特許 5773951 液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5773951

(24)【登録日】2015年7月10日

(45)【発行日】2015年9月2日

(54)【発明の名称】液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法

(51)【国際特許分類】

   G01F 23/284 20060101AFI20150813BHJP

【ＦＩ】

   G01F23/284

【請求項の数】8

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2012-131115(P2012-131115)

(22)【出願日】2012年6月8日

(65)【公開番号】特開2013-253937(P2013-253937A)

(43)【公開日】2013年12月19日

【審査請求日】2014年1月23日

(73)【特許権者】

【識別番号】391014631

【氏名又は名称】ムサシノ機器株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100088856

【弁理士】

【氏名又は名称】石橋 佳之夫

(72)【発明者】

【氏名】大浦 秀人

(72)【発明者】

【氏名】杉山 直樹

【審査官】 濱本 禎広

(56)【参考文献】

【文献】 特開平１１−２７１４２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１０−１１５６７７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−０５６２４６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００６−５０６６３９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−０９０４４７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００９−５１１９０１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−２４７５９８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０１Ｆ ２３／００，２３／１４−２３／２９６

Ｇ０１Ｓ ７／００− ７／４２

Ｇ０１Ｓ １３／００−１３／９５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

掃引時間において予め決められた周波数を掃引しながら導波管を通して液面に向かって電波を送信し、液面で反射される上記電波を受信した瞬間の送信周波数と反射波の受信周波数の差であるビート周波数によって液面までの距離を測定するＦＭＣＷレーダー方式の液位測定装置であって、
掃引周波数信号を生成するＶＣＯと、
上記ＶＣＯで生成する信号の周波数を掃引するための電圧−時間カーブ（以下「Ｖ−Ｔカーブ」という）が記憶されている電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）と、
掃引周波数に対するビート周波数の差分を解析するスペクトラム解析部と、
上記スペクトラム解析部による解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記Ｖ−Ｔテーブルを補正するためのプリディストーションテーブルを生成するプリディストーションテーブル生成部と、
上記Ｖ−Ｔカーブに上記プリディストーションテーブルを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成するプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成部と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを記憶し、上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成させるために上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに印加する制御電圧を記憶するメモリと、
を備えた液位測定装置。

【請求項2】

上記スペクトラム解析部による解析結果からビート周波数の差分の変化度合いに対応するスペクトラム補正関数を生成するスペクトラム補正関数生成部を備え、
上記プリディストーションテーブル生成部は、上記スペクトラム補正関数に基づきＶ−Ｔカーブを補正カーブするためのプリディストーションテーブルを生成する請求項１記載の液位測定装置。

【請求項3】

上記スペクトラム解析部は、ビート周波数の差分をＦＦＴ演算処理するＦＦＴ演算部を有してなる請求項１または２記載の液位測定装置。

【請求項4】

上記Ｖ−Ｔテーブルは、ＶＣＯキャリブレイションが実行された直線性のある周波数−時間特性（以下「Ｆ−Ｔ特性」という）を実現する請求項１、２または３記載の液位測定装置。

【請求項5】

掃引時間において予め決められた周波数を掃引しながら導波管を通して液面に向かって電波を送信し、液面で反射される上記電波を受信した瞬間の送信周波数と反射波の受信周波数の差であるビート周波数によって液面までの距離を測定するＦＭＣＷレーダー方式の液位測定装置におけるＶＣＯプリディストーション方法であって、
ＶＣＯで生成する信号の周波数を電圧−時間カーブ（以下「Ｖ−Ｔカーブ」という）が記憶されている電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）に従い掃引する工程と、
掃引周波数に対するビート周波数の差分をスペクトラム解析する工程と、
上記スペクトラム解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記Ｖ−Ｔカーブを補正するためのプリディストーションテーブルを生成する工程と、
上記Ｖ−Ｔカーブに上記プリディストーションテーブルのＶ−Ｔ補正カーブを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成する工程と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルをメモリに記憶する工程と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成するための制御信号として供する工程と、
を備えた液位測定装置のＶＣＯプリディストーション方法。

【請求項6】

上記スペクトラム解析結果からビート周波数の差分の変化度合いに対応するスペクトラム補正関数を生成する工程を備え、上記スペクトラム補正関数に基づきＶ−Ｔカーブを補正するためのプリディストーションテーブルを生成する請求項５記載の液位測定装置のＶＣＯプリディストーション方法。

