特許 5721096 電力変換器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5721096

(24)【登録日】2015年4月3日

(45)【発行日】2015年5月20日

(54)【発明の名称】電力変換器

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/483 20070101AFI20150430BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/483

【請求項の数】10

【全頁数】28

(21)【出願番号】特願2010-186249(P2010-186249)

(22)【出願日】2010年8月23日

(65)【公開番号】特開2012-44839(P2012-44839A)

(43)【公開日】2012年3月1日

【審査請求日】2013年7月23日

(73)【特許権者】

【識別番号】304021417

【氏名又は名称】国立大学法人東京工業大学

(74)【代理人】

【識別番号】100099759

【弁理士】

【氏名又は名称】青木 篤

(74)【代理人】

【識別番号】100092624

【弁理士】

【氏名又は名称】鶴田 準一

(74)【代理人】

【識別番号】100114018

【弁理士】

【氏名又は名称】南山 知広

(74)【代理人】

【識別番号】100165191

【弁理士】

【氏名又は名称】河合 章

(74)【代理人】

【識別番号】100151459

【弁理士】

【氏名又は名称】中村 健一

(72)【発明者】

【氏名】藤田 英明

(72)【発明者】

【氏名】赤木 泰文

(72)【発明者】

【氏名】萩原 誠

【審査官】 服部 俊樹

(56)【参考文献】

【文献】 特表２０１０−５１２１３３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１０−５１２１３４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１０−５１７４９６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８３

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直列接続された２つの半導体スイッチを含む半導体スイッチ群と前記半導体スイッチ群に並列接続された直流コンデンサとを有する複数のチョッパセルと、
互いにカスケード接続された前記チョッパセルを有する第１のアームと、
前記第１のアームに直列接続され、互いにカスケード接続された前記チョッパセルを有する第２のアームと、
前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値とに基づいて、循環電流指令値を作成する指令値作成手段と、
前記循環電流指令値に、前記第１のアームを流れる電流と前記第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するよう制御する制御手段と、
前記第１のアームの一端が接続される第１の端子と、前記第２のアームの一端が接続される第２の端子と、交流側入出力端子として動作する第３の端子と、を有するアーム結合部と、
を備え、
前記指令値生成手段は、
前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値との差を用いて、前記循環電流指令値の、前記交流側入出力端子間の端子電圧と同相の基本波成分を生成する基本波成分生成手段と、
全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を用いて、前記循環電流指令値の直流成分を生成する直流成分生成手段と、
を有することを特徴とする電力変換器。

【請求項2】

前記アーム結合部は、前記第１の端子と、前記第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する中間タップである前記第３の端子と、を有する３端子結合リアクトル、からなる請求項１に記載の電力変換器。

【請求項3】

前記アーム結合部は、互いに直列接続される２つのリアクトルであって、前記直列接続される２つのリアクトルの一方の端子である前記第１の端子と、前記直列接続される２つのリアクトルの他方の端子である前記第２の端子と、前記直列接続された２つのリアクトルの直列接続点である前記第３の端子と、を有する２つのリアクトル、からなる請求項１に記載の電力変換器。

【請求項4】

前記第１のアームおよび前記第２のアームそれぞれにおいて、互いにカスケード接続された前記チョッパセル間の任意の位置に接続されるリアクトルを備え、
前記アーム結合部において、前記第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子が直流側入出力端子として動作し、前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子が交流側入出力端子として動作する請求項１に記載の電力変換器。

【請求項5】

前記基本波成分生成手段は、前記第１のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値および前記第２のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値がともにゼロであると仮定したときにそれぞれ算出される前記第１のアーム内の１個あたりの前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の１個あたりの前記直流コンデンサの電圧値との差と、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値との差と、を用いて前記基本波成分を生成する請求項１に記載の電力変換器。

【請求項6】

前記直流成分生成手段は、前記第１のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値および前記第２のアーム内の全ての前記チョッパセルに流入する電力の平均値がともにゼロであると仮定したときに算出される１個あたりの前記直流コンデンサの電圧値と、全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、を用いて前記直流成分を生成する請求項１に記載の電力変換器。

【請求項7】

前記制御手段は、所定の交流電流指令値に、前記交流側入出力端子を介して流出入する交流電流を追従させる制御をさらに実行する請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換器。

【請求項8】

前記制御手段は、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第１のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、および、前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第２のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、をさらに実行する請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換器。

【請求項9】

前記制御手段は、前記追従させる制御に対応して前記半導体スイッチをスイッチング動作させるスイッチング指令手段を有する請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換器。

【請求項10】

各前記半導体スイッチは、
オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
を有する請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器型の電力変換器に関する。

