して低くするために必要な第２入力巻線２２２ａと出力巻線２２３の間の容量結合を生成するための１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる第２入力巻線２２２ａの巻回数が、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる出力巻線２２３の巻回数よりも多い。

【0101】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａでは、第１入力巻線２２１ａが出力巻線２２３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線の巻線面における第１入力巻線２２１ａが出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に生成される電場が、トランスフォーマコア２２６を経て第２入力巻線２２２ａと容量結合する。

【0102】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａでは、第１入力巻線２２１ａの巻線層のうち、出力巻線２２３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層の巻線面における出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に形成される電場によって出力巻線２２３に生成される容量結合の量が大きいほど、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる第２入力巻線２２２ａの巻回数が１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる出力巻線２２３の巻回数よりも多くなる。

【0103】

図１８においては、トランスフォーマ２２ａは第１入力巻線２２１ａの巻線層のうち最も高い電位変動を有する巻線層が出力巻線２２３に対向する方向の反対方向の端部に位置して出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に電場を生成する。図８と同様に、トランスフォーマ２２ａの構造は入力電圧が遥かに高い場合は、第１入力巻線２２１ａの巻線層のうち最も高い電位変動を有する巻線層が生成する電場が強すぎるため、低くする必要がある。

【0104】

図２０は、高い入力電圧の場合に対応する一実施形態であるトランスフォーマ２２ｂの構造を示す。図２０に示すトランスフォーマ２２ｂは、第１入力巻線２２１ｂの巻線層のうち最も低い電位変動を有する巻線層２２１ｂ−ａが、出力巻線２２３に対向する方向の反対方向の端部に位置して出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に電場を生成する。またトランスフォーマ２２ｂは、第１入力巻線２２１ｂの巻線層のうち最も高い電位変動を有する巻線層２２１ｂ−ｃを、最も低い電位変動を有する巻線層２２１ｂ−ａと中間の電位変動を有する巻線層２２１ｂ−ｂとの間に位置させ、最も高い電位変動を有する巻線層２２１ｂ−ｃの高いスパイク電圧が第２入力巻線２２２ｂに容量結合して波形を歪ませ、相殺の間違いが発生しないようにしている。

【0105】

図１０と同様に、第１入力巻線２２１ｂ−ａ〜２２１ｂ−ｃの巻線層のうち電位の変化幅が最も小さい巻線層と、最も大きい巻線層と、中間である巻線層の位置配列は、入力電圧のサイズ、或いは第１入力巻線２２１ｂの電位変動幅のサイズによって様々に変更することができる。

【0106】

トランスフォーマ２２ｂは、出力巻線２２３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層の電位によって出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に電場を生成する。第１入力巻線２２１ｂにおける各巻線層２２１ｂ−ａ〜２２１ｂ−ｃの位置及び巻回数の選定によって、出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に生成される電場の強度を調節することができ、相殺のための第２入力巻線２２２ｂの巻回数を生産性を考慮した所望の値に設定することができる。

【0107】

トランスフォーマ２２ｂは、第１入力巻線２２１ｂ−ａ〜２２１ｂ−ｃの巻線層のうち中間の電位変動を有する巻線層２２１ｂ−ｂの高周波ノイズを分布容量により第２入力巻線２２２ｂに伝達して重畳し、第２入力巻線２２２ｂに発生する高周波ノイズを相殺して低くする。

【0108】

図２１は、トランスフォーマ２２ｂを適用したフライバックコンバータの構成図であり、トランスフォーマ２２ｂ以外の要素は図１９に対応する。

【0109】

以下、図２０及び図２１による本発明を再度整理する。

【0110】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｂは、第１入力巻線２２１ｂの巻線層のうち電位の変化幅が最も小さい巻線層２２１ｂ−ａと、電位の変化幅が最も大きい巻線層２２１ｂ−ｂと、電位の変化幅が中間である巻線層２２１ｂ−ｃとが様々な位置配列で構成されている。

【0111】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｂは、第１入力巻線２２１ｂの巻線層のうち電位の変化幅が最も大きい巻線層２２１ｂ−ｂが、第１入力巻線２２１ｂの巻線層のうち電位の変化幅が最も小さい巻線層２２１ｂ−ａと、その他の巻線層との間に位置する。

【0112】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｂは、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる第２入力巻線２２２ｂの巻回数を所望の値に設定するために、第１入力巻線２２１ｂ−ａ〜２２１ｂ−ｃの巻線層のうち、出力巻線２２３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層の巻回数と、第１入力巻線２２１ｂ−ａ〜２２１ｂ−ｃの他の巻線層の巻回数とを異ならせることができる。

【0113】

図２２は、図１２及び図１３と同様に、コアバイアス巻線２２４により出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に生成される電場の強度を設定して出力巻線２２３に生成される容量結合を相殺させる第２入力巻線２２２ｃの巻回数を所望の値に設定するトランスフォーマ２２ｃの構造を示している。

