特許 5724113 ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5724113

(24)【登録日】2015年4月10日

(45)【発行日】2015年5月27日

(54)【発明の名称】ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/01 20060101AFI20150507BHJP

   H04J 11/00 20060101ALI20150507BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/00 K

   H04J11/00 Z

【請求項の数】7

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2013-526983(P2013-526983)

(86)(22)【出願日】2010年12月30日

(65)【公表番号】特表2013-540384(P2013-540384A)

(43)【公表日】2013年10月31日

(86)【国際出願番号】KR2010009578

(87)【国際公開番号】WO2012030028

(87)【国際公開日】20120308

【審査請求日】2013年3月27日

(31)【優先権主張番号】10-2010-0086440

(32)【優先日】2010年9月3日

(33)【優先権主張国】KR

(73)【特許権者】

【識別番号】507136165

【氏名又は名称】株式会社イノワイアレス

【氏名又は名称原語表記】Ｉｎｎｏｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ

(74)【代理人】

【識別番号】100069981

【弁理士】

【氏名又は名称】吉田 精孝

(74)【代理人】

【識別番号】100087860

【弁理士】

【氏名又は名称】長内 行雄

(74)【代理人】

【識別番号】100166224

【弁理士】

【氏名又は名称】角田 成夫

(72)【発明者】

【氏名】チョン ジンソプ

(72)【発明者】

【氏名】ハ キョンミン

(72)【発明者】

【氏名】チ スンファン

(72)【発明者】

【氏名】リン ヨンフン

(72)【発明者】

【氏名】チャン ピョンカン

【審査官】 彦田 克文

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２００６／０９０４３８（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００８−０２８５１５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−２０６４４５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−０４５６２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−２８７０４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１０／００８０１１４（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／０１

Ｈ０４Ｊ １１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

送信端で副搬送波間隔Δｆの半分に当たるΔｆ／２分の周波数を移動させてＳＣ−ＦＤＭＡ送信をするＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端を構成するが、
フレーム同期獲得、周波数補正及びＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）除去を経て「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）に対してＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いてチャンネル係数（Ｈ’）を推定する線形補間チャンネル推定器と、
前記線形補間チャンネル推定器の出力であるチャンネル係数（Ｈ’）と前記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳを用いて理想的な「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ’＝Ｈ’Ｘ）を作った後、前記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引いてＩ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）を求める受信信号再生成及び除去器、並びに
前記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）の位相及びパワーが補正されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成した後、前記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引いてＩ／Ｑオフセットが除去された受信信号（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）を作るＩ／Ｑオフセット測定及び除去器とを含むＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置において、
前記線形補間チャンネル推定器は、チャンネル推定時にＩ／Ｑオフセットの影響を最小化させるために左右１／３程度の副搬送波は、前記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いて最小自乗法（Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ Ｍｅｔｈｏｄ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）によりチャンネルを推定する一方、残り１／３程度の副搬送波は、前記最小自乗法やＭＭＳＥにより推定された結果を用いた線形補間を通じてチャンネルを推定し、
前記Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器は、
前記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ）を副搬送波の個数でＩＤＦＴして得られた「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の平均を求めてＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを測定するＩ／Ｑオフセットパワー測定部と、
送信端での周波数に対して−Δｆ／２分移動した周波数を持ち且つサンプリング周波数及び時間長さが該当のＳＣ−ＦＤＭＡシステムと同一の理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波を作った後、その位相を前記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波に合わせる位相比較部、及び前記位相比較部を通じて位相が補正された理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）のパワーを前記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）のパワーに補正する大きさ比較部を備えたＩ／Ｑオフセット再生部と、
前記Ｉ／Ｑオフセット再生部で位相及びパワーが補正された前記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」をＤＦＴして周波数領域に変換して位相及びパワーが補正されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成した後、前記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引くことにより（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）、Ｉ／Ｑオフセットをとり除くＩ／Ｑオフセット除去部とを含む
ことを特徴とするＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置。