【背景技術】

【0002】

実装が容易で大容量・高圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラーマルチレベルカスケード変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣＣ）がある（例えば、非特許文献１〜４参照。）。

【0003】

モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、複数の双方向チョッパセルもしくはフルブリッジ変換器セルを直列接続してアームを構成する点に特長がある。絶縁等の問題を除けば、直列セル数を増やすことにより、半導体スイッチを高耐圧化することなく、交流出力電圧を増大を図るとともに電圧および電流のリプルを抑制することが可能であり、高電圧かつ大容量の電力変換器として期待されている。モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、実装が容易で、装置の小型軽量化を実現できることから、系統連系用電力変換器や、誘導電動機ためのモータドライブ装置など用途が想定されている。

【0004】

図１３は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の主回路構成を示す回路図であり、図１４は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図、図１５は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。また、各相の回路構成、動作原理および制御方法は同様であるため、以下、主としてｕ相について説明する。

【0005】

図１３に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の電圧形フルブリッジ電力変換器である。モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の直流側（直流リンク）には、大容量の平滑コンデンサ（図示せず）が接続され、直流電圧が印加される。直流電圧は必ずしも固定値である必要はなく、例えばダイオード整流器に起因する低次高調波成分やスイッチングリプル成分を含んでいても構わない。したがって、平滑コンデンサは省略可能である。

【0006】

ここでは一例として、各アームを構成するセルを双方向チョッパセルとする。図１３に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ、ｖおよびｗ各相は、図１４に示すチョッパセル１１−ｊと、図１５に示す３端子結合リアクトル１２とで構成される。図１３に示す例では、各相におけるチョッパセルの個数を８としており（つまりｊ＝１〜８）、このため、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の出力は、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。なお、図１３におけるチョッパセル１１−ｊについては、理解を容易にするために、図１４に示すチョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサＣを当該チョッパセル１１−ｊの外側に記載している。

【0007】

図１４に示すように、チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、直流コンデンサＣとを有する２端子回路であり、双方向チョッパの一部とみなせる。チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は互いに直列接続され、これに、直流コンデンサＣが並列接続されることで構成される。２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のうち、図示の例では半導体スイッチＳＷ２の各端子が、当該チョッパセル１１−ｊの出力端となる。本明細書では、ｕ相の場合、直流コンデンサの電圧値をｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜８）、チョッパセル１１−ｊの出力電圧（すなわち、半導体スイッチＳＷ２の両端の電圧）の値を、ｖ_ju（ただし、ｊ＝１〜８）と定義する。

【0008】

上述のように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１は電圧形インバータとしても機能するため、各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、それぞれ、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、で構成される。半導体スイッチング素子Ｓは例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。

【0009】

ｕ相における８個のチョッパセル１１−１〜１１−８のうち、チョッパセル１１−１〜１１−４は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第１のアーム（ａｒｍ）２ｕ−Ｐと称する。また、チョッパセル１１−５〜１１−８は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第２のアーム２ｕ−Ｎと称する。ｖ相およびｗ相についても同様であり、それぞれ、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｖ−Ｎ、ならびに第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎが構成される。本明細書では、ｕ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pu、第２のアームに流れる電流をｉ_Nu、ｖ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pv、第２のアームに流れる電流をｉ_Nv、ｗ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pw、第２のアームに流れる電流をｉ_Nw、と定義し、以下、「アーム電流」と称する。

【0010】

３端子結合リアクトル１２（以下、単に「結合リアクトル１２」と称する。）は、第１の端子ａ、第２の端子ｂ、および、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間の巻線上に位置する中間タップである第３の端子ｃを有する。ｕ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｕ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｕーＮが、それぞれ接続される。結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ相の交流側入出力端子として動作する。同様に、ｖ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｖ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｖーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｖ相の交流側入出力端子として動作する。また、ｗ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｗ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｗーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｗ相の交流側入出力端子として動作する。つまり、ｕ、ｖおよびｗ各相の各結合リアクトル１２の第３の端子ｃが、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ、ｖおよびｗ各相の交流側入出力端子として動作する。これら交流側入出力端子には、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１を、例えば系統連系用電力変換器として用いる場合には連系リアクトルが接続され、またあるいはモータドライブ装置として用いる場合には誘導電動機が接続される。

【0011】

本明細書では、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ相、ｖ相およびｗ相の各交流側入出力端子を介して流入する電流を、それぞれ、ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_uで表わし、以下、「交流電流」と称する。

【0012】

また、ｕ相において、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子は、直流側入出力端子として動作する。同様に、ｖ相においては、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子が、ｗ相においては、第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子が、それぞれ直流側入出力端子として動作することになる。