【0114】

図２２において、相殺のために必要な第２入力巻線２２２ｃの巻回数を出力巻線２２３の巻回数よりも多くする必要がない場合は、コアバイアス巻線２２４の巻回数を少なくすることができ、場合によってはコアバイアス巻線２２４の電位変動と第１入力巻線２２１ｃの電位変動とを逆極性にして、コアバイアス巻線２２４を第１入力巻線２２１ｃとトランスフォーマコア２２６の間の容量結合を遮蔽するために使用することができる。

【0115】

図２３は、トランスフォーマ２２ｃを適用したフライバックコンバータの構成図であり、トランスフォーマ２２ｃのコアバイアス巻線２２４と第２入力巻線２２２ｃのフライバック電圧の和をダイオード３０及びコンデンサ３１で整流し平滑化して駆動回路１８のための補助電源として活用する一実施形態を示している。その他の要素は図１９に対応する。

【0116】

以下、図２２及び図２３による本発明を再度整理する。

【0117】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｃは、さらに、第１入力巻線２２１ｃの巻線層のうち出力巻線２２３から最も遠くに位置する巻線層とトランスフォーマコア２２６との電位差変動による容量結合を遮蔽するコアバイアス巻線２２４を含む。コアバイアス巻線２２４は第１入力巻線２２１ｃの電位変動と同じ極性或いは逆極性の変動を有する。

【0118】

また図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｃは、さらに、第１入力巻線２２１ｃの巻線層のうち出力巻線２２３から最も遠くに位置する巻線層とトランスフォーマコア２２６との間に巻かれ、第１入力巻線２２１ｃの電位変動と同じ極性の電位変動を有するコアバイアス巻線２２４を含み、第１入力巻線２２１ｃが出力巻線２２３に対向する方向の反対方向の端部に位置する巻線層の巻線面における出力巻線２２３に対向する方向の反対方向に形成される電場によって出力巻線２２３に生成される容量結合の量がコアバイアス巻線２２４の巻回数により調節される。

【0119】

図２４は、第１入力巻線２２１ｄと出力巻線２２３の間に第２入力巻線２２２ｄが位置し、第２入力巻線２２２ｄと出力巻線２２３の間に相殺巻線２２５が位置するトランスフォーマ２２ｄを示している。

【0120】

トランスフォーマ２２ｄは出力巻線２２３に静電気などのサージ電圧が印加されて生じる影響を防ぐために使用され、出力巻線２２３を介して相殺巻線２２５に伝達されたサージ電圧は交流的接地にバイパスされて、第２入力巻線２２２ｄには減少した電圧が印加されてスイッチング素子１２などを保護することができる。

【0121】

トランスフォーマ２２ｄの相殺巻線２２５は、第２入力巻線２２２ｄと出力巻線２２３の間の１層の巻線層をぎっしり詰めて巻かれ、第１入力巻線２２１ｄ及び第２入力巻線２２２ｄが出力巻線２２３に対向する方向に生成する電場による容量結合を遮蔽して非常に小さくする。

【0122】

トランスフォーマ２２ｄの相殺巻線２２５は、相殺巻線２２５と出力巻線２２３の間に容量結合を生成し、トランスフォーマ２２ｄに含まれた相殺巻線２２５以外の巻線及びトランスフォーマコア２２６が出力巻線２２３に生成する容量結合の和を相殺して除去する。相殺のための相殺巻線２２５の巻回数は、第１入力巻線２２１ｄの電位変動と逆極性の電位変動を有する出力巻線２２３と第１入力巻線２２１ｄ及び第２入力巻線２２２ｄとの間の容量結合の和に逆極性の容量結合を生成するために、出力巻線２２３より大きい逆極性の電位変動を有する必要があるため、出力巻線２２３の巻回数よりも多い。

【0123】

図２５は、トランスフォーマ２２ｄを適用したフライバックコンバータの構成図であり、トランスフォーマ２２ｄ以外の要素は図１９に対応する。

【0124】

以下、図２４及び図２５による本発明を再度整理する。

【0125】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｄは、さらに、第２入力巻線２２２ｄと出力巻線２２３の間の電位差の変動による容量結合を遮蔽し、出力巻線２２３以外の巻線及びトランスフォーマコア２２６から出力巻線に生成される電位差の変動による容量結合の和を相殺するための相殺巻線２２５を含む。

【0126】

また図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｄでは、出力巻線２２３以外の巻線及びトランスフォーマコア２２６から出力巻線223に生成される電位差の変動による容量結合の和を相殺して低くするために必要な１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる相殺巻線２２５の巻回数が、１層の巻線層の単位面積当たりに巻かれる出力巻線２２３の巻回数よりも多い。

【0127】

図２６は、コアバイアス巻線２２４ｅの終端をトランスフォーマコア２２６に接続して、トランスフォーマコア２２６がコアバイアス巻線２２４ｅの電位を有して電場を形成するようにして出力巻線２２３への容量結合の量を決定し、コアバイアス巻線２２４ｅの巻回数を調節することにより相殺に必要な第２入力巻線２２２ｅの巻回数を所望の値に設定するトランスフォーマ２２ｅを示しており、図２７は、トランスフォーマ２２ｅを適用したフライバックコンバータの構成図である。トランスフォーマ２２ｅ以外の要素は図１９に対応する。