【請求項2】

前記Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器の後端に、前記線形補間チャンネル推定器、前記受信信号再生成及び除去器、並びに前記Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器とそれぞれ同一機能を行う線形補間チャンネル推定器、受信信号再生成及び除去器、並びにＩ／Ｑオフセット測定及び除去器をさらに備え、
２個の前記線形補間チャンネル推定器の中で後端の前記線形補間チャンネル推定器は、線形補間区間をＤＣ副搬送波近くの数個の副搬送波としてチャンネルを推定する
ことを特徴とする請求項１に記載のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置。

【請求項3】

前記ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ Ａｄｖａｎｃｅｄアップリンクシステムにおいて基地局の一部である
ことを特徴とする請求項１または２に記載のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置。

【請求項4】

送信端で副搬送波間隔Δｆの半分に当たるΔｆ／２分の周波数を移動させてＳＣ−ＦＤＭＡ送信をするＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去方法であって、
フレーム同期獲得、周波数補正及びＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）除去を経た受信信号をＤＦＴする（ａ）段階と、
前記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）に対してＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳを用いてチャンネル係数（Ｈ’）を推定する（ｂ）段階と、
前記（ｂ）段階で推定されたチャンネル係数（Ｈ’）と前記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いて理想的な「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ’＝Ｈ’Ｘ）を作った後、これを前記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引いてＩ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）を求める（ｃ）段階と、
前記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ）の位相及びパワーを補正したＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成する（ｄ）段階、及び
前記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）からパワーと位相が補正された前記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ’）を引いてＩ／Ｑオフセットが除去された受信信号（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）を作る（ｅ）段階とを含むＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去方法において、
前記（ｂ）段階は、Ｉ／Ｑオフセットの影響を最小化させるために左右１／３程度の副搬送波は、前記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いて最小自乗法（Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ Ｍｅｔｈｏｄ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）によりチャンネルを推定する一方、残り１／３程度の副搬送波は、前記最小自乗法やＭＭＳＥにより推定された結果を用いた線形補間を通じてチャンネルを推定し、
前記（ｄ）段階は、
前記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ）を副搬送波の個数でＩＤＦＴして得られた「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の平均を求めてＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを測定する（ｄ１）段階と、
送信端での周波数に対して−Δｆ／２分移動した周波数を持ち且つサンプリング周波数及び時間長さが該当のＳＣ−ＦＤＭＡシステムと同一の理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波を作った後、その位相を前記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波に合わせる（ｄ２）段階と、
前記（ｄ２）段階を通じて位相が補正された理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）のパワーを前記（ｄ１）段階で測定された「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）のパワーに補正する（ｄ３）段階とを含む
ことを特徴とするＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去方法。

【請求項5】

前記（ｅ）段階は、位相及びパワーが補正された前記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」をＤＦＴして周波数領域に変換して位相及びパワーが補正されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成した後に、前記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引くことにより（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）、Ｉ／Ｑオフセットをとり除く
ことを特徴とする請求項４に記載のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去方法。

【請求項6】

前記（ｅ）段階以後に、前記（ｂ）段階以下をもう一度行うが、
２回目行われる前記（ｂ）段階では、線形補間区間をＤＣ副搬送波近くの数個の副搬送波としてチャンネルを推定する
ことを特徴とする請求項４に記載のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去方法。

【請求項7】

前記ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ Ａｄｖａｎｃｅｄアップリンクシステムにおいて基地局の一部である
ことを特徴とする請求項４から６のいずれか一項に記載のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法に関し、特に３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ Ａｄｖａｎｃｅｄのアップリンクなどで使われるＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でＩ／Ｑオフセットを正確に測定してとり除くことにより、システムの性能を改善することができるようにしたＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法に関する。

