特許 5772278 スイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5772278

(24)【登録日】2015年7月10日

(45)【発行日】2015年9月2日

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20150813BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 X

   H02M3/28 B

【請求項の数】2

【全頁数】10

(21)【出願番号】特願2011-138401(P2011-138401)

(22)【出願日】2011年6月22日

(65)【公開番号】特開2013-9451(P2013-9451A)

(43)【公開日】2013年1月10日

【審査請求日】2014年5月20日

(73)【特許権者】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100100712

【弁理士】

【氏名又は名称】岩▲崎▼ 幸邦

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100101247

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 俊一

(74)【代理人】

【識別番号】100098327

【弁理士】

【氏名又は名称】高松 俊雄

(72)【発明者】

【氏名】小池 憲吾

【審査官】 神山 貴行

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００２−３１５３３０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−０３５２９９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２４４１２１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００９／０２９６４３７（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／００〜３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子を有し、前記トランスの１次側に電圧が入力された場合に制御回路が前記スイッチング素子をオン／オフ制御することにより前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流平滑して負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
前記制御回路に電力を供給するコンデンサと、
前記制御回路を起動させる場合及び前記スイッチング素子がオフの場合に、前記コンデンサに電流を供給する起動回路と、
前記スイッチング素子の主電極電圧がボトムになったことを検出するボトム検出回路とを備え、
前記起動回路は、前記ボトム検出回路がボトムを検出したとき、前記ボトム検出回路からの信号に応じてワンショットパルス信号を出力するワンショットパルス回路を備え、
前記ワンショットパルス回路は、前記コンデンサの充電電圧に反比例した時間のパルス信号を出力して、前記パルス信号の時間幅に応じて、前記起動回路から前記コンデンサに電流を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項2】

前記コンデンサにより前記制御回路に供給された電圧値が所定電圧値以下であるか否かを判定する判定回路を備え、
前記起動回路は、前記ボトム検出回路がボトムを検出し且つ前記判定回路により前記制御回路に供給された電圧値が所定電圧値以下であると判定された場合に、前記コンデンサに電流を供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、起動回路を改良して安価で待機時に低消費電力を実現できるスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

図６は、従来のフライバック型のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図７は、制御部５０a内部の構成を示す回路図である。図８は、起動回路５７内部の構成を示す回路図である。図６〜図８を参照してスイツチング電源装置の動作を説明する。

【0003】

まず、交流電源１により出力された正弦波電圧は、ブリッジ整流器２で整流され、コンデンサ３を通して、トランス４の１次巻線Ｐを介してスイッチング素子５のＤｒａｉｎ端子に出力される。一方、制御部５０ａ内の起動回路５７は、スイッチ８１がオンであるため、Ｖｃｃ端子の電圧が１６．５Ｖを超えるまで定電流源８０により電流を補助電源回路のバックアップコンデンサ１２に供給して充電する。Ｖｃｃ端子の電圧が１６．５Ｖを超え、内部電源５１が動作を開始して制御部５０aに電力の供給を開始すると、起動回路５７は、スイッチ８１をオフして起動電流の供給を停止する。

【0004】

Ｖｃｃ端子の電圧が１６．５Ｖを超えて制御部５０aの動作が開始すると、スイッチング素子５は、スイッチング動作を開始する。このため、トランス４の各巻線にエネルギが供給されるようになり、２次巻線Ｓ及び補助巻線Ｄに電流が流れる。

【0005】

２次巻線Ｓに流れる電流は、整流用のダイオード６と出力コンデンサ７とにより整流平滑され直流電力となり、Ｖｏｕｔから外部の負荷に対して出力される。

【0006】

スイッチング素子５のスイッチング動作が繰り返されることで、Ｖｏｕｔの出力電圧が徐々に上昇し、エラーアンプ８で設定された基準電圧に達すると、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が増加する。すると、フォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が増加するため、抵抗６０ａの電圧降下により、ＦＢ端子の電圧が低下する。これにより制御部５０aは、スイッチング素子５を制御してＶｏｕｔの出力電圧を安定化させる。スイッチング素子５のスイッチング動作を停止している期間において、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、抵抗６０ａからの電流がコンデンサ１０を充電することにより増加する。