【請求項7】

上記スペクトラム解析は、ビート周波数の差分をＦＦＴ演算処理することによって行う請求項５または６記載の液位測定装置のＶＣＯプリディストーション方法。

【請求項8】

上記ＶＣＯに供するＶ−Ｔテーブルは、上記ＶＣＯから直線性のあるＦ−Ｔ特性が得られるようにＶＣＯキャリブレイションが実行されている請求項５、６または７記載の液位測定装置のＶＣＯプリディストーション方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、例えば液化ガスなどの液体を保管するタンクなどにおける液体の液面レベルを測定するレーダー方式による液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法に関するもので、特に、導波管を用いることによる導波管内での電波の伝搬速度変化に起因する計測誤差を抑制するものである。

【背景技術】

【0002】

液位測定装置に用いられるレーダー方式の一つとしてＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）レーダー方式がある。このＦＭＣＷレーダー方式は、図１０に示すように、予め決められた固定時間（この時間を、掃引時間（Ｔ）という）において、予め決められた周波数（Ｆ）を掃引しながら測定地点に向かって電波を送信するものである。図１１に示すように、送信地点で送信された電波が、測定地点（送信地点からの距離をＬとする）で反射されて送信地点に戻るまでの往復時間ｔの間に、送信周波数がＦ・ｔ／Ｔ（Ｈｚ）だけ掃引される。この掃引された周波数は、反射波（受信周波数Ｆ_Ｒ）を受信した瞬間の送信周波数Ｆ_Ｔと受信周波数Ｆ_Ｒの差（ビート周波数Ｆ_Ｂ）になる。

【0003】

上記往復時間ｔは
ｔ＝（Ｔ／Ｆ）×ＦＢ
であるから、上記ビート周波数ＦＢを計測することができれば、送信地点から測定地点まで電波が往復するのに要した時間ｔを計測することができる。自由空間における電波の伝搬速度は光速Ｃと同じであるから、送信地点から測定地点までの距離Ｌは、次の式１で表すことができる。
式１
Ｌ＝Ｃ×ｔ／２＝Ｃ×Ｔ×ＦＢ／２Ｆ

【0004】

以上、ＦＭＣＷレーダー方式による距離測定原理を概略的に説明した。図９は、ＦＭＣＷレーダー方式距離測定装置の従来例を示す。図９において、ＦＭＣＷレーダー方式距離測定装置は、ＤＳＰ（デジタル信号処理装置：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｓｅｓｓｏｒ）１０１、デジタル・アナログ変換器１０３、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１０４、結合回路１０５、混合器１１０、ＡＧＣ（自動利得制御回路）１１１、アナログ・デジタル変換器１１２を有してなる。デジタル・アナログ変換器１０３とＶＣＯ１０４を含む構成部分は送信系を構成し、混合器１１０からアナログ・デジタル変換器１１２に至る構成部分は受信系を構成している。ＤＳＰ１０１はメモリ１０２を内蔵し、メモリ１０２には、掃引時間Ｔに対するＶＣＯ１０４の発振周波数を決定するＶＣＯ１０４への印加電圧の関係すなわち電圧−時間カーブ(以下「Ｖ−Ｔカーブ」という)が電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）として記憶されている。

【0005】

ＤＳＰ１０１は、メモリ１０２からＶ−Ｔテーブルを読み出し、時間の経過に伴って連続的に変化する電圧値をデジタル・アナログ変換器１０３でアナログ信号に変換してＶＣＯ１０４の制御電圧とする。ＶＣＯ１０４の発振周波数は制御電圧に応じて連続的に変化する。この発振信号が結合回路１０５を経て適宜のアンテナから測定地点（例えば、液体の液面）に向けて送信される。上記アンテナから測定地点までの間に被測定系１２０が介在している。測定地点で反射された電波は被測定系１２０を戻り上記アンテナでとらえられ、結合回路１０５を経て受信系に導かれる。受信系では、混合器１１０で受信信号と受信時の発振信号が混合され、受信周波数とその瞬間の発振周波数との差、すなわち前記ビート周波数ＦＢ信号が取り出される。

【0006】

ビート周波数ＦＢ信号は、ＡＧＣ１１１で適宜の振幅値に制御されたのち、アナログ・デジタル変換器１１２でデジタル信号に変換され、ＤＳＰ１０１に入力される。ＤＳＰ１０１では、前記式１を適用して演算処理することによって測定地点までの距離Ｌを求める。