【0013】

図１３に示したモジュラーマルチレベルカスケード変換器１の変形例として、３端子結合リアクトルを、通常のリアクトル（すなわち、非結合リアクトル）を用いたものもある。図１６は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の別の例の主回路構成を示す回路図であり、図１７は、図１６に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器内のリアクトルの配置例を示す回路図である。この例では、第１のアーム２ｕ−Ｐ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）とリアクトル１２−１とを備え、第２のアーム２ｕ−Ｎ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）とリアクトル１２−１とを備える。第１のアーム２ｕ−Ｐにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−１が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。また、第２のアーム２ｕ−Ｎにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−２が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。図１６に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１においては、リアクトル１２−１については、一方の端子にチョッパセル１１−４が接続され、他方の端子にはリアクトル１２−２が接続される。また、リアクトル１２−２については、一方の端子にリアクトル１２−１が接続され、他方の端子にはチョッパセル１１−５が接続される。第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、互いが接続されない側の各端子は、直流側入出力端子として動作する。また、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子が、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１のｕ相の交流側入出力端子として動作する。なお、これ以外の回路構成要素については図１３に示す回路構成要素と同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略する。

【0014】

図１６に示すような非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード変換器１においては、リアクトル１２−１および１２−２は、互いにカスケード接続されたチョッパセル１１−ｊ間の任意の位置に接続される。図１７（ａ）は、図１６に示す第１のアームを示したものであるが、リアクトルの配置位置の他の例として、例えば図１７（ｂ）に示すように、チョッパセル１１−１の、直流側入出力端子として動作する側の端子に接続してもよい。また例えば、図１７（ｃ）に示すように、チョッパセル１１−３とチョッパセル１１−４との間に接続してもよい。第２のアームについても同様である。

【0015】

一般に、系統連系用電力変換器は、当該電力変換器の交流側の電圧と当該電力変換器に流出入する交流電流との位相差に応じて、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作といった種々の動作モードが存在する。

【0016】

例えば図１３において、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、有効電力が流入する場合は順変換器として動作し、有効電力が流出する場合は逆変換器として動作する。また、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、無効電力が流入する場合はインダクタとして動作し、無効電力が流出する場合はコンデンサとして動作する。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0017】

【非特許文献1】萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、第１２８巻、第７号、ｐｐ９５７〜９６５、２００８年７月

【非特許文献2】西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブシステムへの応用−４００Ｖ，１５ｋＷミニモデルによる実験的検証−」、電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０９−２４、ｐｐ１９〜２４、２００９年１月

【非特許文献3】赤木泰文、萩原誠著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４３、ｐｐ７１〜７２、２０１０年３月

【非特許文献4】萩原誠、前田亮、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ）の理論解析と制御方」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４４、ｐｐ７３〜７４、２０１０年３月

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0018】

モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、各セルの直流コンデンサはフローティングとなるため、各セル内の直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御を行う必要がある。

【0019】

非特許文献１に記載された方法は、二重スターチョッパセル（Ｄｏｕｂｌｅ−Ｓｔａｒ Ｃｈｏｐｐｅｒ−Ｃｅｌｌ：ＤＳＣＣ）構成のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ）について、直流コンデンサの電圧を検出し、各セルの電圧指令値にフィードバックするものであり、非特許文献２に記載された方法は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器をモータドライブシステムに適用したものである。これらの方法においては、負荷力率などの動作状態によっては、直流コンデンサの電圧の制御系が不安定となる場合がある。モジュラーマルチレベルカスケード変換器の適用環境によって、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作といった種々の動作モードが存在するが、非特許文献１および２に記載された方法では、直流コンデンサの電圧の制御が不可能な動作モードがある。また、非特許文献４に記載された方法によれば、制御則や制御ゲインを切替えることによって、各動作モードにある程度対応することができるが、非特許文献４に記載された方法であっても、直流コンデンサの電圧の制御が不可能となる回路条件があり、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することを各動作モードにおいて十分に実現できているとは言えない。

【0020】

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、あらゆる動作モードにおいて安定に制御可能なモジュラーマルチレベルカスケード変換器型の電力変換器を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0021】

上記目的を実現するために、本発明においては、電力変換器は、直列接続された２つの半導体スイッチを含む半導体スイッチ群とこの半導体スイッチ群に並列接続された直流コンデンサとを複数有するチョッパセルと、互いにカスケード接続された複数のチョッパセルを有する第１のアームと、第１のアームに直列接続され、互いにカスケード接続された複数のチョッパセルを有する第２のアームと、第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、循環電流指令値を作成する指令値作成手段と、循環電流指令値に、第１のアームを流れる電流と第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するよう制御する制御手段と、を備える。