【0007】

補助巻線Ｄに流れる電流は、ダイオード１１とバックアップコンデンサ１２とにより整流平滑されて、制御部５０aの補助電源として活用され、Ｖｃｃ端子に電力を供給する。上述したように、Ｖｃｃ端子が一度起動電圧（１６．５Ｖ）に達すると、起動回路５７内のスイッチ８１はオフとなるため、起動後のＶｃｃ端子に対する電力供給は、この補助電源回路により行われる。補助巻線Ｄの極性は、２次巻線Ｓと同一であるため、Ｖｃｃの電圧はＶｏｕｔの出力電圧に比例する。

【0008】

Ｖｏｕｔに接続された負荷が軽負荷になると、エラーアンプ８で設定された基準電圧に対するＶｏｕｔ電圧の誤差に応じて、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が増加する。すると、フォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が増加するため、抵抗６０ａの電圧降下により、ＦＢ端子の電圧は低下する。これにより、制御部５０aは、フリップフロップ５６がリセットされ、アンド回路６５、インバータ６７、バッファ６８，６９、スイッチング素子７０，７１を介してスイッチング素子５のオン／オフ制御する。さらに軽負荷になると、ＢＳＴコンパレータ５５によりオア回路６４にＨレベルを出力してスイッチング素子５のオン／オフ制御を停止あるいはオフデューティ時間を増大させ、即ち間欠制御させる。

【0009】

ＦＢ端子の電圧が低下してスイッチング素子５の発振が停止する間は、フォトカプラ９ａのフォトダイオードに流れる電流が減少し、それに伴いフォトカプラ９ｂのフォトトランジスタに流れる電流が減少する。これにより、抵抗６０ａからコンデンサ１０が充電され、ＦＢ端子の電圧は上昇する。スイッチング電源装置は、以上の動作を繰り返し、軽負荷時にはスイッチング素子のオフ時間を長くする間欠制御によって電圧を制御する。ここで、トランス４の補助巻線Ｄは、スイッチング素子５の動作時にバックアップコンデンサ１２を充電してＶｃｃ電圧を上昇させる。

【0010】

しかしながら、スイッチング素子５の制御停止時には、バックアップコンデンサ１２が放電されるため、Ｖｃｃ電圧は低下する。このため、従来技術では、負荷が軽負荷で且つスイッチング素子５がオフの場合に、ＢＳＴコンパレータ５５によりＨレベルの信号が出力され、Ｈレベルの信号を出力してスイッチ８１をオンさせる。起動回路５７からバックアップコンデンサ１２に電流を供給して充電し、Ｖｃｃ端子電圧を上昇させることで、軽負荷時の制御部５０aの電源電圧を安定に確保していた。

【0011】

一方、社会的背景として近年のエコ意識の高まりから、リモコン待機時の消費電力削減が急務となっている。

【0012】

なお、特許文献１は、間欠発振時に起動回路を通して制御回路に電流を供給することにより制御回路が動作停止にならないようにしていた。これは、スタンバイ等の軽負荷時には、結合の悪い補助巻線電圧が低下しやすくなり、また、スタンバイ時に間欠発振を行うので、発振が停止している間にＶＣＣ巻線電圧が低下してしまうことで、制御回路が動作停止してしまう対策を行うものである。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0013】

【特許文献1】特開２０１０−３５２９９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0014】

しかしながら、特許文献１では、スイッチング素子５のドレインから制御回路の電源を得るため、消費電力が増大してしまう問題があった。これは、制御回路の電流は数百μＡと小さいものの、ドレイン電圧が高いため、無視できない損失となってしまう。また、従来技術では、トランス４に補助巻線Ｄを設けているため、トランスが高価で大型化してしまう。

