特許 5779022 信号検出装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5779022

(24)【登録日】2015年7月17日

(45)【発行日】2015年9月16日

(54)【発明の名称】信号検出装置

(51)【国際特許分類】

   G01R 23/12 20060101AFI20150827BHJP

   G01R 23/10 20060101ALI20150827BHJP

   G01R 25/04 20060101ALI20150827BHJP

【ＦＩ】

   G01R23/12

   G01R23/10 A

   G01R23/10 H

   G01R25/04

【請求項の数】6

【全頁数】21

(21)【出願番号】特願2011-157657(P2011-157657)

(22)【出願日】2011年7月19日

(65)【公開番号】特開2012-93341(P2012-93341A)

(43)【公開日】2012年5月17日

【審査請求日】2014年6月11日

(31)【優先権主張番号】特願2010-216785(P2010-216785)

(32)【優先日】2010年9月28日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】100086380

【弁理士】

【氏名又は名称】吉田 稔

(74)【代理人】

【識別番号】100103078

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 達也

(74)【代理人】

【識別番号】100115369

【弁理士】

【氏名又は名称】仙波 司

(74)【代理人】

【識別番号】100130650

【弁理士】

【氏名又は名称】鈴木 泰光

(74)【代理人】

【識別番号】100135389

【弁理士】

【氏名又は名称】臼井 尚

(72)【発明者】

【氏名】北野 豊和

【審査官】 荒井 誠

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００８−１６５１２５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−２２９３１２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−００３５３０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−３３６１５２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開昭５７−１８１７１２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０１Ｒ ２３／１２

Ｇ０１Ｒ ２３／１０

Ｇ０１Ｒ ２５／０４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

係数の乗算処理が含まれるフィードバック演算処理部を有する２次のＩＩＲディジタルフィルタからなり、中心周波数より大きい周波数領域では負、前記中心周波数より小さい周波数領域では正、前記中心周波数では零になる位相特性を有し、前記係数を変化させることにより前記中心周波数が変化する帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタに入力される入力信号から当該入力信号と同一の位相を有する同相信号と前記入力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第１の信号生成手段と、
前記帯域通過フィルタから出力される出力信号から当該出力信号と同一の位相を有する同相信号と前記出力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第２の信号生成手段と、
前記第１の信号生成手段で生成される２つの信号と前記第２の信号生成手段で生成される２つの信号を用いて前記入力信号と前記出力信号との位相差を示す情報を生成する位相差情報生成手段と、
前記位相差を示す情報に基づいて、前記位相差が零のときには前記係数を維持し、前記位相差が正のときには前記係数を減少させ、前記位相差が負のときには前記係数を増大させる制御値を算出し、その制御値を前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数制御手段と、を備え、
前記係数は、前記帯域通過フィルタの中心周波数の三角関数を含み、
前記係数制御手段は、
前記位相差を示す情報に対して所定の積分演算を行う積分演算手段と、
前記積分演算手段で算出される積分演算値を前記帯域通過フィルタの中心周波数として前記係数を演算し、その演算値を前記制御値として前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数演算手段と、
を含む、ことを特徴とする、信号検出装置。

【請求項2】

係数の乗算処理が含まれるフィードバック演算処理部を有する２次のＩＩＲディジタルフィルタからなり、中心周波数より大きい周波数領域では負、前記中心周波数より小さい周波数領域では正、前記中心周波数では零になる位相特性を有し、前記係数を変化させることにより前記中心周波数が変化する帯域通過フィルタと、
前記帯域通過フィルタに入力される入力信号から当該入力信号と同一の位相を有する同相信号と前記入力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第１の信号生成手段と、
前記帯域通過フィルタから出力される出力信号から当該出力信号と同一の位相を有する同相信号と前記出力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第２の信号生成手段と、
前記第１の信号生成手段で生成される２つの信号と前記第２の信号生成手段で生成される２つの信号を用いて前記入力信号と前記出力信号との位相差を示す情報を生成する位相差情報生成手段と、
前記位相差を示す情報に基づいて、前記位相差が零のときには前記係数を維持し、前記位相差が正のときには前記係数を減少させ、前記位相差が負のときには前記係数を増大させる制御値を算出し、その制御値を前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数制御手段と、を備え、
前記係数は、前記帯域通過フィルタの中心周波数の三角関数を含み、
前記係数制御手段は、
前記位相差を示す情報に対して所定の積分演算を行う積分演算手段と、
所定の周波数変化範囲を量子化した周波数毎に予め算出された複数の前記係数を記憶する係数記憶手段と、
前記積分演算手段の積分演算値を前記量子化された周波数に変換する周波数変換手段と、
前記係数記憶手段から前記周波数変換手段で変換された周波数に対応する係数を読み出し、前記制御値として前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数設定手段と、
を含む、ことを特徴とする、信号検出装置。