【0128】

以下、図２６及び図２７による本発明を再度整理する。

【0129】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｅは、さらに、第１入力巻線２２１ｅの巻線層のうち出力巻線２２３から最も遠くに位置する巻線層とトランスフォーマコア２２６との間に巻かれ、第１入力巻線２２１ｅの電位変動と同じ極性の電位変動を有する一側の端子がトランスフォーマコア２２６に接続されるコアバイアス巻線２２４ｅを含み、トランスフォーマコア２２６に形成される電場によって出力巻線２２３に生成される容量結合の量はコアバイアス巻線２２４ｅの巻回数により調節される。

【0130】

図１９、図２１及び図２８〜図３０は、高周波ノイズの生成を抑制するか、出力巻線への伝達を防ぐための本発明のフライバックコンバータの構成図である。

【0131】

図１９において、スイッチング素子１２の駆動による速い電流流れの変化によって第１入力巻線２２１ａに発生する高周波ノイズと、同じ電流流れの変化を有する第２入力巻線２２２ａに発生する高周波ノイズとは逆極性である。第１入力巻線２２１ａと第２入力巻線２２２ａとが分布容量により容量結合しているため、第２入力巻線２２２ａに発生する高周波ノイズに第１入力巻線２２１ａに発生する逆極性の高周波ノイズが重畳され、第２入力巻線２２２ａの高周波ノイズが相殺されて低くなる。高周波ノイズが低くなった第２入力巻線２２２ａに対向して位置する出力巻線２２３にも低くなった高周波ノイズが伝達されるため、電源装置の出力線路を介する高周波ノイズの輻射が低くなる。また、第１入力巻線２２１ａにも第２入力巻線２２２ａに発生した逆極性の高周波ノイズが伝達されて、第１入力巻線２２１ａに発生した高周波ノイズに第２入力巻線２２２ａに発生する高周波ノイズが重畳されることにより、第１入力巻線２２１ａの高周波ノイズも相殺されて弱くなる。

【0132】

以下、図１９による本発明を再度整理する。

【0133】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａでは、第１入力巻線２２１ａと第２入力巻線２２２ａが容量結合して、第１入力巻線２２１ａに生成される高周波ノイズと第２入力巻線２２２ａに生成される逆極性の高周波ノイズとが相殺して低くなる。

【0134】

また図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ａでは、第１入力巻線２２１ａと第２入力巻線２２２ａが容量結合して、第２入力巻線２２２ａに生成される高周波ノイズが第１入力巻線２２１ａに生成される逆極性の高周波ノイズによって相殺されて低くなり、第２入力巻線２２２ａから出力巻線２２３に伝達される高周波ノイズが低くなる。

【0135】

図１９において、第２入力巻線２２２ａに生成された高周波ノイズを相殺して除去するためには、第１入力巻線２２１ａから第２入力巻線２２２ａに伝達されるノイズのサイズと、第２入力巻線２２２ａに生成された高周波ノイズのサイズとが同一でなければならない。このために、第１入力巻線２２１ａの巻線層のうち第２入力巻線２２２ａと分布容量により容量結合して第２入力巻線２２２ａに生成された高周波ノイズと同じサイズのノイズを伝達できる第１入力巻線２２１ａの巻線層を選定して結合する必要がある。

【0136】

図２１は、上記目的を達成するための解決方法の１つとして、第１入力巻線２２１ｂの中間層２２１ｂ−ｂと第２入力巻線２２２ｂとを巻線間の分布容量により結合し、第２入力巻線２２２ｂに生成された高周波ノイズを第１入力巻線２２１ｂの中間層２２１ｂ−ｂに生成された逆極性の高周波ノイズによって相殺して除去した一例を示している。第１入力巻線２２１ｂの中間層２２１ｂ−ｂの高周波ノイズのサイズを第２入力巻線２２２ｂの高周波ノイズを除去するために必要な値に設定するために、第１入力巻線２２１ｂの各層の巻回数の比率を調節する。

【0137】

図２１において、第２入力巻線２２２ｂに発生する高周波ノイズは、第１入力巻線２２１ｂの巻回数に対する第２入力巻線２２２ｂの巻回数の比率が小さいほど第１入力巻線２２１ｂに発生する高周波ノイズに比べて小さく、第１入力巻線２２１ｂの巻回数に対する第２入力巻線２２２ｂの巻回数の比率が大きいほど第１入力巻線２２１ｂに発生する高周波ノイズに比べて大きい。したがって、第１入力巻線２２１ｂの巻回数に対する第２入力巻線２２２ｂの巻回数の比率によって、第１入力巻線２２１ｂの巻線層２２１ｂ−ａ〜２２１ｂ−ｃのうち、第２入力巻線２２２ｂに発生する高周波ノイズを相殺して除去するために第２入力巻線２２２ｂと結合すべき巻線層を選定する必要がある。また第２入力巻線２２２ｂの高周波ノイズを除去するために、第１入力巻線２２１ｂの各巻線層２２１ｂ−ａ〜２２１ｂ−ｃの巻回数を調節することにより、巻線間の分布容量により第２入力巻線２２２ｂに重畳させる高周波ノイズのサイズと、第２入力巻線２２２ｂに生成される逆極性の高周波ノイズのサイズとを同一にすることができる。