【0022】

また、本発明による電力変換器は、第１のアームの一端が接続される第１の端子と、第２のアームの一端が接続される第２の端子と、交流側入出力端子として動作する第３の端子と、を有するアーム結合部を備える。

【0023】

本発明による電力変換器における指令値作成手段および制御手段は、ＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置により実現されるものであり、検出された電力変換器の第１および第２のアームを流れる各アーム電流、各チョッパセルにおける直流コンデンサの電圧、電力変換器の直流入出力側の電圧（直流リンク電圧）、および、流出入する各相の交流電流を、その演算処理に用いるパラメータとする。生成された指令値に基づいて、電力変換器内の各チョッパセル内の半導体スイッチのスイッチング動作が制御される。

【発明の効果】

【0024】

本発明によれば、モジュラーマルチレベルカスケード変換器を、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作のいずれの動作モードにおいても、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができる。特に、本発明によれば、制御則や制御ゲインの切り替えを行うことなく、全ての有効電力および無効電力の状態において直流コンデンサの電圧を安定に制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を示す回路図である。

【図2】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相についての回路図である。

【図3】図２に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図であり、（ａ）は第１のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示し、（ｂ）は第２のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示す図である。

【図4】モジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相の等価回路を示す図である。

【図5】モジュラーマルチレベルカスケード変換器のパワーフローを示す模式図である。

【図6】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第１のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。

【図7】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第２のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。

【図8】本発明の第一の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。

【図9】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、整流器動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。

【図10】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インダクタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。

【図11】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、キャパシタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。

【図12】本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器における直流コンデンサの初期状態の電圧をアンバランスにしたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図である。

【図13】モジュラーマルチレベルカスケード変換器の主回路構成を示す回路図である。

【図14】モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図である。

【図15】モジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。

【図16】モジュラーマルチレベルカスケード変換器の別の例の主回路構成を示す回路図である。

【図17】図１６に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器内のリアクトルの配置例を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0026】

本発明では、モジュラーマルチレベルカスケード変換器外には流出しないでモジュラーマルチレベルカスケード変換器内で循環する電流（以下、「循環電流」と称する。）に着目して、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の各セルにおける直流コンデンサの電圧を制御する。このように本発明において直流コンデンサを制御するためのパラメータとして循環電流を用いるのは、「直流コンデンサの電圧の時間平均値は循環電流を制御すれば一定に保つことができるものであること」、および、「過渡現象や高調波などの外乱により生じる直流コンデンサの電圧の時間平均値の偏差すなわち電圧リプルは、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の構造上、原理的に発生してしまうものであって、循環電流に起因するものであるということ」が以下に説明する本発明者による解析により明らかとなったからである。

【0027】

なお、以下の第１および第２の実施例については、主としてｕ相に関して説明するが、ｖ相およびｗ相についても同様に適用できる。また、各実施例では、ここでは一例として、各アームを構成するセルを双方向チョッパセルとするが、フルブリッジ変換器セルであってもよい。各実施例では、チョッパセルの個数は８個としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、チョッパセルの個数はこれ以外であってもよい。

【0028】

図１は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を示す回路図である。図１に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器１の、制御部以外の回路構成は、図１４に示した回路構成と同様であり、チョッパセル１１−ｊは図１５に示されたものであり、アーム結合部として３端子結合リアクトル１２は図１６に示されたものである。チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）内の各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２が、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、を有する点も同様である。

【0029】

図１に示すように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作の指示に用いられるスイッチング信号は、参照符号１０で示されるＤＳＰによる演算処理によって生成される。公知の検出器によって検出された、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の第１のアーム２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐおよび２ｗ−Ｐを流れるアーム電流ｉ_Pu、ｉ_Pv、およびｉ_Pw、第２のアーム２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎおよび２ｗ−Ｎを流れるアーム電流ｉ_Nu、ｉ_Nv、およびｉ_Nw、各チョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサの電圧ｖ_Cju、ｖ_Cjv、ｖ_Cjw、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の直流入出力端子Ｅ_PおよびＥ_N間に印加される電圧（直流リンク電圧）Ｖ_dc、ならびに、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の交流側入出力端子を介して流出入する各相の交流電流ｉ_u、ｉ_v、およびｉ_wが、ＤＳＰ１０に入力され、演算処理が実行される。

【0030】

図２は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相についての回路図である。また、図３は、図２に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図であり、（ａ）は第１のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示し、（ｂ）は第２のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示す図である。