【請求項3】

前記周波数変換手段から出力される周波数のデータを所定データ数の移動平均を演算するローパスフィルタを通して外部に出力する、請求項２に記載の信号検出装置。

【請求項4】

前記入力信号が第１の余弦波信号で表わされ、前記帯域通過フィルタの出力信号が前記第１の余弦波信号よりも位相が進んだ第２の余弦波信号で表わされる場合、
前記第１の信号生成手段は、前記第１の余弦波信号と同一の位相を有する余弦波信号と前記第１の余弦波信号と同一の位相を有する正弦波信号とを生成し、
前記第２の信号生成手段は、前記第２の余弦波信号と同一の位相を有する余弦波信号と前記第２の余弦波信号と同一の位相を有する正弦波信号とを生成し、
前記位相差情報生成手段は、前記位相差を示す情報としてＭ・sin(ψ)（Ｍ：定数、ψ:第１の余弦波信号と第２の余弦信号の位相差）で表される値を算出する、
請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の信号検出装置。

【請求項5】

前記帯域通過フィルタは、下記に示す伝達関数Ｈ（ｚ）を有し、前記係数は、前記伝達関数Ｈ（ｚ）の係数ａ₁である、請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の信号検出装置。

【数4】

【請求項6】

前記帯域通過フィルタの前段に、当該帯域通過フィルタと同一の伝達関数を有する１又は２以上の第２の帯域通過フィルタが縦列接続され、
前記係数制御手段は、前記制御値を第２の帯域通過フィルタの係数にも設定する、
請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載の信号検出装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、周波数が未知若しくは周波数が時間的に変化する入力信号を正確に検出することができる信号検出装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

例えば、電力系統に接続して当該電力系統に電力を供給する分散型電源では、一般に電力系統の交流電圧信号又は交流電流信号（以下、「系統信号」という。）の位相を検出し、その位相を分散型電源にフィードバックして分散型電源から出力する交流信号の位相を系統信号の位相に合わせる制御が行われている。

【0003】

分散型電源では出力信号の位相を迅速かつ高精度で系統信号の位相に合わせる制御が要求されるため、従来、種々の系統信号を検出する回路が提案されている。例えば、特開２０００−１１６１４８号公報には、三相電力系統の相電圧信号を検出し、その相電圧信号を対称座標変換回路で各相の正相分の相電圧信号に変換し、正規化回路で正規化した後にＰＬＬ（Phase-Locked Loop）回路で相電圧信号の正相分にだけ同期した電圧信号を生成して出力する信号検出回路が提案されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０００−１１６１４８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特開２０００−１１６１４８号公報に記載の信号検出方法は、ＰＬＬ法と呼ばれるものである。ＰＬＬ法は、（1）位相可変の信号発生器から交流信号を発生させ、その交流信号を入力信号にフィードバックして両信号の位相のずれを制御信号として算出する、（2）その制御信号で位相のずれが減少する方向に信号発生器が発生する交流信号の位相を変化させることによって当該交流信号の位相を入力信号に同期させる、ことによって入力信号と同一の信号を出力する方法である。従って、ＰＬＬ法を用いた検出回路では信号発生器やその信号発生器の出力信号の位相をフィードバック制御するための回路（位相比較器やループフィルタなどの回路）を必要とするので、回路構成が複雑になる。また、特開２０００−１１６１４８号公報に記載の位相検出回路では、入力信号に含まれるノイズ成分を除去する構成がないので、入力信号の周波数が未知若しくは時間的に変動する場合にはその入力信号を正確に検出することができないという問題もある。

【0006】

本発明は、ＰＬＬ法のように信号発生器を必要としないで、入力信号を正確に検出することが可能な信号検出装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