【0138】

以下、図２１による本発明を再度整理する。

【0139】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｂでは、第１入力巻線２２１ｂと第２入力巻線２２２ｂが両巻線間の分布容量により結合して、第２入力巻線２２２ｂに生成される高周波ノイズが第１入力巻線２２１ｂに生成される逆極性の高周波ノイズによって相殺されて低くなる。

【0140】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｂでは、第２入力巻線２２２ｂと最も近接して位置する第１入力巻線２２１ｂの巻線層が、電位の変化幅が最も小さい巻線層２２１ｂ−ａ、電位の変化幅が最も大きい巻線層２２１ｂ−ｃ及び電位の変化幅が中間である巻線層２２１ｂ−ｂのうちのいずれかである。

【0141】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｂでは、分布容量によって第２入力巻線２２２ｂと結合する第１入力巻線２２１ｂの高周波ノイズのサイズを最適の相殺に必要なサイズに設定するために、第１入力巻線２２１ｂの１つ以上の巻線層の巻回数がその他の巻線層の巻回数と異なるように設定される。

【0142】

図２８では、図２１に示したように第１入力巻線２２１ｂの中間層２２１ｂ−ｂと第２入力巻線２２２ｂとを巻線間の分布容量により結合することに加えて、第１入力巻線２２１ｂの一部と第２入力巻線２２２ｂとを抵抗２４及びコンデンサ２３により結合している。この結合によって、第１入力巻線２２１ｂから伝達されたノイズが第２入力巻線２２２ｂに生成された逆極性の高周波ノイズを相殺して除去され、出力巻線２２３に高周波ノイズが伝達されないようにする。

【0143】

図２９は、一般的な巻線構造の第１入力巻線２５１−ａ，２５１−ｂの巻線層と第２入力巻線２５２の間の分布容量により高周波ノイズを相殺するとともに、第１入力巻線２５１−ａ，２５１−ｂのタブと第２入力巻線２５２の間をコンデンサ２３及び抵抗２４或いはコンデンサ２３により結合して、第１入力巻線２５１の一部巻線の高周波ノイズと第２入力巻線２５２の逆極性の高周波ノイズとを相殺する実施例を示している。

【0144】

以下、図２８及び図２９による本発明を再度整理する。

【0145】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２２ｂ，２５では、図１９、図２１、図２８及び図２９に示したように、第１入力巻線２２１ｂ，２５１−ａ，２５１−ｂ及び第２入力巻線２２２ｂ，２５２は、両巻線間の分布容量による結合及び１つ以上の結合素子による容量結合によって、第２入力巻線２２２ｂ，２５２に生成される高周波ノイズが第１入力巻線２２１ｂ，２５１−ａ，２５１−ｂに生成される逆極性の高周波ノイズによって相殺されて低くなる。結合素子はコンデンサ２３或いはコンデンサ２３及び抵抗２４であることができる。

【0146】

図２８に示すコンデンサ２３は高耐圧が求められるものであり、高価である。よって、これを安価の部品に交替するか、或いは除去するためのものを図３０に示す。

【0147】

図３０は、第１結合巻線２６４と第１入力巻線２６１の一部とを分布容量により結合して、第１結合巻線２６４をコンデンサ２３及び抵抗２４を経て第２入力巻線２６２に連結したものを示しており、第１入力巻線２６１の一部に生成された高周波ノイズが分布容量により第１結合巻線２６４に伝達され、第２入力巻線２６２の逆極性の高周波ノイズに重畳されて、第２入力巻線２６２の高周波ノイズを除去する。ここで、第１結合巻線２６４は抵抗２４を経て第２入力巻線２６２に連結されるか、或いは第２入力巻線２６２に直接連結される。図３０において、第２入力巻線２６２の高周波ノイズが効果的に除去された場合、第１結合巻線２６４も高周波ノイズを持たず、第１入力巻線２６１は高周波ノイズが除去された第１結合巻線２６４及び第２入力巻線２６２により遮蔽されて高周波ノイズを外部に輻射することができない。

【0148】

以下、図３０による本発明を再度整理する。

【0149】

図１７に示す原理３による本発明のトランスフォーマ２６は、図３０と同様に、さらに、第１入力巻線２６１に対向して巻かれる第１結合巻線２６４を含み、第１入力巻線２６１と第２入力巻線２６２とが第１入力巻線２６１と第２入力巻線２６２の間の分布容量により結合し、また第１入力巻線２６１と第１結合巻線２６４の間の分布容量により結合して、第２入力巻線２６２に生成される高周波ノイズが第１入力巻線２６１に生成される逆極性の高周波ノイズによって相殺されて低くなる。ここで、第２入力巻線２６２と第１結合巻線２６４とは直結されるか、或いはコンデンサ２３或いはコンデンサ２３及び抵抗２４或いは抵抗２４によって連結される。