【背景技術】

【0002】

よく知られているように、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）とは第３世代移動通信（３Ｇ）を「長期的に進化」させた技術という意味から名づけられたものであって、現在ワイブロエボリューションと共に第４世代移動通信技術の有力な候補の一つとして言われている。このようなＬＴＥは、第３世代移動通信無線標準化団体である３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ；第３世代パートナーシッププロジェクト）が２００８年１２月に定めた標準規格「リリース（Ｒｅｌｅａｓｅ）８」を基盤とするが、チャンネル帯域幅は１．４〜２０ＭＨｚであり、２０ＭＨｚ帯域幅を基準としてダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）の最大伝送速度は１００Ｍｂｐｓ、アップリンクの最大伝送速度は５０Ｍｂｐｓである。無線多重接続及び多重化方式はＯＦＤＭ（直交周波数分割）、高速パケットデータ伝送方式はＭＩＭＯ（多重入出力）を基盤とする。ＬＴＥ ＡｄｖａｎｃｅｄはこのようなＬＴＥの進化されたバージョンであるが、以下ではこれらを総称して「３ＧＰＰ ＬＴＥ」という。

【0003】

一方、ミキサーのｆｅｅｄ−ｔｈｒｏｕｇｈまたはＩ／Ｑ ＤＣオフセット（ｏｆｆｓｅｔ）によるキャリアリーケージ（ｃａｒｒｉｅｒ ｌｅａｋａｇｅ）、すなわちＩ／Ｑオフセットはシステムに干渉（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）で作用してシステム性能を劣化させることができるため、適宜除去されなければならない。

【0004】

ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、送信端でＤＣ（０番）副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）にデータを送らず、これによって受信端でＩ／Ｑオフセットによる効果がＤＣ副搬送波に現われてＩ／Ｑオフセットの測定及び除去が非常に容易である。

【0005】

一方、現在３ＧＰＰ ＬＴＥのアップリンク（Ｕｐｌｉｎｋ）では、従来ＯＦＤＭ技術の短所であった高いＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）を減らすために、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）技術を採択している。

【0006】

図１は、従来のアップリンクにおける３ＧＰＰ ＬＴＥの送／受信端の概略的な機能ブロック図であるところ、アップリンクで送信機は端末となり、受信機は基地局の一部となる。図１に示したように、従来のアップリンクで３ＧＰＰ ＬＴＥの送信機は、直／並列変換器（Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１０２、副搬送波マッピング（Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｍａｐｐｉｎｇ）モジュール１０６、Ｍ−ポイント（ｐｏｉｎｔ）ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）モジュール１０８、サイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ；ＣＰ）付加モジュール１１０、並／直列変換器（Ｐａｒａｌｌｅｌ ｔｏ Ｓｅｒｉａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１１２及びＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）／ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）モジュール１１４を含む。次はＯＦＤＭＡ送信機での信号処理過程である。先に、ビットストリーム（ｂｉｔ ｓｔｒｅａｍ）がデータシンボルシーケンス（ｄａｔａ ｓｙｍｂｏｌ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）に変調される。ビットストリームは媒体接続制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）階層から伝達されたデータブロックにチャンネル符号化（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｎｃｏｄｉｎｇ）、インターリビング（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）、スクランブリング（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）などのような多様な信号処理をして得ることができる。ビットストリームは符号語（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）として称されることもあり、ＭＡＣ階層から受けるデータブロックと等価である。次に、このような直列データシンボルシーケンスは、Ｎ個ずつ並列に変換される（１０２）。Ｎ個のデータシンボルは、全体Ｍ個の副搬送波の中から割り当てられたＮ個の副搬送波にマッピング（ｍａｐｐｉｎｇ）され、残ったＭ−Ｎ個の搬送波は０にパディングされる（１０６）。周波数領域にマッピングされたデータシンボルは、Ｍ−ポイントＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を通じて時間領域シーケンスに変換される（１０８）。その後、シンボル間干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＩＳＩ）と搬送波間干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＩＣＩ）を減らすために、上記時間領域シーケンスにサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ；ＣＰ）を加えてＯＦＤＭＡシンボルを生成する（１１０）。生成されたＯＦＤＭＡシンボルはまた並列から直列に変換される（１１２）。その後、ＯＦＤＭＡシンボルは、デジタル−対−アナログ変換、周波数上向変換などの過程を経て受信機に伝送される（１１４）。他の使用者には残ったＭ−Ｎ個の副搬送波の中から可用の副搬送波が割り当てられる。