請求項１に記載の発明は、信号検出装置であって、係数の乗算処理が含まれるフィードバック演算処理部を有する２次のＩＩＲディジタルフィルタからなり、中心周波数より大きい周波数領域では負、前記中心周波数より小さい周波数領域では正、前記中心周波数では零になる位相特性を有し、前記係数を変化させることにより前記中心周波数が変化する帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタに入力される入力信号から当該入力信号と同一の位相を有する同相信号と前記入力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第１の信号生成手段と、前記帯域通過フィルタから出力される出力信号から当該出力信号と同一の位相を有する同相信号と前記出力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第２の信号生成手段と、前記第１の信号生成手段で生成される２つの信号と前記第２の信号生成手段で生成される２つの信号を用いて前記入力信号と前記出力信号との位相差を示す情報を生成する位相差情報生成手段と、前記位相差を示す情報に基づいて、前記位相差が零のときには前記係数を維持し、前記位相差が正のときには前記係数を減少させ、前記位相差が負のときには前記係数を増大させる制御値を算出し、その制御値を前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数制御手段と、を備え、前記係数は、前記帯域通過フィルタの中心周波数の三角関数を含み、前記係数制御手段は、前記位相差を示す情報に対して所定の積分演算を行う積分演算手段と、前記積分演算手段で算出される積分演算値を前記帯域通過フィルタの中心周波数として前記係数を演算し、その演算値を前記制御値として前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数演算手段と、を含む、ことを特徴とする。

【0008】

請求項２に記載の発明は、信号検出装置であって、係数の乗算処理が含まれるフィードバック演算処理部を有する２次のＩＩＲディジタルフィルタからなり、中心周波数より大きい周波数領域では負、前記中心周波数より小さい周波数領域では正、前記中心周波数では零になる位相特性を有し、前記係数を変化させることにより前記中心周波数が変化する帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタに入力される入力信号から当該入力信号と同一の位相を有する同相信号と前記入力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第１の信号生成手段と、前記帯域通過フィルタから出力される出力信号から当該出力信号と同一の位相を有する同相信号と前記出力信号と直交する位相を有する矩位相信号を生成する第２の信号生成手段と、前記第１の信号生成手段で生成される２つの信号と前記第２の信号生成手段で生成される２つの信号を用いて前記入力信号と前記出力信号との位相差を示す情報を生成する位相差情報生成手段と、前記位相差を示す情報に基づいて、前記位相差が零のときには前記係数を維持し、前記位相差が正のときには前記係数を減少させ、前記位相差が負のときには前記係数を増大させる制御値を算出し、その制御値を前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数制御手段と、を備え、前記係数は、前記帯域通過フィルタの中心周波数の三角関数を含み、前記係数制御手段は、前記位相差を示す情報に対して所定の積分演算を行う積分演算手段と、所定の周波数変化範囲を量子化した周波数毎に予め算出された複数の前記係数を記憶する係数記憶手段と、前記積分演算手段の積分演算値を前記量子化された周波数に変換する周波数変換手段と、前記係数記憶手段から前記周波数変換手段で変換された周波数に対応する係数を読み出し、前記制御値として前記帯域通過フィルタの前記係数に設定する係数設定手段と、を含む、ことを特徴とする。

【0009】

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の信号検出装置において、前記周波数変換手段から出力される周波数のデータを所定データ数の移動平均を演算するローパスフィルタを通して外部に出力するものである。

【0010】

請求項４に記載の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の信号検出装置において、前記入力信号が第１の余弦波信号で表わされ、前記帯域通過フィルタの出力信号が前記第１の余弦波信号よりも位相が進んだ第２の余弦波信号で表わされる場合、前記第１の信号生成手段は、前記第１の余弦波信号と同一の位相を有する余弦波信号と前記第１の余弦波信号と同一の位相を有する正弦波信号とを生成し、前記第２の信号生成手段は、前記第２の余弦波信号と同一の位相を有する余弦波信号と前記第２の余弦波信号と同一の位相を有する正弦波信号とを生成し、前記位相差情報生成手段は、前記位相差を示す情報としてＭ・sin(ψ)（Ｍ：定数、ψ:第１の余弦波信号と第２の余弦信号の位相差）で表される値を算出するものである。

【0013】

請求項５に記載の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の信号検出装置において、前記帯域通過フィルタは、

【数1】

の伝達関数Ｈ(z)を有し、前記係数は、前記伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁である。

【0014】

請求項６に記載の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載の信号検出装置において、前記帯域通過フィルタの前段に、当該帯域通過フィルタと同一の伝達関数を有する１又は２以上の第２の帯域通過フィルタが縦列接続され、前記係数制御手段は、前記制御値を第２の帯域通過フィルタの係数にも設定するものである。