【0150】

このような本発明の実施形態では、第２入力巻線２２２ａ〜２２２ｅの巻回数を出力巻線２２３より遥かに大きく生産性を考慮した所望の値に設定して、２つ程度の細かい巻線により１層の巻線層をぎっしり詰めて巻くことにより、トランスフォーマの巻線作業の生産性を向上させる。また第２入力巻線２２２ａ〜２２２ｅのフライバック電圧を整流して補助電源を供給することにより、補助巻線を別に巻いた従来方式に比べて、補助巻線が除去されてトランスフォーマのコストが低くなる。また、１層をぎっしり詰めた第２入力巻線２２２ａ〜２２２ｅの物理的な位置変動が小さいため、出力巻線との結合の偏差が少なく、大量生産しても均一な相殺によってＥＭＩの偏差を小さく抑えることができる。また高周波ノイズの生成及び輻射を低くすることができるため、ラインフィルターなどの費用を低減することができる。

【0151】

（第３の実施形態）
図３１は、本発明によって伝導性ノイズ及び高周波の輻射ノイズを相殺させる構造を有するサンドイッチ巻線構造の一実施形態であるトランスフォーマ２７ａを示しており、図３２は、図３１に示すトランスフォーマ２７ａを適用したフライバックコンバータの構成図である。

【0152】

図３１及び図３２に示すように、トランスフォーマ２７ａの入力巻線は第１入力巻線２７１と第２入力巻線２７２とに分かれる。“＋”入力電圧とスイッチング素子１２との間に連結される第１入力巻線２７１と、“−”入力電圧とスイッチング素子１２との間に連結される第２入力巻線２７２とは、スイッチング素子１２の断続によって夫々逆極性の電位変動を有し、磁気エネルギーを蓄積して放出し、出力巻線２７３を介して出力整流器１４ａ及びコンデンサ１５で整流され平滑化されて負荷にエネルギーを供給する。

【0153】

トランスフォーマ２７ａの第１入力巻線２７１の端子のうち、スイッチング素子１２に接続された端子の電位変動と、第２入力巻線２７２の端子のうち、スイッチング素子１２に接続された端子の電位変動とは逆極性であり、スイッチング素子１２の駆動による同じ電流流れの変化によって、第１入力巻線２７１に発生する高周波ノイズと第２入力巻線２７２に発生する高周波ノイズとは逆極性である。したがって、第１入力巻線２７１の電位変動による入力線路１６或いは出力巻線２７３との容量結合と、第２入力巻線２７２の電位変動による入力線路１６或いは出力巻線２７３との容量結合とが逆極性であるため相殺され、電源装置の入力線路１６或いは出力線路１７を介して電気的接地に流れる電流は図１に比べて格段に減少する。また第１入力巻線２７１に発生して入力線路１６或いは出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズは、第２入力巻線２７２に発生して入力線路１６或いは出力巻線２７３に伝達される逆極性の高周波ノイズによって相殺され、入力線路１６或いは出力線路１７を介する輻射ノイズも図１〜図６に示す従来技術に比べて格段に減少する。

【0154】

また第２入力巻線２７２の巻回数を出力巻線２７３に比べて十分に多くすることができるため、１〜２本の細線で１層を詰めて巻くことが容易であり、第２入力巻線２７２のフライバック電圧をダイオード３０及びコンデンサ３１で整流し平滑化して補助電源の電圧を引き出すことができるため、別の補助電圧を引き出すための補助巻線が不要である。

【0155】

図３１に示すトランスフォーマ２７ａでは、第１入力巻線２７１の巻線層２７１ｂ及び第２入力巻線２７２がいずれも図６に示す第２入力巻線１３１ｂの高い電位変動に比べて格段に低い電位変動を有し、サンドイッチ巻線構造を有しても図６に示す従来技術のような大きい結合が発生しない。

【0156】

サンドイッチ巻線構造の一実施形態であるトランスフォーマ２７ａでは、出力巻線２７３と第１入力巻線２７１の間の容量結合と、出力巻線２７３と第２入力巻線２７２の間の容量結合とが互いに相殺して除去される。

【0157】

例えば、第２入力巻線２７２の巻回数が３０Ｔであり、出力巻線２７３の巻回数が同一方向に８Ｔであれば、出力巻線２７３と第２入力巻線２７２の間には同じ極性に２２Ｔの巻回数の差による電位差が発生し、第１入力巻線２７１の巻線層のうち出力巻線２７３と容量結合して対向する巻線層２７１ｂの巻回数を反対方向に１４Ｔとすれば、出力巻線２７３と第１入力巻線２７１の巻線層２７１ｂの間にも２２Ｔの巻回数の差による電位差が発生する。第１入力巻線２７１の巻線層２７１ａの電位による電場は１層の巻線層をぎっしり詰めて巻かれた第１入力巻線２７１の巻線層２７１ｂにより遮蔽されるが、遮蔽にもかかわらず第１入力巻線２７１の巻線層２７１ａから出力巻線２７３に生成される容量結合を勘案して、第２入力巻線２７２の巻回数を１〜２Ｔ増やすか、第１入力巻線２７１の巻線層２７１ｂの巻回数を１〜２Ｔ減らすと、第１入力巻線２７１及び第２入力巻線２７２から出力巻線２７３に生成される容量結合の和は相殺され除去される。