【0007】

次に、ＯＦＤＭＡ受信機は、ＲＦ／ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）モジュール１１６、直／並列変換器１１８、サイクリックプレフィックス除去（Ｒｅｍｏｖｅ ＣＰ）モジュール１２０、Ｍ−ポイントＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）モジュール１２２、副搬送波ジマッピング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ）／等化（ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）モジュール１２４、並／直列変換器１２８及び検出（ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）モジュール１３０を含む。ＯＦＤＭＡ受信機の信号処理過程はＯＦＤＭＡ送信機の逆に構成される。

【0008】

一方、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信機は、ＯＦＤＭＡ送信機と比べて副搬送波マッピングモジュール１０６以前にＮ−ポイントＤＦＴモジュール１０４を更に含む。ＳＣ−ＦＤＭＡ送信機は、ＩＤＦＴ処理以前にＤＦＴを通じて複数のデータを周波数領域に拡散させることにより、送信信号のＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）をＯＦＤＭＡ方式に比べて大きく減らすことができる。ＳＣ−ＦＤＭＡ受信機はＯＦＤＭＡ受信機と比べて副搬送波ジマッピングモジュール１２４の以後にＮ−ポイントＩＤＦＴモジュール１２６を更に含む。ＳＣ−ＦＤＭＡ受信機の信号処理過程は、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信機の逆に構成される。

【0009】

しかし、３ＧＰＰ ＬＴＥのアップリンクの場合、ＯＦＤＭとは異なり、送信端でＤＣサブキャリアにデータを送る。こうした場合、受信端では送信端のＩ／Ｑオフセットによる効果がＤＣサブキャリア近くのデータを歪曲させて性能劣化を起こす。これを防止するために３ＧＰＰ ＬＴＥでは送信端で副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ；Δｆ）、例えば１５ｋＨｚの半分にあたるΔｆ／２分の周波数を移動させてＳＣ−ＦＤＭＡ送信をすることになる。

【0010】

図２は、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信端でΔｆ／２分の周波数移動された副搬送波を示した図である。図２に示したように、送信端でΔｆ／２分の周波数移動後、データを送ると、すべての副搬送波がΔｆ／２分移動され、Ｉ／Ｑオフセットは各副搬送波の中央に現われることになる。

【0011】

しかし、このようにΔｆ／２分の周波数移動された副搬送波らは周期性（Ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）をなくしてしまい、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により各副搬送波らのエネルギーがすべての周波数帯域に漏れる（ｌｅａｋａｇｅ）。そしてこのように漏れたエネルギーによりＩ／Ｑオフセットを含むすべての副搬送波らが互いに干渉を起こすことになり、これにより正確なＩ／Ｑオフセットを測定してとり除くことができないため、深刻な性能劣化を齎すことになる。

【発明の開示】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

本発明は、上述した問題点を解決するために案出されたものであって、３ＧＰＰ ＬＴＥのアップリンクで使われるＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でＩ／Ｑオフセットを正確に測定してとり除くことにより、システムの性能を改善できるようにしたＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0013】

本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置はＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端を構成するが、フレーム同期獲得、周波数補正及びＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）除去を経て「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）に対してＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いてチャンネルを推定する線形補間チャンネル推定器；上記線形補間チャンネル推定器の出力であるチャンネル係数（Ｈ’）と上記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳを用いて理想的な「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ’＝Ｈ’Ｘ）を作った後、上記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引いてＩ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）を求める受信信号再生成及び除去器、並びに上記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）の位相及びパワーが補正されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成した後、上記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引いてＩ／Ｑオフセットが除去された受信信号（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）を作るＩ／Ｑオフセット測定及び除去器とを含む。

【0014】

上述の構成で、上記線形補間チャンネル推定器は、チャンネル推定時、Ｉ／Ｑオフセットの影響を最小化させるために左右１／３程度の副搬送波は、上記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いて最小自乗法（Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ Ｍｅｔｈｏｄ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）によりチャンネルを推定する一方、残り１／３程度の副搬送波は、上記最小自乗法やＭＭＳＥにより推定された結果を用いた線形補間を通じてチャンネルを推定することを特徴とする。