【0015】

本発明は、補助巻線を設けずに、損失を大幅に減らすことができるスイッチング電源装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0016】

前記課題を解決するために、本発明は、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子を有し、前記トランスの１次側に電圧が入力された場合に制御回路が前記スイッチング素子をオン／オフ制御することにより前記トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流平滑して負荷に出力するスイッチング電源装置であって、前記制御回路に電力を供給するコンデンサと、前記制御回路を起動させる場合及び前記スイッチング素子がオフの場合に、前記コンデンサに電流を供給する起動回路と、前記スイッチング素子の主電極電圧がボトムになったことを検出するボトム検出回路とを備え、前記起動回路は、前記ボトム検出回路がボトムを検出したとき、前記ボトム検出回路からの信号に応じてワンショットパルス信号を出力するワンショットパルス回路を備え、前記ワンショットパルス回路は、前記コンデンサの充電電圧に反比例した時間のパルス信号を出力して、前記パルス信号の時間幅に応じて、前記起動回路から前記コンデンサに電流を供給することを特徴とする。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、スイッチング素子がオフし且つボトム検出回路によりスイッチング素子の主電極電圧がボトムになったことを検出すると、ワンショットパルス回路は、ボトム検出回路からの信号に応じてワンショットパルス信号を出力し、コンデンサの充電電圧に反比例した時間のパルス信号を出力して、パルス信号の時間幅に応じて、起動回路からコンデンサに電流を供給するので、コンデンサが充電される。これにより、スイッチング素子がオフした時のドレイン電圧が自由振動の低い時だけＶｃｃラインを充電できるので、補助巻線を設けずに従来回路よりも損失を大幅に減らすことができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の制御回路の構成を示す回路図である。

【図2】実施例１に係るスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。

【図3】本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の制御回路の主要部の構成を示す回路図である。

【図4】本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置内の制御回路内のワンショットパルス回路の構成を示す回路図である。

【図5】本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置のワンショットパルス回路の電源電圧とワンショットパルス幅との関係を示す図である。

【図6】従来のフライバック型のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

【図7】従来のスイッチング電源装置内の制御回路内部の構成を示す回路図である。

【図8】従来のスイッチング電源装置内の起動回路内部の構成を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

【0020】

（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の制御回路の構成を示す回路図である。図１に示す制御回路とダイオード１１、巻線Ｄによる従来の制御回路電源以外の構成は、図６に示す従来の回路と同一であるので、ここでは、図１に示す制御回路の構成を説明する。

【0021】

まず、起動回路５７は、定電流源回路８０とスイッチ８１ａとから構成される。定電流源回路８０は、高圧スイッチ８２、抵抗８３，８５、トランジスタ８４、ダイオード８６、コンパレータ５４とから構成される。

【0022】

制御回路５０のＶｃｃ端子は、起動回路５７とＳｔａｒｔＵＰ端子を通してスイッチング素子５のドレイン端子から入力する。

【0023】

制御部５０は、従来技術の制御部５０aからオア回路５３を削除し、コンパレータ２０と基準電圧２５とコンデンサ２６，２７とダイオード２８とＤＣバイアス回路２９とからなるボトム検出回路、及び、アンド回路２１、インバータ２２、1ショットトリガ回路２３、オア回路２４をさらに設けている。

【0024】

ボトム検出回路は、スイッチング素子５のオフ期間に生じるドレイン電圧の自由振動のボトム点を検出するもので、コンパレータ２０の非反転入力端子にコンデンサ２６，２７の一方の端子と、ダイオード２８のカソードと、ＤＣバイアス回路２９に接続されＤＣバイアス回路２９からの直流電圧が重畳されている。ＤＣバイアス回路２９は、直流電源３０と、直流電源３０の両端に接続された抵抗３１と抵抗３２との直列回路とで構成される。