【0007】

以上説明したＦＭＣＷレーダー方式距離測定原理は、自由空間において成立する。しかるに、反射係数が低い計測対象の距離をレーダー方式で計測する装置では、電波の伝送路に導波管を用いる。導波管を用いることにより、伝送路における伝送損失を大幅に低減することができるからである。

【0008】

しかし、伝送路に導波管を用いたレーダー方式液面計測装置では、導波管内の伝搬速度が導波管の内径および導波管内を伝搬する電波のモードに依存し、周波数によって変化する。このため、ＦＭＣＷレーダーのビート周波数が周波数掃引に伴って変化し、液面計測装置の計測精度を低下させる。よって、液面計測装置の計測精度を高めるためには、導波管内を伝搬する電波の周波数特性を考慮する必要がある。

【0009】

図９に示す例のように、ＦＭＣＷレーダーの送信機は一般的にＶＣＯ１０４を使用している。ＶＣＯ１０４は、制御電圧を印加することによって発振し、かつ、掃引時間Ｔにおいて、掃引周波数に対応する制御電圧を連続的に変化させることにより発振周波数が連続的に変化する。図１０では、掃引開始から掃引停止までの時間をＴで表し、掃引開始から掃引停止までの発振周波数の変化幅をＦで表している。以下、ＶＣＯ１０４に印加する制御電圧Ｖに対するＶＣＯ１０４の発振周波数Ｆの変化を表すグラフを周波数−電圧特性（以下「Ｆ−Ｖ特性」という）といい、掃引時間ＴにおけるＶＣＯ１０４の発振周波数の変化を表すグラフを周波数−時間特性（以下「Ｆ−Ｔ特性」という）という。

【0010】

ＶＣＯは、一般的には周波数の安定した信号を発振することができるＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ）回路に用いられており、上記ＶＣＯ１０４のように周波数を掃引する用途は特殊な用途といえる。ＶＣＯ１０４から出力される周波数−電圧特性（Ｆ−Ｖ特性）の直線性は、ＦＭＣＷレーダーで要求される計測精度を得るには不十分である。そのため、ＦＭＣＷレーダーでは、ＶＣＯ１０４から出力されるＦ−Ｔ特性の直線性を保証するために、補正されたＦ−Ｔ特性になる補正後電圧―時間テーブル（以下、これを「補正後Ｖ−Ｔカーブテーブル」という）を生成し、このテーブルを用いてＶＣＯ１０４の発振電圧を制御している。

【0011】

しかし、ＶＣＯ１０４から出力されるＦ−Ｖカーブの直線性が保証されていても、伝送路に導波管を用いている液面計測装置では、前述のように導波管内を伝搬する電波の周波数特性によって計測精度が劣化する。

【0012】

上記のような、導波管を用いた液面計測装置において、導波管内を伝搬する電波の周波数特性を考慮して計測精度を高める先行技術は見つからなかったが、本発明に関連のある技術を開示するものとして特許文献１がある。特許文献１には、ＦＭＣＷレーダーに適用可能な、通常の動作モードとキャリブレイション（校正）モードの二つのモードを持ったＶＣＯを備えた周波数キャリブレイション構造が記載されている。上記ＶＣＯは、キャリブレイションモードにおいてそれ自身がＰＬＬ回路に組み込まれてキャリブレイションＶＣＯの代わりをするというもので、本願発明とは技術思想を異にするものである。

【0013】

また、特許文献２には、計算される液位に対して液体上方のガスの誘電率が影響を及ぼすことを避けるために、送信機が、導波管内での伝播モードでマイクロ波信号の群速度が上記誘電率に基本的に影響しない所定の誘電率範囲内にある周波数帯域でマイクロ波信号を送信するように適合させる液位測定装置が開示されている。特許文献２に記載されている技術思想は、導波管内を伝搬する電波の周波数特性に着目しているものの、周波数特性による計測精度劣化を回避する技術思想が本願発明と異なっている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0014】

【特許文献1】米国特許第７，８０４，３６９号公報

【特許文献2】特表２００６−５０６６３９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0015】

本発明は、伝送路に導波管を用いている場合に、導波管内を伝搬する電波の周波数特性によって計測精度が劣化することを防止することができる液面計測装置およびこの液面計測装置が備えるＶＣＯのプリディストーション方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0016】