【0015】

一方、上記Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器は、上記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ）を副搬送波の個数でＩＤＦＴして得られた「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の平均を求めてＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを測定するＩ／Ｑオフセットパワー測定部；理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波を作った後、その位相を上記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波に合わせる位相比較部と、上記位相比較部を通じて位相が補正された理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）のパワーを上記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）のパワーに補正する大きさ比較部を備えたＩ／Ｑオフセット再生部、及び上記Ｉ／Ｑオフセット再生部で位相及びパワーが補正された上記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」をＤＦＴして周波数領域に変換して位相及びパワーが補正されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成した後、上記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引くことにより（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）、Ｉ／Ｑオフセットをとり除くＩ／Ｑオフセット除去部とを含むことを特徴とする。

【0016】

また、上記Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器の後端に、上記線形補間チャンネル推定器、上記受信信号再生成及び除去器、並びに上記Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器とそれぞれ同様な機能を行う線形補間チャンネル推定器、受信信号再生成及び除去器、並びにＩ／Ｑオフセット測定及び除去器を更に備え、２個の上記線形補間チャンネル推定器の中で後端の上記線形補間チャンネル推定器は、線形補間区間をＤＣ副搬送波近くの数個の副搬送波としてチャンネルを推定することができる。

【0017】

上記ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ Ａｄｖａｎｃｅｄアップリンクシステムにおいて基地局の一部であることができる。

【0018】

本発明の他の特徴によるＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去方法は、フレーム同期獲得、周波数補正及びＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）除去を経た受信信号をＤＦＴする（ａ）段階；上記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）に対してＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳを用いてチャンネル係数（Ｈ’）を推定する（ｂ）段階；上記（ｂ）段階で推定されたチャンネル係数（Ｈ’）と上記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いて理想的な「ＤＦＴされた受信信号（Ｙ’＝Ｈ’Ｘ）を作った後、これを上記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引いてＩ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）を求める（ｃ）段階；上記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ）の位相及びパワーを補正したＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成する（ｄ）段階、及び上記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）でパワーと位相が補正された上記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ’）を引いてＩ／Ｑオフセットが除去された受信信号（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）を作る（ｅ）段階とを含む。

【0019】

上述の構成で、上記（ｂ）段階は、Ｉ／Ｑオフセットの影響を最小化させるために左右１／３程度の副搬送波は、上記Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いて最小自乗法（Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ Ｍｅｔｈｏｄ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）によりチャンネルを推定する一方、残りの１／３程度の副搬送波は、上記最小自乗法やＭＭＳＥにより推定された結果を用いて線形補間を通じてチャンネルを推定することを特徴とする。

【0020】

上記（ｄ）段階は、上記Ｉ／Ｑオフセット（Ｄ）を副搬送波の個数でＩＤＦＴして得られた「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の平均を求めてＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを測定する（ｄ１）段階；理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波を作った後、その位相を上記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波に合わせる（ｄ２）段階、及び上記（ｄ２）を通じて位相が補正された理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）のパワーを上記（ｄ１）段階で測定された「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）のパワーに補正する（ｄ３）段階とを含むことを特徴とする。

【0021】

上記（ｅ）段階は、位相及びパワーが補正された上記「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」をＤＦＴして周波数領域に変換して位相及びパワーが補正されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成した後、上記「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引くことにより（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）Ｉ／Ｑオフセットをとり除くことを特徴とする。

【0022】

上記（ｅ）段階以後に、上記（ｂ）段階以下をもう一度行うが、２回目行う上記（ｂ）段階では線形補間区間をＤＣ副搬送波近くの数個の副搬送波としてチャンネルを推定することができる。

【0023】

上記ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ Ａｄｖａｎｃｅｄアップリンクシステムにおいて基地局の一部であることを特徴とする。

【発明の効果】

【0024】

本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法によれば、３ＧＰＰ ＬＴＥのアップリンクで使われるＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でＩ／Ｑオフセットを正確に測定してとり除くことで、システムの性能を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】従来のアップリンクで３ＧＰＰ ＬＴＥの送／受信端の概略的な機能ブロック図である。

【図2】ＳＣ−ＦＤＭＡ送信端でΔｆ／２分の周波数移動された副搬送波を示した図である。

【図3】本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット測定装置の機能ブロック図である。

【図4】本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット測定方法を説明するためのフローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0026】