【0025】

コンデンサ２７の他端とダイオード２８のアノードと直流電源３０の負極と抵抗３２の一端とはグランドＧＮＤに接続されている。

【0026】

コンデンサ２６の他端は制御回路５０のＳｔａｒｔＵＰ端子に接続され、ＳｔａｒｔＵＰ端子はスイッチング素子５のドレイン端子に接続されている。

【0027】

コンパレータ２０の反転入力端子には基準電圧２５の正極が接続され、基準電圧２５の負極はグランドＧＮＤに接続されている。

【0028】

コンパレータ２０の出力端子はオア回路２４の一方の入力端子に接続され、オア回路２４の他方の入力端子には、アンド回路６５の出力端子に接続されている。オア回路２４の出力端子は、１ショットトリガ回路２３とインバータ２２を介してアンド回路２１の一方の入力端子に接続されている。アンド回路２１の他方の入力端子には、コンパレータ５４の出力端子が接続されている。アンド回路２１の出力端子は、スイッチ８１ａのゲート端子に接続され、スイッチ８１ａのドレイン端子は定電流源回路８０のオンオフ制御端子に接続されている。

【0029】

図２は、実施例１に係るスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。図２において、スイッチング素子５のドレイン−ソース間の電圧波形をＶｄｓ、コンパレータ２０の非反転入力端子電圧（コンパレータ入力（＋））、コンパレータ５５の出力端子電圧（コンパレータ出力）、１ショットトリガ回路２３の出力であるボトム信号、及びスイッチング素子５のゲート駆動信号であるドライブ信号を示す。

【0030】

図２において、コンパレータ２０のコンパレータ入力（＋）は、スイッチング素子５のドレイン−ソース間電圧波形Ｖｄｓと相関しかつ電圧波形Ｖｄｓに対して位相が進んだ波形になっている。このコンパレータ入力（＋）の電圧は、制御部５０のＳｔａｒｔＵＰ端子を介してスイッチング素子５のドレイン端子に接続されているコンデンサ２６を介してコンデンサ２６の微分電流を抵抗３１と抵抗３２に流すことで電圧に変換し、かつ、ＤＣバイアス回路２９からの直流電圧バイアスを重畳させることで得られる。なお、コンデンサ２７は、ノイズ成分を取り除くフィルターとして接続している。

【0031】

コンパレータ２０は、コンパレータ入力（＋）の電圧と反転入力端子に接続された基準電圧２５（図２のＶｒｅｆ）とを比較する。時刻ｔ１において、スイッチング素子５のドレイン−ソース間の電圧波形Ｖｄｓがボトムになると、コンパレータ２０の出力からＨレベルの信号が出力される。

【0032】

１ショットトリガ回路２３は、コンパレータ２０の出力信号の立ち上がりエッジのタイミングで、所定のパルス幅の信号、即ち、ボトム信号をインバータ２２に出力する。インバータ２２は、ボトム信号を反転させてアンド回路２１に出力する。

【0033】

ここで、アンド回路２１の出力がＨレベルであるとき、スイッチ８１ａをオンさせて定電流源回路８０をオフ状態にしている。従って、アンド回路２１の出力がＬレベルである場合には、スイッチ８１ａはオフして定電流源回路８０がオンし、定電流源回路８０、Ｖｃｃ端子を介してバックアップコンデンサ１２へ充電が行われる。

【0034】

このように、実施例１のスイッチング電源装置によれば、制御回路５０は、スイッチング素子５がオフし、スイッチング素子５のドレイン電圧のボトム点近傍のみ、一定時間だけ起動回路５７のスイッチ８１ａをオフして、Ｖｃｃ端子に接続されたバックアップコンデンサ１２を充電し、それ以外の時はバックアップコンデンサ１２の電圧でＶｃｃ電圧を持たせる。