本発明は、
掃引時間において予め決められた周波数を掃引しながら導波管を通して液面に向かって電波を送信し、液面で反射される上記電波を受信した瞬間の送信周波数と反射波の受信周波数の差であるビート周波数によって液面までの距離を測定するＦＭＣＷレーダー方式の液位測定装置であって、
掃引周波数信号を生成するＶＣＯと、
上記ＶＣＯで生成する信号の周波数を掃引するための電圧−時間カーブ（以下「Ｖ−Ｔカーブ」という）が記憶されている電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）と、
掃引周波数に対するビート周波数の差分を解析するスペクトラム解析部と、
上記スペクトラム解析部による解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記Ｖ−Ｔテーブルを補正するためのプリディストーションテーブルを生成するプリディストーションテーブル生成部と、
上記Ｖ−Ｔカーブに上記プリディストーションテーブルを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成するプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成部と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを記憶し、上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成させるために上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに印加する制御電圧を記憶するメモリと、
を備えていることを最も主要な特徴とする。

【発明の効果】

【0017】

導波管内を伝搬する電波が周波数特性を持っていても、この周波数特性に対応してＶＣＯの発振周波数を制御することができるため、発振周波数と受信周波数とのビート周波数の広がりが抑制され、計測精度の劣化を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明に係る液位測定装置の実施例におけるＶＣＯプリディストーション処理のプロセスを順に示すフローチャートである。

【図2】本発明に係る液位測定装置の実施例を示すブロック図である。

【図3】本発明に係る液位測定装置による測定の様子を概念的に示す模式図である。

【図4】横断面が方形の導波管の例を示す斜視図である。

【図5】横断面が円形の導波管の例を示す斜視図である。

【図6】導波管内における電波の周波数に対する伝搬速度の例を示すグラフである。

【図7】導波管を用いた液位測定装置の掃引周波数に対するビート周波数の関係を示すグラフである。

【図8】自由空間反射によるビート信号と円形導波管内反射によるビート信号をＦＦＴ処理することによって得られるスペクトラム波形を比較して示すグラフである。

【図9】従来の液位測定装置の例を示すブロック図である。

【図10】ＦＭＣＷレーダーによる周波数掃引の例を示すグラフである。

【図11】ＦＭＣＷレーダーの周波数掃引による距離計測原理を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、本発明に係る液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法の実施例について図面を参照しながら説明する。

【実施例】

【0020】

図２は、本発明によるＦＭＣＷレーダー方式による液位測定装置の実施例を示す。図２において、液位測定装置は、ＤＳＰ１１、デジタル・アナログ変換器１３、ＶＣＯ１４、結合回路１５、スイッチ１６、混合器２０、ＡＧＣ２１、アナログ・デジタル変換器２２を有してなる。デジタル・アナログ変換器１３とＶＣＯ１４を含む構成部分は送信系を構成し、混合器２０からアナログ・デジタル変換器２２に至る構成部分は受信系を構成している。ＤＳＰ１１はメモリ１２を内蔵し、メモリ１２には、掃引時間Ｔに対するＶＣＯ１４の発振周波数を決定するＶＣＯ１４への印加電圧の関係すなわちＶ−ＴカーブがＶ−Ｔテーブルとして記憶されている。メモリ１２にはまた、後で説明するプリディストーションテーブル、プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルなどが記憶されている。

【0021】

ここまで説明した部分は、スイッチ１６が追加されていることを除けば図９に示す従来のレーダー方式による距離測定装置の構成と同じである。したがって、測定時の動作も上記従来例と同じである。すなわち、ＤＳＰ１１は、メモリ１２に記憶されているＶ−Ｔテーブルから、掃引時間とサンプリングポイント数により決定されるクロック周波数に同期してＶＣＯ１４の動作を制御する電圧を読み出す。読み出された制御電圧値はデジタル・アナログ変換器１３でアナログ信号に変換され、ＶＣＯ１４に制御電圧として印加される。ＶＣＯ１４は制御電圧に対応した周波数の信号、すなわち時間の経過とともに周波数が連続的に変化する高周波信号を出力する。この高周波信号が結合回路１５、スイッチ１６を経て適宜のアンテナから被測定系２５に向けて送信される。