以下、添付の図面を参照して本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法に対して詳細に説明する。

【0027】

図３は、本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット測定装置の機能ブロック図であり、ハードウェアやソフトウェアまたはこれらが複合された構成で具現でき、図１においてＭ−ポイントＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）モジュール１２２と副搬送波ジマッピング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ）／等化（ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）モジュール１２４との間に位置することができる。

【0028】

一方、図１には示さないが、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端、特に３ＧＰＰ ＬＴＥアップリンクの受信端では、先にＬＴＥアップリンクフレームの同期を獲得し、送信端でΔｆ／２分移動された周波数を元々の周波数に移動させるため、−Δｆ／２分周波数移動して送／受信端間の周波数誤差を補正する。

【0029】

次に、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）をとり除いてＤＦＴを行う。このように「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）では、周波数オフセット補正器２１０でΔｆ／２復元及び送／受信端間の周波数誤差が補正されて副搬送波間の干渉がなくなる。しかし送信端のＩ／Ｑオフセットが−１番の副搬送波とＤＣ副搬送波との間に位置するため、Ｉ／Ｑオフセットを有する受信信号をＤＦＴすれば、すべての副搬送波帯域にエネルギー漏れが発生され、副搬送波間に干渉を起こさせる。これを防止するために「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）は、本発明のＩ／Ｑオフセット補正装置を通るが、Ｉ／Ｑオフセット補正装置は、図３に示したように、線形補間チャンネル推定器２３１、受信信号再生成及び除去器（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅ−ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ及びＣａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）２３２及びＩ／Ｑオフセット測定及び除去器２３３を含んでなることができる。

【0030】

上述の構成における線形補間チャンネル推定器２３１は、受信端で既に知っているＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌ）を用いて最も簡単なチャンネル推定方式である最小自乗法（Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ Ｍｅｔｈｏｄ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）によりチャンネルを推定することになる。ところが、Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）を用いたチャンネル推定時、すべての副搬送波ら（特に、ＤＣ副搬送波近くの副搬送波ら）がＩ／Ｑオフセットの影響を受けて正確なチャンネル推定が難しくなる。よって、チャンネル推定時にＩ／Ｑオフセットの影響を最小化させるために、Ｍ個の副搬送波の中で左右１／３程度の副搬送波は最小自乗法やＭＭＳＥによりチャンネル推定をする一方、残り１／３程度の副搬送波は最小自乗法やＭＭＳＥにより推定された結果を用いた線形補間を通じてチャンネル推定をすることになる。

【0031】

線形補間チャンネル推定器２３１の出力であるチャンネル係数（Ｈ’）と「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）は、受信信号再生成及び除去器２３２に入力される。受信信号再生成及び除去器２３２では、線形補間チャンネル推定器２３１から入力されたチャンネル係数（Ｈ’）と、既に知っているＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳを用いて理想的な「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ’＝Ｈ’Ｘ）が作られる。このように理想的な「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ’＝Ｈ’Ｘ）を作った後、「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引くとＩ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）のみが残る。

【0032】

受信信号再生成及び除去器２３２の出力であるＩ／Ｑオフセット（Ｄ）は、Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器２３３に入力され、このようなＩ／Ｑオフセット測定及び除去器２３３は、さらにＩ／Ｑオフセットパワー測定部２３３ａ、Ｉ／Ｑオフセット再生部２３３ｂ及びＩ／Ｑオフセット除去部２３３ｃとに大別されることができる。

【0033】

Ｉ／Ｑオフセットパワー測定部２３３ａは、入力されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを測定するための構成であって、入力されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ）を副搬送波の個数でＩＤＦＴする。ところが「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）は、線形補間チャンネル推定器２３１で推定されたチャンネル係数（Ｈ’）の雑音及び線形補間による誤差のため、雑音が混じった半周期（Ｈａｌｆ Ｐｅｒｉｏｄｉｃ）の複素正弦波模様が現れ、この複素正弦波の平均パワーが受信されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーとなる。Ｉ／Ｑオフセット再生部２３３ｂは、雑音及びチャンネル推定誤差のないＩ／Ｑオフセットを作るための構成であって、また位相比較部及び大きさ比較部で構成される。