【0035】

これにより、スイッチング素子５がオフしたとき、スイッチング素子５のドレイン電圧が自由振動の低いボトムになった時だけ、Ｖｃｃラインを充電できるので、補助巻線Ｄを設けずに従来回路よりも起動回路の損失を大幅に減らすことができる。

【0036】

一方、国内で一般消費者向けに販売されている中大型ＬＣＤ−ＴＶは、画面ＯＦＦ待機（リモコン待機）電力時に０．１Ｗ以下が一般的である。この限度値には、リモコン待機するためのマイコン電力等が含まれており、これがない場合のスイッチング電源としての無負荷時消費電力はさらに低く０．０２Ｗ〜０．０５Ｗ以下に抑える必要がある。なお、この限度値は、エコロジー政策の推進や消費者エコ意識の高まりから、さらに下がることが予想される。

【0037】

これに対して、実施例１の消費電力低減効果は、以下の通りである。例えば、補助巻線Ｄを設けずに起動回路５７から全てのコントローラＩＣを供給する場合には、スイッチング電源用の制御回路５０に供給される電圧（ＶＣＣ）を１５Ｖ、スイッチング電源用の制御回路５０の消費電流が３００μＡ程度とすると、この電流を起動回路５７から供給することになる。図２から、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは一番高い電圧で約５６０Ｖ、一番低い電圧（ボトム）で１００Ｖ程度となるので、ボトム電圧を用いることで電圧Ｖｄｓを約１／６に低減することができる。

【0038】

従来回路の起動回路の損失は、最悪条件として、（５６０−１５）Ｖ×３００μＡ＝０．１６３５Ｗとなる。実施例１の起動回路の損失は、電圧がドレイン電圧のボトム部分であるので、（１００−１５）Ｖ×３００μＡ＝０．０２５５Ｗとなる。従って、実施例１のスイッチング電源装置によれば、市場要求のリモコン低待機電力を達成することができる。

【0039】

（実施例２）
図３は、本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の制御回路の主要部の構成を示す回路図である。図３に示す制御回路は、図１に示す制御回路５０に、さらに、オア回路３４、コンパレータ３５とを設けたことを特徴とする。コンパレータ３５は、非反転入力端子がダイオード８６のカソードとコンパレータ５４の非反転入力端子とに接続され、反転入力端子が基準電圧３６に接続され、出力端子がオア回路３４の一方の入力端子に接続される。

【0040】

オア回路３４は、コンパレータ３５の出力とインバータ２２の出力との論理和をアンド回路２１に出力する。

【0041】

このような構成の実施例２のスイッチング電源装置によれば、１６．５Ｖ／１０Ｖのコンパレータ５４により電源起動させる。電源起動時には、ボトムオン信号が入力されて来ないので、ボトムオン信号に関係無しに高圧スイッチ８２をオンさせてＶｃｃ端子を１６．５Ｖまで充電させる。

【0042】

その後、コンパレータ５４の基準電圧は、１０Ｖに切り替わり、Power-Good信号が出て発振動作を開始させて通常動作となり電圧波形Ｖｄｓの振幅が大きくなり、図１に示すボトム検出回路により、ボトムオン信号が検出できるようになる。同時にトランス４の２次側に既定の負荷電力が供給されて、通常動作となる。
この時、コンパレータ３５の非反転入力端子に印加されるＶｃｃ電圧が基準電圧３６（例えば１２Ｖ）以上である場合には、コンパレータ３５は、Ｈレベルをオア回路３４に出力するので、スイッチ８１ａがオンして、起動回路５７が停止される。

【0043】

一方、Ｖｃｃ電圧が基準電圧３６（１２Ｖ）以下になり、且つボトムオン信号がインバータ２２から入力されて来た時には、オア回路３４の出力は、Ｌレベルとなるので、スイッチ８１ａがオフして、起動回路５７がオンされる。このため、Ｖｃｃ端子が充電される。この充電によりＶｃｃ端子が１２Ｖ以上充電された場合には、起動回路５７をオフする。
これにより、通常動作時は、起動回路５７をボトムオン動作させながら、Ｖｃｃ端子は約１２Ｖ程度に維持される。