【0022】

被測定系２５には測定地点である液体の液面があり、液面で上記高周波信号が反射される。反射された高周波信号は被測定系２５を戻り上記アンテナでとらえられ、スイッチ１６、結合回路１５を経て受信系に導かれる。受信系の混合器２０では、受信信号と受信時の発振信号が混合され、受信周波数とその瞬間の発振周波数との差信号、すなわちビート信号が取り出される。ビート信号は、ＡＧＣ２１で適正振幅に調整されたのち、アナログ・デジタル変換器２２でデジタル信号に変換され、ＤＳＰ１１に入力される。

【0023】

ＤＳＰ１１では、掃引時間Ｔの間、Ｖ−Ｔカーブデータの読み出し、ビート信号の取り込みを実行し、取り込んだ時間軸上のビート信号データ群にフィルタリング処理を施して不要なノイズを除去する。さらに、ＤＳＰ１１で上記ビート信号データ群をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理して周波数軸のデータに変換し、その結果からビート周波数ＦＢを抽出する。このビート周波数ＦＢを前記式１に入力して演算処理することによって測定地点までの距離Ｌを求める。したがって、ＤＳＰ１１は、上記ノイズ除去用のフィルタ、ビート周波数ＦＢの抽出部としてのＦＦＴ処理部を備えている。

【0024】

以上説明した液位測定装置の設置例を図３に模式的に示す。図３において符号１０はレーダーユニットを含む液位測定装置を、符号４０は液位測定装置１０を設置したタンクを示している。タンク１０は液化ガスなどの液体４１を収納するもので、タンク４０内にはタンク４０の天板から円筒形状の導波管３０がタンク４０の底に向かって垂直に設置されている。導波管３０内には液体４１が進入することができ、タンク４０内の液体レベルと導波管３０内の液体レベルが一致するようになっている。タンク４０の天板上には導波管３０の上方においてレーダーユニットからなる上記液位測定装置１０が設置されている。液位測定装置１０は、図２に示す各ブロックで構成されたＦＭＣＷレーダー方式による液位測定装置で、この液位測定装置１０と導波管３０の上端との間には変換器３２が介在している。変換器３２は、上記ユニット１０から出力される信号を電波に変換して上記液面に向かい導波管３０内に放射するアンテナである。

【0025】

タンク４０内の液体４１の面から天井面までの空間には、液体４１の蒸発気体が充満している。上記天井面から液体４１の面までの距離をＬとする。導波管３０の内径をｄで表している。Ｆ_Ｔは液位測定装置１０から液面に向かって導波管３０内に放射される電波の周波数を、Ｆ_Ｒは上記電波が液面で反射され導波管３０内を液位測定装置１０に向かって戻る電波の周波数を示している。

【0026】

図２に示す本発明に係る液位測定装置の実施例が前記従来のレーダー方式による距離測定装置の例と異なる点は、近端反射部材２６を備えている点である。近端反射部材２６は、液位測定装置すなわちレーダーユニット１０から放射される電波を反射することができる部材からなり、図３に示す導波管３０内に、かつ、タンク４０の天井面であるとともに変換器３２の電波放射面でもある基準面位置から既知の長さ位置に設置されている。近端反射部材２６は、ＶＣＯキャリブレイションを行うのに必要な部材である。ＶＣＯキャリブレイションとは、ＶＣＯ１４から出力される信号のＦ−Ｔカーブが直線になるように、メモリ１２に記憶するＶ−ＴカーブをＶＣＯ１４のＦ−Ｖ特性に対応して補正することをいう。すなわち、前記Ｖ−Ｔカーブの直線性が保たれていても、ＶＣＯ１４の個体の特性、経時変化などによってＶＣＯ１４のＦ−Ｖカーブの直線性が崩れていると、ＶＣＯ１４から出力されるＦ−Ｔカーブが崩れる。そこで、上記Ｆ−Ｔカーブの直線性が保たれるように校正する。

【0027】

ただし、ＶＣＯキャリブレイションは本願発明の主題ではなく、本願発明の主題はＶＣＯプリディストーションにあるので、以下、ＶＣＯプリディストーションを行うための具体的な構成およびＶＣＯプリディストーションの方法について説明する。

【0028】

導波管内を伝搬する電波の波長λｇは、次の式２で表される。
式２

ここで、λｏは伝搬する周波数の波長、λｃは遮断（カットオフ）周波数すなわち導波管で伝送可能な最低周波数の波長である。

【0029】

図４に示すような横断面が方形の導波管であって、内面側における長辺の寸法がａ、短辺の寸法がｂの導波管の場合、遮断周波数の波長λｃは、次の式３で表すことができる。
式３