【0158】

また３０Ｔである第２入力巻線２７２に発生して入力線路１６や出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズは、高い電位変動を有する巻線層２７１ａと１４Ｔの巻線層２７１ｂに発生して入力線路１６や出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズによって相殺されて、入力線路１６や出力線路１７を介する輻射ノイズが図１〜図６に示す従来技術に比べて格段に減少する。

【0159】

図３２に示す出力整流器１４ａは、トランスフォーマ２７ａの第２入力巻線２７２の電位変動と出力巻線２７３の電位変動とが同じ極性を有するため、出力巻線２７３から負の電圧を整流し、コンデンサ１５で平滑化して負の出力電圧が得られる。もし出力巻線２７３の電位変動と第１入力巻線２７１の電位変動とが同じ極性であれば、出力整流器１４ａの方向が変化し、コンデンサ１５で平滑化して得られたる出力電圧は陽の電圧になる。

【0160】

以下、図３１及び図３２による本発明を再度整理する。

【0161】

図３１に示すトランスフォーマ２７ａは、出力巻線２７３が第１入力巻線２７１と第２入力巻線２７２との間に位置する。図３１に示すトランスフォーマ２７ａでは、第１入力巻線２７１から出力巻線２７３に生成される容量結合と、第２入力巻線２７２から出力巻線２７３に生成される容量結合とが相殺されて低くなる。

【0162】

図３３に示すトランスフォーマ２７ｂは、第１入力巻線２７１、出力巻線２７３及び第２入力巻線２７２のサンドイッチ構造において、第１入力巻線２７１と出力巻線２７３の間に第１遮蔽巻線２７４を、第２入力巻線２７２と出力巻線２７３の間に第２遮蔽巻線２７５を含む。

【0163】

図３１に示すトランスフォーマ２７ａの一例では、出力巻線２７３と容量結合する第２入力巻線２７２は３０Ｔ、出力巻線２７３と容量結合する第１入力巻線２７１の巻線層２７１ｂは１４Ｔであった。トランスフォーマ２７ａの第２入力巻線２７２に発生して出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズは、たとえ従来技術より低いが、第１入力巻線２７１の巻線層２７１ｂに発生して出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズとサイズが異なるので、完全には相殺しない。また８Ｔの出力巻線２７３と３０Ｔの第２入力巻線２７２の間には２２Ｔに該当する電位差があるので、生成される容量結合の量も大きく、相殺して除去しても出力線路１７を介する伝導ノイズを減らすには限界がある。

【0164】

図３３は、第１入力巻線２７１から出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズのサイズと、第２入力巻線２７２から出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズのサイズとを一致させて除去し、生成される容量結合の量を大幅減らす解決方法を示している。

【0165】

図３３では、トランスフォーマ２７ｂにおける第１遮蔽巻線２７４と第２遮蔽巻線２７５とは、第１入力巻線２７１及び第２入力巻線２７２から出力巻線２７３に生成される容量結合を遮蔽し、遮蔽にもかかわらず生成された結合を第１遮蔽巻線２７４と出力巻線２７３との容量結合及び第２遮蔽巻線２７５と出力巻線２７３との容量結合により相殺する。また第１入力巻線２７１及び第２入力巻線２７２の巻線層のうち、出力巻線２７３に最も近接して巻かれた層の巻回数を調節することにより、第２入力巻線２７２に発生して出力巻線２７３に伝達された高周波ノイズのサイズと、第１入力巻線２７１に発生して出力巻線２７３に伝達された逆極性の高周波ノイズのサイズとを一致させ、出力巻線２７３に伝達される高周波ノイズのほとんどを相殺して除去し、出力線路１７を介する輻射ノイズの伝達を図３１よりも低くすることができる。

【0166】

以下、図３３による本発明を再度整理する。

【0167】

図３３に示すトランスフォーマ２７ｂは、図３１に示すトランスフォーマ２７ａにおいて、さらに第１入力巻線２７１と出力巻線２７３の間の電位差変動による容量結合を遮蔽する第１遮蔽巻線２７４と、第２入力巻線２７２と出力巻線２７３の間の電位差変動による容量結合を遮蔽する第２遮蔽巻線２７５と、を含む。

【0168】

図３４に示すトランスフォーマ２７ｃは、図３１に示す第１入力巻線２７１、出力巻線２７３及び第２入力巻線２７２のサンドイッチ構造において、さらに第２入力巻線２７２と出力巻線２７３の間に第２遮蔽巻線２７５を含む。

【0169】

この場合、第１入力巻線２７１の巻線層のうち、出力巻線２７３に近接する巻線層２７１ｂの巻回数を第２入力巻線２７２の巻回数と同一又は同様に設定することができるため、第２入力巻線２７２に発生して出力巻線２７３に伝達された高周波ノイズのサイズと、第１入力巻線２７１に発生して出力巻線２７３に伝達された逆極性の高周波ノイズのサイズとを一致させることができる。