【0031】

このとき、ｕ相について、リアクトル１２のインダクタンスをｌとしたとき、式１で表わされる回路方程式が成り立つ。

【0032】

【数1】

【0033】

上記式１から、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１には、交流電源側を経由しない閉回路が存在することがわかる。この閉回路を流れる電流が「循環電流」である。ｕ相の閉回路を循環する循環電流をｉ_Zuとしたとき、アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuと交流電流ｉ_uとの間には式２の関係が成り立つ。

【0034】

【数2】

【0035】

【数3】

【0036】

【数4】

【0037】

また、図１において、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の交流出力電圧ｖ_iの合成電圧をｖ_Pu、ｕ相の系統電圧をｖ_u、とし、ｎ＝８とすると、式５の関係が成り立つ。

【0038】

【数5】

【0039】

同様に、第２のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の交流出力電圧ｖ_iの合成電圧ｖ_Puは式６で表わされる。

【0040】

【数6】

【0041】

図４は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器のｕ相の等価回路を示す図である。第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の交流出力電圧ｖ_iの合成電圧ｖ_Puおよび第２のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の交流出力電圧ｖ_iの合成電圧ｖ_Puをそれぞれ電圧源として等価的に置き換ええると、循環電流ｉ_Zuは図４のように閉回路を流れる。ここで、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの電圧および電流と閉回路の電圧および電流との間には式７および式８の関係が成り立つ。

【0042】

【数7】

【0043】

【数8】

【0044】

第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する瞬時電力の総和は、式７および式８より、式９のように表わされる。

【0045】

【数9】

【0046】

同様に、第２のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に流入する瞬時電力の総和は、式７および式８より、式１０のように表わされる。

【0047】

【数10】

【0048】

式９および式１０から、式１１が得られる。ここで、ｐ_uは、ｕ相のレグが交流系統へ向けて出力する電力、ｐ_Zuは、直流電源Ｖ_dcから供給される電力である。

【0049】

【数11】

【0050】

エネルギー蓄積要素が存在しない従来一般な電力変換器では「Ｐ_Pu＝Ｐ_Nu＝０」かつ「ｐ_Z＝ｐｕ」である。これに対し、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器は、各チョッパセル１１−ｊに直流コンデンサすなわちエネルギー蓄積要素を有しているので、式１１に示すように、直流電源Ｖ_dcが供給する瞬時電力ｐ_Zuと交流側入出力端子に出力する瞬時電力ｐ_uは一致しない。

【0051】

ｕ相の交流側入出力端子間の電圧ｖ_u、交流側入出力端子を流出入する電流ｉ_uを、式１２および１３で表わされる正弦波とする。ここで、交流側入出力端子間の線間電圧実効値をＶ、相電流実効値をＩ、電圧に対する電流の位相各あるいは負荷の力率角をφとする。

【0052】

【数12】

【0053】

【数13】

【0054】

ｕ相の循環電流ｉ_Zuを式１４のように仮定する。ここで、Ｉ_Z0uは循環電流Ｉ_Zuの直流成分、Ｉ_ZnauおよびＩＺ_nabはｎ次の高調波電流のｃｏｓおよびｓｉｎ成分である。

【0055】

【数14】

【0056】

このとき、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する電力の平均値は、式９、式１２、式１３および式１４より、式１５のように表わされる。ここで、交流側入出力端子間の周期とＴ（＝２π／ω）とする。

【0057】

【数15】

【0058】

同様に、第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に流入する電力の平均値は、式９、式１２、式１３および式１４より、式１６のように表わされる。

【0059】

【数16】

【0060】

式１５および式１６において、右辺の第１項は交流側入出力端子間の電圧、第２項は直流電源Ｖ_dcからの供給電力であり、第３項は第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの間における電力の融通を表わしている。ここで、循環電流ｉ_Zuは、その直流成分Ｉ_Z0uと交流側入出力端子間の電圧と同相の基本波成分Ｉ_Z1bu以外は、平均電力を生じない。

【0061】

図５は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器のパワーフローを示す模式図である。上述の各式に基づき、モジュラーマルチレベルカスケード変換器のパワープローを示すと、図５のように表わされる。直流電源からの供給電力Ｖ_dcＩ_ZOuは、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）および第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に１／２ずつ流入し、各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサに蓄積される。一方、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）および第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）は、それぞれ出力電圧ＶＩｃｏｓφ／√３の１／２ずつ供給する。また、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの間では、Ｖ_IZ1b／√３の電力が授受される。