ここで、ｍ，ｎはそれぞれ導波管内伝送のモード数である。したがって、基本モードすなわちＴＥ１０モードの場合、ｍ＝１，ｎ＝０であるから、λｃ＝２ａになる。

【0030】

また、図５に示すような横断面が円形の導波管であって、内径がｄの導波管の場合、遮断周波数の波長λｃは、次の式４で表すことができる。
式４
λｃ＝Ｋｎｍ・ｄ
ここで、Ｋｎｍは伝送モードごとに固有の値になる。すなわち、ＴＥ１１モードではＫｎｍ＝１．７０６、ＴＥ０１モードではＫｎｍ＝０．８２である。

【0031】

導波管内を伝搬する電波の速度ｖｇは次の式５で表すことができる。

式５

式５からわかるように、導波管内の電波の速度ｖｇは伝搬する周波数の波長λｏの関数になっており、周波数が変化すると上記速度ｖｇが変化することになる。図６のグラフは、管内速度の周波数特性、すなわち周波数（ｆ）の変化に対する管内速度（ｖｇ）の変化を表していて、周波数に対して管内速度が非直線的に変化している。

【0032】

式５を式１に代入すると式６が得られる。
式６

【0033】

式６からビート周波数ＦＢは次の式７によって求めることができる。
式７

【0034】

図７は、反射面が固定の場合に、掃引周波数に対するビート周波数ＦＢの変化を表したグラフを示しており、掃引周波数の変化に対してビート周波数ＦＢが直線的に変化せず、非直線的に変化している。

【0035】

また、図８は、ビート信号をＦＦＴ処理して得られるスペクトラム波形を示しており、波形Ａは自由空間反射の場合のスペクトラム波形を、波形Ｂは円形の導波管内反射の場合のスペクトラム波形を示している。自由空間反射の場合に比べて円形の導波管内反射の場合が、スペクトラム波形が広がっている。これは、測定点すなわち電波の反射点が変わらなくても円形導波管内ではＦＭＣＷレーダーの周波数掃引によってビート周波数が変化することを示している。そして、円形導波管内での周波数掃引の場合、ビート信号をＦＦＴ演算処理して得られるスペクトラム波形が広がることによりピーク検出の精度が悪くなり、測定精度が劣化する要因となることが分かる。

【0036】

上に述べたように、測定精度が劣化する原因は、ＦＭＣＷレーダーの周波数掃引によりビート周波数が変化することにある。そこで、周波数掃引によるビート周波数の変化を見越して、前記ＶＣＯ１４に印加する制御電圧のＶ−Ｔカーブ特性を、ビート周波数の変化に対し逆特性とし、ビート周波数の変化を抑制する。ビート周波数の変化を抑制すると、図８の波形Ｂで示すスペクトラムの広がりが抑制され、スペクトラム波形が先鋭化することによって測定精度の劣化を抑制することができる。上記のように、ＶＣＯ１４に印加する制御電圧が逆特性となるＶ−Ｔカーブを生成することを「ＶＣＯプリディストーション」という。

【0037】

図１は、ＶＣＯプリディストーションの手順を示している。図１の中央縦方向に処理ステップを示す。各処理ステップには、ステップごとにＳ１，Ｓ２，・・・のように符号を付している。以下、ＶＣＯプリディストーションの手順を説明する。

【0038】

まず、予め用意されているＶ−Ｔカーブテーブルから掃引時間の経過に対応してＶＣＯ１４の制御電圧を読み出し、この制御電圧をＶＣＯ１４に印加してＶＣＯ１４で制御電圧に対応した周波数の信号を生成する。Ｖ−Ｔカーブテーブルはもともと直線性が保たれているはずであるが、ＶＣＯ１４から出力されるＦ−Ｔカーブ（図１の左上右側のグラフ参照）の直線性が保たれるように、前記ＶＣＯキャリブレイションが実行されている。図１の左上左側に示すＶ−Ｔカーブは、予めＶＣＯ１４の特性などに合わせてＶＣＯキャリブレイションが実行された非直線性のＶ−Ｔカーブを示す。

【0039】

ＶＣＯキャリブレイションが実行された非直線性のＶ−Ｔカーブテーブルにしたがって周波数掃引し（Ｓ１）、掃引によって生成される電波を、円形の導波管を通じて測定点に向かって放射する。測定点で反射された電波を受信し、前述のとおり、掃引時間内における一定時点での受信周波数と送信周波数とのビート波形を取得する（Ｓ２）。図１の右側上段の波形は上記ビート波形のイメージを示している。