【0034】

まず、上記位相比較部は、送信端での周波数に対して−Δｆ／２分移動した周波数を持ち且つサンプリング周波数及び時間長さが該当のＳＣ−ＦＤＭＡシステムと同一の理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波を作り、またこの理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波の初期位相を「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波の位相と同一に合わせるために二つの信号間の位相差を測定した後、理想的な複素正弦波の位相を「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波に合わせる。また、本発明の説明で「理想的なＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」という意味は、−Δｆ／２分の周波数が移動されたＤＣオフセット成分のことをいう。

【0035】

次に、上記大きさ比較部は、上記位相比較部を通じて位相が補正された理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）のパワーとＩ／Ｑオフセットパワー測定部２３３ａから測定した「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）のパワーとの比を計算して理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）の複素正弦波の大きさを「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット（Ｄ_Time）の複素正弦波の大きさに合わせる。これにより、雑音及びチャンネル推定誤差のない時間領域での理想的なＩ／Ｑオフセットが作られる。

【0036】

一方、受信信号がＭ−ポイントＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）モジュール１２２を通じて周波数領域に変換されたため、Ｉ／Ｑオフセットも周波数領域で除去されなければならず、このために、先立って生成された理想的なＩ／Ｑオフセットは、ＤＦＴされて周波数領域に変換（Ｄ’）され、以後、Ｉ／Ｑオフセット除去部２３３ｃで「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から理想的な「ＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ’）を引くことにより（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）で比較的正確にＩ／Ｑオフセットをとり除くことができる。

【0037】

しかし、線形補間チャンネル推定器２３１を通じるチャンネル推定に誤差があるため、Ｉ／Ｑオフセットがとても小さい場合は、正確なＩ／Ｑオフセットの測定及び除去が難しく、この場合にＩ／Ｑオフセットの測定性能を高めるためにＩ／Ｑオフセット測定及び除去器２３３の後端に、線形補間チャンネル推定器２３４、受信信号再生成及び除去器２３５、並びにＩ／Ｑオフセット測定及び除去器２３６とが追加されることができるが、その機能は線形補間チャンネル推定器２３１、受信信号再生成及び除去器２３２、並びにＩ／Ｑオフセット測定及び除去器２３３と同一である。

【0038】

このような構成において、Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器２３３の出力であるＩ／Ｑオフセットが除去された受信信号（Ｙ_NoDC）を線形補間チャンネル推定器２３４に入力する。この入力信号は、以前の線形補間チャンネル推定器２３１の入力信号と異なり、Ｉ／Ｑオフセットがほぼ除去された信号であるため、チャンネル推定時にＩ／Ｑオフセットの影響が非常に小さいので、線形補間区間を既存の副搬送波の１／３程度からＤＣ副搬送波近くのいくつか、例えば、数個の副搬送波に減らすことができる。よって、線形補間によるチャンネル推定誤差をかなり改善することができる。線形補間チャンネル推定器２３４を通じて出力された信号が、また受信信号再生成及び除去器２３５とＩ／Ｑオフセット測定及び除去器２３６を経ることにより、Ｉ／Ｑオフセットが正確に測定及び除去された信号が得られる。

【0039】

図４は、本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット測定方法を説明するためのフローチャートである。図４に示したように、まず、段階Ｓ１０では、フレーム同期が獲得されたＳＣ−ＦＤＭＡ信号が入力される。次に、段階Ｓ２０では、このように入力されたＳＣ−ＦＤＭＡ信号を、Δｆ／２復元及び送／受信端間の周波数誤差を補正することにより、副搬送波間の干渉をとり除く。

【0040】

段階Ｓ３０では、段階Ｓ２０で周波数補正されたＳＣ−ＦＤＭＡ信号をＤＦＴし、段階Ｓ４０では、このように「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）をＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）であるＤＭＲＳと線形補間技法を用いてチャンネル係数（Ｈ’）を推定する。