【0044】

このように、通常動作時と間欠動作時に、Ｖｃｃ端子電圧に、適切な電圧がボトムオン信号により低損失で供給することができる。

【0045】

また、制御回路５０は、Ｖｃｃ端子の電圧を監視して、Ｖｃｃ端子の電圧が基準電圧以上である場合には、バックアップコンデンサ１２への充電を停止させるので、必要以上にバックアップコンデンサ１２へ充電することがなくなり、高効率を図ることができる。さらに、Ｖｃｃ端子に高い電圧が充電されないので、素子の破壊や回路電流増大を回避できる。

【0046】

また、電源がオフした時には、スイッチング素子５のドレイン端子電圧が０Ｖまで下がるので、Ｖｃｃ端子への充電ができなくなり、コンパレータによりＶｃｃ端子が１０Ｖ以下になると安全に動作停止する。

【0047】

（実施例３）
図４は、本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置内の制御回路のワンショットパルス回路の構成を示す回路図である。図１に示す実施例１のワンショットトリガ回路２３に代えて、図４に示す実施例３は、ワンショットパルス回路を用いたことを特徴とする。図４に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一である。

【0048】

ワンショットパルス回路において、電源Ｖｃｃの正極は抵抗Ｒｔを介してＮ型のトランジスタＱｎ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱｎ１のエミッタは、Ｐ型のトランジスタＱｐ２のエミッタとコンデンサＣｔの一端とインバータＩＮＶ１の入力端子とに接続されている。トランジスタＱｐ２のコレクタはコンデンサＣｔの他端に接続される。トランジスタＱｎ１，Ｑｐ２のベースはアンド回路ＡＮＤ１の一方の入力端子に接続され、ボトム信号が入力される。インバータＩＮＶ１の出力はアンド回路ＡＮＤ１の他方の入力端子に接続される。

【0049】

次に、ワンショットパルス回路の動作を説明する。まず、ボトム信号が入力されると、アンド回路ＡＮＤ１の一方の入力端子にHレベルが入力され、アンド回路ＡＮＤ１の他方の入力端子にはインバータＩＮＶ１のHレベル信号が入力されているので、アンド回路ＡＮＤ１の出力はHレベルを出力する。

【0050】

また、ボトム信号が入力されると、トランジスタＱｎ１がオンしてコンデンサＣｔに抵抗Ｒｔを介して充電が開始される。コンデンサＣｔの電圧がインバータＩＮＶ１の入力しきい電圧に達すると、インバータＩＮＶ１を介してLレベルがアンド回路ＡＮＤ１に出力され、アンド回路ＡＮＤ１の出力はLレベル出力になる。

【0051】

ここで、抵抗ＲｔはＶｃｃ電圧に接続されているので、コンデンサＣｔの充電時間はＶｃｃ電圧に比例して早くなる。即ち、アンド回路ＡＮＤ１の出力パルス幅は、図５に示すように、Ｖｃｃ電圧の上昇に対してパルス幅が狭くなる。これにより、Ｖｃｃ電圧が高い時には、充電時間が短くするので、必要以上にＶｃｃ電圧を上昇させることなく損失を低減することができる。

【符号の説明】

【0052】

２１，ＡＮＤ１ アンド回路
２２，ＩＮＤ１ インバータ
２３ １ショットトリガ回路
２４，３４ オア回路
２５ 基準電圧
２６，２７，Ｃｔ コンデンサ
２８ ダイオード
２９ ＤＣバイアス回路
５０ 制御回路
２０，３５，５４，５５ コンパレータ
５７ 起動回路
８１ａ スイッチ
Ｒｔ 抵抗
Ｑｎ１ Ｎ型のトランジスタ
Ｑｐ２ Ｐ型のトランジスタ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】