【0170】

第２遮蔽巻線２７５は第２入力巻線２７２から出力巻線２７３に生成される容量結合を遮蔽し、遮蔽にもかかわらず生成された結合及び第１入力巻線２７１と出力巻線２７３の間の容量結合を第２遮蔽巻線２７５と出力巻線２７３の間の容量結合により相殺する。例えば、第１入力巻線２７１の巻線層のうち、出力巻線２７３に最も近い巻線層２７１ｂの巻回数が３０Ｔであり、出力巻線２７３の巻回数が同じ方向に８Ｔであれば、第２入力巻線２７２の巻回数を３０Ｔ内外に設定して高周波ノイズのサイズを一致させる。第２遮蔽巻線２７５を第１入力巻線２７１の逆極性で１４Ｔ内外に設定して、第１入力巻線２７１と出力巻線２７３の間の２４Ｔの電位差による容量結合と逆極性でかつ同じサイズの容量結合を出力巻線２７３との間に生成して相殺させる。

【0171】

したがって、出力線路１７を介する輻射ノイズを図３１よりも低くすることができる。

【0172】

以下、図３４による本発明を再度整理する。

【0173】

図３４に示すトランスフォーマ２７ｃは、図３１に示すトランスフォーマ２７ａにおいて、さらに第２入力巻線２７２と出力巻線２７３の間の電位差の変動による容量結合を遮蔽する第２遮蔽巻線２７５を含む。

【0174】

図３５に示すトランスフォーマ２７ｄは、図３１に示す第１入力巻線２７１、出力巻線２７３及び第２入力巻線２７２のサンドイッチ構造において、第１入力巻線２７１と出力巻線２７３の間に第１遮蔽巻線２７４を含む。

【0175】

図３５は、第１入力巻線２７１の巻線層のうち、出力巻線２７３と最も近接する巻線層２７１ｂの巻回数を第２入力巻線２７２の巻回数と同一或いは同様にすることができるため、第２入力巻線２７２に発生して出力巻線２７３に伝達された高周波ノイズのサイズと、第１入力巻線２７１に発生して出力巻線２７３に伝達された逆極性の高周波ノイズのサイズとを一致させることができる。

【0176】

第１遮蔽巻線２７４は第１入力巻線２７１から出力巻線２７３に生成される容量結合を遮蔽し、遮蔽にもかかわらず生成された結合及び第２入力巻線２７２と出力巻線２７３の間の容量結合を第１遮蔽巻線２７４と出力巻線２７３の間の容量結合により相殺する。例えば、第２入力巻線２７２の巻回数が３０Ｔであり、出力巻線２７３の巻回数が同じ方向に８Ｔであれば、第１入力巻線２７１の巻線層のうち出力巻線２７３に最も近い巻線層２７１ｂの巻回数を３０Ｔ内外に設定して高周波ノイズのサイズを一致させる。第１遮蔽巻線２７４を第２入力巻線２７２の逆極性で１４Ｔ内外に設定し、第２入力巻線２７２と出力巻線２７３の間の２４Ｔの電位差による容量結合と逆極性でかつ同じサイズの容量結合を出力巻線２７３との間に生成して相殺させる。

【0177】

以下、図３５による説明した本発明を再度整理する。

【0178】

図３５に示すトランスフォーマ２７ｄは、図３１に示すトランスフォーマ２７ａにおいて、さらに第１入力巻線２７１と出力巻線２７３の間の電位差の変動による容量結合を遮蔽する第１遮蔽巻線２７４を含む。

【0179】

図示していないが、図３１〜図３５に示すトランスフォーマ２７ａ〜２７ｄでは、図２８〜図３０に示したように別の結合巻線や外部の結合素子を用いて第１入力巻線２７１と第２入力巻線２７２を容量結合し、第１入力巻線２７１及び第２入力巻線２７２に生成されるノイズを相殺することができる。

【0180】

図３０を応用すれば、トランスフォーマ２７ａ〜２７ｄは、さらに第１入力巻線２７１の一部に対向して巻かれる第１結合巻線を含み、第１入力巻線２７１の一部と第２入力巻線２７２とが第１入力巻線２７１と第１結合巻線の間の分布容量により結合して、第１入力巻線２７１の一部に生成される高周波ノイズと第２入力巻線２７２に生成される逆極性の高周波ノイズとを重畳して相殺することができる。

【0181】

図３０を他の方法で応用すれば、トランスフォーマ２７ａ〜２７ｄは、さらに第２入力巻線２７２に対向して巻かれる第２結合巻線を含み、第２入力巻線２７２と第１入力巻線２７１とが第２入力巻線２７２と第２結合巻線の間の分布容量により結合して、第１入力巻線２７１に生成される高周波ノイズと第２入力巻線２７２で生成される逆極性の高周波ノイズとを重畳して相殺することができる。

【0182】

図３０をさらに他の方法で応用すれば、トランスフォーマ２７ａ〜２７ｄは、さらに第１入力巻線２７１の一部に対向して巻かれる第１結合巻線、及び第２入力巻線２７２に対応して巻かれる第２結合巻線を含み、第２入力巻線２７２と第１入力巻線２７１とが第１入力巻線２７１と第１結合巻線の間の分布容量及び第２入力巻線２７２と第２結合巻線の間の分布容量により結合して、第１入力巻線２７１に生成される高周波ノイズと第２入力巻線２７２に生成される逆極性の高周波ノイズとを重畳して相殺することができる。