【0041】

段階Ｓ５０では、段階Ｓ４０で推定されたチャンネル係数（Ｈ’）とＴｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ（Ｘ）を用いて理想的な「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ’＝Ｈ’Ｘ）を作った後、これを「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）から引いてＩ／Ｑオフセット（Ｄ＝Ｙ−Ｙ’）を求める。

【0042】

段階Ｓ６０では、段階Ｓ５０で求められたＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを測定し、また段階Ｓ７０では、段階Ｓ６０で測定されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを用いて雑音及びチャンネル推定誤差のない理想的なＩ／Ｑオフセット（Ｄ’）を生成する。

【0043】

段階Ｓ６０及び段階Ｓ７０をより具体的に説明すると、段階Ｓ６０では、まずＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーを測定するためにＩ／Ｑオフセット（Ｄ）を副搬送波の個数でＩＤＦＴする。しかしながら、「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）は、段階Ｓ４０で推定されたチャンネル係数（Ｈ’）の雑音及び線形補間による誤差のため、雑音が混じった半周期（Ｈａｌｆ Ｐｅｒｉｏｄｉｃ）の複素正弦波模様を現わすことになり、この複素正弦波の平均パワーが受信されたＩ／Ｑオフセット（Ｄ）のパワーになる。

【0044】

次に、段階Ｓ７０では、−Δｆ／２周波数を持ってサンプリング周波数及び時間長さが該当のＳＣ−ＦＤＭＡシステムと同一の理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波を作り、またこの理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波の初期位相が「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波の位相と同じように合わせるために、二つの信号間の位相差を測定した後、理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）による複素正弦波の位相を「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）の複素正弦波に合わせる。

【0045】

次に、このように位相が補正された理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）のパワーと段階Ｓ６０で測定された「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_Time）のパワーとの比を計算して理想的な「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ_IdealTime）の複素正弦波の大きさを「ＩＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット（Ｄ_Time）の複素正弦波の大きさに合わせる。このようにすると、雑音及びチャンネル推定誤差のない理想的なＩ／Ｑオフセットが作られる。

【0046】

次に、段階Ｓ８０では、段階Ｓ７０で生成された理想的なＩ／ＱオフセットをＤＦＴして周波数領域に変換（Ｄ’）し、後に「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）で理想的な「ＤＦＴされたＩ／Ｑオフセット」（Ｄ’）を引くことにより（Ｙ_NoDC＝Ｙ−Ｄ’）「ＤＦＴされた受信信号」（Ｙ）で比較的正確にＩ／Ｑオフセットをとり除くことができる。

【0047】

一方、段階Ｓ４０でのチャンネル推定に誤差があるため、Ｉ／Ｑオフセットがとても小さい場合は、正確なＩ／Ｑオフセットの測定及び除去が難しく、この場合にＩ／Ｑオフセットの測定性能を高めるために段階Ｓ４０以下をもう一度行うことが望ましい。しかしながら、段階Ｓ８０で得られたＩ／Ｑオフセットが除去された受信信号（Ｙ_NoDC）は既にＩ／Ｑオフセットがほぼ除去された信号であるため、チャンネル推定時にＩ／Ｑオフセットの影響が非常に小さいので、段階Ｓ４０のチャンネル係数推定時、線形補間区間を既存の副搬送波の１／３程度からＤＣ副搬送波近くのいくつか、例えば数個の副搬送波に減らすことができる。したがって線形補間によるチャンネル推定誤差をかなり改善することができる。

【0048】

以上で説明したような本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端でのＩ／Ｑオフセット除去装置及び方法は、前述した実施例に限らず、本発明の技術思想が許容する範囲内で多様に変形して実施することができる。本発明のＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのアップリンクに適用されることができ、この場合に受信端は基地局装備の一部となるはずである。

【符号の説明】

【0049】

２３１、２３４：線形補間チャンネル推定器
２３２、２３５：受信信号再生成及び除去器
２３３、２３６：Ｉ／Ｑオフセット測定及び除去器
２３３ａ：Ｉ／Ｑオフセットパワー測定部
２３３ｂ：Ｉ／Ｑオフセット再生部
２３３ｃ：Ｉ／Ｑオフセット除去部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】