【0062】

ここで、直流コンデンサの電圧の時間平均値を一定に保つには、式１５で表わされる第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する電力の平均値Ｐ_Pおよび１６で表わされる第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）に流入する電力の平均値Ｐ_Nをともにゼロとすればよい。すなわち、直流コンデンサの電圧の時間平均値を一定に保つには、式１５および式１６より、式１７および式１８を満たすようにすればよいことがわかる。ここで、交流側入出力端子の出力する三相電力をＰ＝√３ＶＩｃｏｓφとする。

【0063】

【数17】

【0064】

【数18】

【0065】

過渡現象や高調波などの外乱により、直流コンデンサの電圧の時間平均値に偏差が生じることがあるが、式１７および式１８から、循環電流ｉ_Zuの直流成分Ｉ_Z0uと交流側入出力端子間の電圧と同相の基本波成分Ｉ_Z1buを制御すれば、当該偏差を抑制することができることがわかる。

【0066】

式１７および式１８に示すように循環電流ｉ_Zuを制御した場合、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する瞬時電力は、式９、式１２、式１３、式１７および式１８から、式１９のように表わされる。

【0067】

【数19】

【0068】

このとき、ｕ相の第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの蓄積エネルギーの総和Ｗ_Puは、式２０のように表わされる。ただし、Ｗ₀は積分定数であり、ここでは直流コンデンサに蓄積したエネルギーの平均値を意味する。

【0069】

【数20】

【0070】

第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖ_CPuは、式２１のように表わされる。

【0071】

【数21】

【0072】

式２１をテイラー展開して１次近似ｖ’_CPuを求めると式２２が得られる。ここで、Ｖ_C0は蓄積エネルギーがＷ_pu＝Ｗ₀のときの直流コンデンサの電圧であり、Ｖ_C0＝２√Ｗ₀／√（ｎＣ_C）である。

【0073】

【数22】

【0074】

同様に、ｕ相の第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の１次近似ｖ’_CNuは式２３で表わされる。

【0075】

【数23】

【0076】

式２２と式２３とを比較すると、ω成分の位相が反転していることが分かる。

【0077】

直流コンデンサの電圧の時間平均値を一定に保つには、式１７および式１８を満たすように循環電流を制御すれば良いが、これにより時間平均値自体は一定に保つことはできても、式２２および２３に示されるように、直流コンデンサには原理的な電圧リプルが存在することがわかる。例えばω成分がゼロもしくは低周波である場合、直流コンデンサの電圧リプルは増大する。

【0078】

以上の解析から、モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、各チョッパセル内の直流コンデンサの電圧の時間平均値は循環電流を制御すれば一定に保つことができること、および、直流コンデンサの電圧リプルについては原理上発生し得るものであること、がわかる。

【0079】

上記解析結果を利用した本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の各チョッパセル内の直流コンデンサ制御について図６および図７を参照して以下に説明する。図６は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第１のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図であり、図７は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の、第２のアーム内の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。

【0080】

本発明の第１の実施例によれば、直流コンデンサ制御は大きく分けて次の４つの制御に分かれる。第１に、交流側入出力端子を流出入する交流電流のフィードバック制御、第２に、第１のアームおよび第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の総和に対する制御、第３に、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値と第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値とが等しくなるようにするフィードバック制御、そして第４に、各アーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、である。以下、各制御について説明する。

【0081】

第１の制御は、所定の交流電流指令値に、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉ_uを追従させる制御である。すなわち、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流に対してフィードバック制御を適用する。交流電流指令値ｉ^*の与え方には種々の方法があるが、一例として有効電力指令値ｐ^*および無効電力指令値ｑ^*を用いると、交流電流指令値ｉ^*は式２４のように表わされる。

【0082】

【数24】

【0083】

このとき、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉ_uが交流電流指令値に追従すると仮定すると、実効値Ｉおよび力率角φは式２５および式２６のように表わされる。

【0084】

【数25】

【0085】

【数26】

【0086】

交流側入出力端子間の電圧指令値ｖ^*は式２７で表す。ここで、ｕ相の交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉ_uのフィードバックゲインをＫ_S、交流側の負荷電圧をｖ_suである。交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉ_uの振幅および位相の偏差を提言するために、座標変換を行ってＰＩ制御を適用しても良い。

【0087】

【数27】

【0088】

式２７に示すように、一般的な電流フィードバック同様、応答時定数はＴ_S＝Ｌ／Ｋ_Sとなる。

【0089】

第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖ_CPuは式２８のように表わされる。

【0090】

【数28】

【0091】

同様に、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖ_CNuは式２９のように表わされる。

【0092】

【数29】

【0093】

第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎ内の全てのチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）の直流コンデンサの電圧ｖ_Cuの平均値は式３０のように表わされる。