【0183】

以下、図示していない本発明について再度整理する。

【0184】

図３１〜図３５に示すトランスフォーマ２７ａ〜２７ｄでは、図２８〜図３０に示すように第１入力巻線２７１と第２入力巻線２７２が容量結合して第１入力巻線２７１に生成された高周波ノイズが第２入力巻線２７２に生成された逆極性の高周波ノイズを相殺し、第２入力巻線２７２に生成された高周波ノイズが第１入力巻線２７１に生成された逆極性の高周波ノイズを相殺して、両巻線に生成された高周波ノイズが低くなる。

【0185】

図３１〜図３５に示すトランスフォーマ２７ａ〜２７ｄでは、図２８〜図３０に示すように第１入力巻線２７１と第２入力巻線２７２が１つ以上の結合素子により容量結合して、第１入力巻線２７１に生成される高周波ノイズと第２入力巻線２７２に生成される逆極性の高周波ノイズとが互いに相殺して低くなる。結合素子としては、コンデンサ或いはコンデンサ及び抵抗を挙げられる。結合素子の一側の端子が第１入力巻線２７１に接続される接続点は、第１入力巻線２７１とスイッチング素子１２との接続点であるか、或いは第１入力巻線２７１の中間タブであり、結合素子の他側の端子が第２入力巻線２７２に接続される接続点は、第２入力巻線２７２とスイッチング素子１２との接続点であるか、或いは第２入力巻線２７２の中間タブである。

【0186】

図３１〜図３５に示すトランスフォーマ２７ａ〜２７ｄでは、図示していないが、図３０を応用して、さらに第１入力巻線２７１に対向して巻かれる第１結合巻線を含み、第１入力巻線２７１と第２入力巻線２７２とが第１入力巻線２７１と第１結合巻線の間の分布容量により結合して、第１入力巻線２７１の一部に生成される高周波ノイズと第２入力巻線２７２に生成される逆極性の高周波ノイズとを相殺することができる。

【0187】

図３１〜図３５に示すトランスフォーマ２７ａ〜２７ｄでは、図示していないが、図３０を応用して、さらに第２入力巻線２７２に対向して巻かれる第２結合巻線を含み、第２入力巻線２７２と第１入力巻線２７１とが第２入力巻線２７２と第２結合巻線の間の分布容量により結合して、第１入力巻線２７１に生成される高周波ノイズと第２入力巻線２７２に生成される逆極性の高周波ノイズとを相殺することができる。

【0188】

また図３１〜図３５に示すトランスフォーマ２７ａ〜２７ｄでは、図示していないが、図３０を応用して、さらに第１入力巻線２７１の一部に対向して巻かれる第１結合巻線と、第２入力巻線２７２に対向して巻かれる第２結合巻線とを含み、第２入力巻線２７２と第１入力巻線２７１が第１入力巻線２７１と第１結合巻線との間の分布容量及び第２入力巻線２７２と第２結合巻線との間の分布容量により結合して、第１入力巻線２７１に生成される高周波ノイズ及び第２入力巻線２７２に生成される逆極性の高周波ノイズを相殺することができる。

【0189】

（第４の実施形態）
図３６は、図８に示すトランスフォーマ１９ａを適用したフォワードコンバータの構成図の一例である。

【0190】

トランスフォーマ１９ａは、コンデンサ１１で平滑化された電圧を入力電圧として、駆動回路１８によって制御されるスイッチング素子１２の断続により、入力巻線１９１ａ及び出力巻線１９３を介してエネルギーを伝達する。出力整流器１４ａ、出力整流器１４ｂ、インダクタ２９及びコンデンサ１５で負の出力電圧を引き出す。図３６においても、入力巻線１９１ａと出力巻線１９３の間の容量結合を相殺巻線１９２ａにより相殺させ、図９に示すように、相殺のための相殺巻線１９２ａの巻回数を出力巻線１９３の巻回数よりも多くすることができる。

【0191】

図３７は、図１８に示すトランスフォーマ２２ａを適用したフォワードコンバータの構成図の一例である。

【0192】

図３７に示すように、トランスフォーマ２２ａは、駆動回路１８によって制御されるスイッチング素子１２の断続により、第１入力巻線２２１ａ、第２入力巻線２２２ａ及び出力巻線２２３を介してエネルギーを伝達し、第１入力巻線２２１ａと出力巻線２２３の間の容量結合を第２入力巻線２２２ａと出力巻線２２３の間の容量結合により相殺させ、相殺のための第２入力巻線２２２ａの巻回数を出力巻線２２３の巻回数よりも多くすることができる。それ以外の素子は図３６に対応する。

【0193】

このように本発明のフライバックコンバータは、サンドイッチ構造で高効率のエネルギー伝達が可能でかつ容量結合による伝導性ノイズの発生が非常に低い。また高周波ノイズの相殺によって輻射ノイズが低く、補助電源を引き出すための補助巻線が不要であるためトランスフォーマの構造が簡単であり、ラインフィルターなどの補強が不要であるため製造コストを大幅節減することができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【図32】

【図33】

【図34】

【図35】

【図36】

【図37】