【0040】

次に、上記ビート波形をＦＦＴ演算処理することによりビートスペクトラム解析を行う（Ｓ３）。図１の右側上から２段目の波形図は上記ビート波形のスペクトラム解析のイメージを示している。上記波形図に示すように、掃引周波数の中心周波数に対するビート周波数の差分が求められ、掃引周波数に対するビート周波数の差分の変化度合いを解析することによりビート波形のスペクトラム解析を行う。このスペクトラム解析は、ＤＳＰ１１内に組み込まれたプログラムにより、ＤＳＰ１１の機能の一部として実行される。

【0041】

次に、ビート波形のスペクトラム解析結果から、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）を生成する（Ｓ４）。図１の右側第３段目の波形図は上記スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）の例を示しており、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）は、上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応している。スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）の生成は、ＤＳＰ１１内に組み込まれたプログラムにより、ＤＳＰ１１の機能の一部として実行される。

【0042】

次に、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）に基づき、プリディストーションテーブルを生成する（Ｓ５）。プリディストーションテーブルはＶＣＯ１４に適用するＶ−Ｔカーブを補正するためのテーブルで、図１の右側最下段の波形図はＶ−Ｔ補正カーブを示している。Ｖ−Ｔ補正カーブは、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）を表す波形に対して逆特性になっている。プリディストーションテーブル生成機能も、ＤＳＰ１１にその機能の一部として備えられている。

【0043】

次に、前記Ｖ−Ｔカーブに上記Ｖ−Ｔ補正カーブを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成する（Ｓ６）。プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成機能も、ＤＳＰ１１にその機能の一部として備えられている。図１の左下に示す二つのグラフのうち左側のグラフはＶ−Ｔカーブを示しており、カーブａ１は補正前の初期Ｖ−Ｔカーブを、カーブａ２はプリディストーションＶ−Ｔカーブを示している。なお、初期Ｖ−Ｔカーブａ１は前記ＶＣＯキャリブレイション実施後のＶ−Ｔカーブである。

【0044】

上記二つのグラフのうち右側のグラフはＶＣＯ１４から出力されるＦ−Ｔカーブを示しており、カーブｂ１はプリディストーション前のＦ−Ｔカーブを、カーブｂ２はプリディストーション後のＦ−Ｔカーブを示している。プリディストーション前のＦ−Ｔカーブｂ１は直線性を保っているが、このＦ−Ｔカーブｂ１にしたがって掃引周波数信号を生成すると、前述のように導波管内での電波の伝搬速度変化すなわち周波数変化が計測精度悪化の要因となる。そこで、プリディストーション後のＦ−Ｔカーブｂ２にしたがって掃引周波数信号を生成する。また、プリディストーション後のＦ−Ｔカーブｂ２は前記ＤＳＰ１１が内蔵しあるいは付随するメモリに、プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルとして保存される。

【0045】

以後の液面計測にプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルが利用される。プリディストーションＶ−ＴカーブテーブルにしたがってＶＣＯ１４の発振周波数が制御されることにより、導波管内での電波の伝搬速度変化に対応した周波数信号が出力されるため、掃引時間内におけるビート周波数の変化が少なくなる。その結果、ビート周波数信号のスペクトラム波形が先鋭化し、計測精度が高くなる。

【0046】

このように、本発明に係る液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法によれば、プリディストーションが実行されているＶ−Ｔカーブテーブルに従ってＶＣＯの発振周波数が制御される。したがって、導波管内を伝搬する電波が周波数特性を持っていても、この周波数特性に対応してＶＣＯの発振周波数を制御することができ、発振周波数と受信周波数とのビート周波数の広がりが抑制され、ビート周波数のスペクトラム解析結果の先鋭度が高まって、計測精度を高めることができる。

【産業上の利用可能性】

【0047】

本発明による測定対象は、液体であればなんでもよいが、特に高精度の液面レベルを計測するアプリケーションに適している。

【符号の説明】

【0048】

１１ ＤＳＰ
１２ メモリ
１３ デジタル・アナログ変換器
１４ ＶＣＯ
１５ 結合回路
１６ スイッチ
２０ 混合器
２１ ＡＧＣ回路
２５ 被測定系

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図9】

【図10】

【図11】

【図7】

【図8】