【0094】

【数30】

【0095】

循環電流指令値ｉ^*_Zuを式３１で表す。

【0096】

【数31】

【0097】

このとき、循環電流指令値ｉ^*_Zuの直流成分Ｉ^*_Z0uを式３２で表す。ここで、Ｋ₀は、１相分（１レグ）におけるｎ台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）の直流コンデンサの電圧を一斉に制御するためのフィードバックゲインである。

【0098】

【数32】

【0099】

また、循環電流指令値ｉ^*_Zuの基本波成分Ｉ^*_Z1buを式３３で表す。ここで、Ｋ₁は、第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖ_CPuと、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖ_CNuとが等しくなるように制御するためのフィードバックゲインである。

【0100】

【数33】

【0101】

ここで、式３１の右辺第２項による直流コンデンサ電圧の変化は式３４のように変形できる。

【0102】

【数34】

【0103】

式３４をラプラス変換して整理すると、式３５が得られる。

【0104】

【数35】

【0105】

式３５に示されるように、応答時定数Ｔ₀＝ｎＣ_CＶ_C0／（Ｋ₀Ｖ_dc）の一次遅れ応答となる。

【0106】

一方、式３１の右辺第３項による直流コンデンサ電圧の変化は式３６のように近似できる。

【0107】

【数36】

【0108】

式３６をラプラス変換して整理すると、式３７が得られる。

【0109】

【数37】

【0110】

式３７からわかるように、第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖ_CPuと、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）の直流コンデンサの電圧の平均値ｖ_CNuとの偏差は、時定数Ｔ₁＝√３ｎＣ_CＶ_C0／（２Ｋ₁Ｖ）で低減できる。

【0111】

第１のアーム２ｕ−Ｐ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）および第２のアーム２ｕ−Ｎ内の４台のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）のチョッパセルに対する各電圧指令値をそれぞれ式３８および式３９で表す。ここで、Ｋ_Zは循環電流フィードバックの制御ゲインである。

【0112】

【数38】

【0113】

【数39】

【0114】

式３８および式３９の右辺第４項は、各アーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御の制御ゲインである。結合インダクタＬに印加する電圧は式４０で表される。

【0115】

【数40】

【0116】

式３８および式３９を式４０に代入すると、式４１が得られる。

【0117】

【数41】

【0118】

式４１から、式３８および式３９の右辺第４項は循環電流ｉ_Zの制御には干渉しないことがわかる。式４１をラプラス変換すると、式４２が得られる。

【0119】

【数42】

【0120】

式４２に示されるように、応答時定数Ｔ_Z＝Ｌ／Ｋ_Zの一次遅れ応答となる。

【0121】

一方、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）に流入する電力は、式４３のように表わされる。ここで、Ｉ_Puは、第１のアーム２ｕ−Ｐに流れる電流ｉ_Puの実効値である。

【0122】

【数43】

【0123】

したがって、直流コンデンサの電圧偏差の変化率は、式４４で表される。

【0124】

【数44】

【0125】

式４４から、各アーム内の直流コンデンサの電圧のアンバランスを時定数Ｔ_C＝Ｃ_CＶ_C0／（Ｋ_CＩ_P²）で減衰できることがわかる。

【0126】

上述の式３８および式３９に示される出力電圧指令値ｖ_ju^*を用いて、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１内の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作が制御される。生成される出力電圧指令値ｖ_ju^*は、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuで規格化された後、キャリア周波数ｆ_cの三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：０）と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号は、対応するチョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチングに用いられる。本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器１は、８個のチョッパセルを用いるので、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。このスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

【0127】

次に、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器１のシミュレーション結果について説明する。各シミュレーションには、表１に示す回路パラメータおよび表２に示す制御ゲインを用いた。

【0128】

【表1】

【0129】

【表2】

【0130】

図８は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図８に示すように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１をインバータ動作すなわちＤＣ−ＡＣ電力変換を行った場合、交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉは、負荷側に設けた交流電源ｖ_Sと同位相の正弦波波形に制御されており、出力電力は１０ｋＷである。一方、ｕ相の循環電流ｉ_Zuについては直流成分Ｉ_Z0が８Ａに一定に制御されている。このとき、直流電源の電圧Ｖ_dcは４００Ｖであるので、直流電源からの供給電力は「Ｖ_dc×Ｉ_Z0×３＝１０ｋＷ」である。また、式３１に基づく制御法では、循環電流ｉ_Zの基本波成分を走査するが、図８に示すような定常状態では、循環電流ｉ_Zに基本波成分は現れない。直流コンデンサの電圧ｖ_C1およびｖ_C5には基本波および第２調波の電圧リプルが含まれているが、直流コンデンサの電圧の時間平均値ｖ_Cはほぼ一定の「Ｖ_CO＝１００Ｖ」に制御されている。直流コンデンサ電圧のフィードバック制御には推定値ｖ’_CPおよびｖ’_CNを用いているため、電圧リプルは交流側入出力端子を介して流出入する交流電流ｉおよび循環電流ｉ_Zの制御系には干渉しない。

【0131】

図９は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、整流器動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図９に示すように、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１を整流器動作すなわちＡＣ−ＤＣ電力変換を行った場合、負荷側に設けた交流電源ｖ_Sからモジュラーマルチレベルカスケード変換器１に１０ｋＷの電力が流入しており、ｕ相の循環電流ｉ_Zuの直流成分Ｉ_Z0は−８Ａとなっている。このように整流器動作においても、本発明の第１の実施例の方法により直流コンデンサの電圧の時間平均値はほぼ一定に制御できていることがわかる。

【0132】

図１０は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、インダクタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。また、図１１は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器を、キャパシタ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図１０および図１１に示すように、基本的に有効電力はゼロであるので、ｕ相の循環電流ｉ_Zuの直流成分Ｉ_Z0はほぼゼロである。

【0133】

以上、図８〜１１を参照して説明したように、本発明の第１の実施例によれば４象限全ての動作状態において直流コンデンサの電圧を時間平均値を一定に制御することができる。

【0134】

図１２は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器における直流コンデンサの初期状態の電圧をアンバランスにしたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図である。このシミュレーションでは、直流コンデンサの初期状態の電圧を「ｖ_C1＝ｖ_C2＝ｖ_C3＝ｖ_C4＝１２５Ｖ」および「ｖ_C5＝ｖ_C6＝ｖ_C7＝ｖ_C8＝７５Ｖ」に設定したときに、本発明の第１の実施例による直流コンデンサ電圧制御を実行した。直流コンデンサ電圧制御を実行すると、循環電流ｉ_Zに基本波電流Ｉ_Z1buが流れ、直流コンデンサの電圧偏差が減衰していく。そして、約２周期程度で第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−１の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uと第２のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−５の直流コンデンサの電圧ｖ_C5uとが一致し、循環電流ｉ_Zの基本波成分は現れていない。本シミュレーション条件下では、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎのチョッパセル間の直流コンデンサの電圧のバランス制御の時定数は上述の通りＴ₁＝１６ｍｓであり、シミュレーション結果と理論解析はよく一致する。

【0135】

上述の第１の実施例はアーム結合部として３端子結合リアクトルを用いたものであるが、図１６および１７を参照して説明した非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルカスケード変換器を用いても、第１の実施例によるモジュラーマルチレベルカスケード変換器の制御原理を適用することができ、本明細書ではこれを第２の実施例として扱う。すなわち、本発明の第２の実施例は、アーム結合部を、図１における３端子結合リアクトル１２から、図１６に示す非結合リアクトル１２−１および１２−２に置き換えたものである。モジュラーマルチレベルカスケード変換器１の交流側入出力端子は、第１の実施例の場合は３端子結合リアクトル１２の第３の端子であったが、第２の実施例では、ｕ相の場合、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子である。これ以外の回路構成要素とこのモジュラーマルチレベルカスケード変換器１の制御原理については図１〜７を参照して説明した第１の実施例と同様である。

【産業上の利用可能性】

【0136】

本発明は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の制御に適用することができる。本制御を適用したモジュラーマルチレベルカスケード変換器は、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作のいずれの動作モードにおいても、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができる。したがって、モジュラーマルチレベルカスケード変換器を、例えば無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、誘導電動機のためのモータドライブ装置、太陽光発電や燃料電池などを電力系統に連系するためのインバータ、系統間連系設備や周波数変換設備などのＢＴＢ（Ｂａｃｋ−Ｔｏ−Ｂａｃｋ）システムなどに利用することができる。

【符号の説明】

【0137】

１ モジュラーマルチレベルカスケード変換器
２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐ、２ｗ−Ｐ 第１のアーム
２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎ、２ｗ−Ｎ 第２のアーム
１０ ＤＳＰ
１１−１、１１−２、１１−３、１１−４ チョッパセル
１１−５、１１−６、１１−７、１１−８ チョッパセル
１１−９、１１−１０、１１−１１、１１−１２ チョッパセル
１１−１３、１１−１４、１１−１５、１１−１６ チョッパセル
１２ ３端子結合リアクトル
１２−１、１２−２ 非結合リアクトル
Ｃ 直流コンデンサ
Ｄ 帰還ダイオード
Ｅ_P、Ｅ_N 直流側入出力端子
Ｓ 半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２ 半導体スイッチ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】