【発明の効果】

【0015】

本発明によれば、帯域通過フィルタに当該帯域通過フィルタの中心周波数から位相がずれた入力信号が入力されると、その入力信号とは位相がずれた出力信号が帯域通過フィルタから出力される。例えば、帯域通過フィルタに入力データｘ[k]＝Ａ₁・cos（ω_n・ｋ）（ｋは離散時間を表すインデックス番号）が入力されると、帯域通過フィルタ２から出力データｙ[k]＝Ａ₂・cos（ω_n・ｋ−ψ）（ψは入力データと出力データの位相のずれ分）が出力される。第１の信号生成手段で、入力データｘ[k]と同位相のデータｘ_r[k]＝Ａ₁・cos｛ω_n・（ｋ−１）｝と矩位相のデータｘ_i[k]＝２Ａ₁・sin（ω_n）・sin｛ω_n・(ｋ−１）｝が生成され、第２の信号生成手段で、出力データｙ[k]と同位相のデータｙ_r[k]＝Ａ₂・cos｛ω_n・（ｋ−１）−ψ｝と矩位相のデータｙ_i[k]＝２Ａ₂・sin（ω_n）・sin｛ω_n・(ｋ−１）−ψ｝が生成される。

【0016】

そして、位相差情報生成手段でデータｘ_r[k]，ｘ_i[k]，ｙ_r[k]，ｙ_i[k]を用いて、２Ａ₁・Ａ₂・sin(ω_n)・sin（ψ）で表わされる位相差ψを示すデータｅ[k]が算出され、係数制御手段でそのデータｅ[k]に基づいて、位相差ψが零のときには係数を維持し、位相差ψが正のときには係数を減少させ、位相差ψが負のときには係数を増大させる制御値が算出される。例えば、データｅ[k]の符号を反転して所定の積分演算をした積分演算値が算出され、その演算値が制御値として帯域通過フィルタの中心周波数を決定する係数に設定される。

【0017】

制御値が帯域通過フィルタの中心周波数を決定する係数に設定されることにより帯域通過フィルタの伝達特性が変化するので、入力データｘ[k]が入力される毎に、帯域通過フィルタ２の伝達特性が変化する。伝達特性は、位相差ψが正のときには係数が減少し、位相差ψが負のときには係数が増大して帯域通過フィルタの中心周波数が入力信号の周波数と同一になるように、すなわち、位相差ψが零となるように変化し、位相差ψが零になると、そのときの伝達特性が維持されるので、帯域通過フィルタから入力信号と同一の位相の信号が出力される。

【0018】

従って、本発明に係る信号検出装置によれば、ＰＬＬのように信号発生器を用いることなく、周波数が未知の入力信号や周波数が時間的に変化する入力信号を正確に検出することができる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】本発明に係る信号検出装置の第１実施形態のブロック構成を示す図である。

【図2】図１に示す帯域通過フィルタの周波数特性を示す図である。

【図3】図１に示す信号検出装置の各処理ブロックに含まれる構成要素を示す図である。

【図4】本発明に係る信号検出装置の第２実施形態のブロック構成を示す図である。

【図5】図４に示す信号検出装置の各処理ブロックに含まれる構成要素を示す図である。

【図6】量子化器における周波数の量子化を説明するための図である。

【図7】本発明に係る信号検出装置の第３実施形態のブロック構成を示す図である。

【図8】量子化器の量子化数を低減するための第３実施形態の信号検出装置の変形例を示すブロック図である。

【図9】第１実施形態に係る信号検出装置の高調波成分等の悪影響を低減するための変形例を示すブロック構成を示す図である。

【図10】第２実施形態に係る信号検出装置の高調波成分等の悪影響を低減するための変形例を示すブロック構成を示す図である。

【図11】第３実施形態に係る信号検出装置の高調波成分等の悪影響を低減するための変形例を示すブロック構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

本発明の実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

【0021】

本発明に係る信号検出装置は、周波数が未知である交流信号（正弦波信号）、若しくは周波数が時間的に変化する交流信号を検出するのに好適な装置である。このような交流信号の検出を要する技術分野としては、例えば、エッチングやＣＶＤ（Chemical Vapor Deposition）を用いて半導体基板や液晶基板の加工を行うプラズマ処理装置に高周波電力を供給する高周波電力供給システムや電力系統に連系して電力を供給する分散型電源などの分野がある。

【0022】

高周波電力供給システムでは、基板加工によって負荷インピーダンスが大きく変動するため、基板加工中の負荷に入力される交流電圧又は交流電流の基本周波数や高調波周波数を検出し、その検出値を高周波電源やインピーダンス整合器にフィードバックして当該高周波電力供給システムの出力制御や事故防止制御が行われる。また、分散型電源では、電力系統の電圧又は電流の基本周波数や高調波周波数を検出し、その検出値を分散型電源にフィードバックして当該分散型電源に内蔵されているインバータの出力信号の位相を電力系統の交流信号の位相に一致させる制御が行われる。

【0023】

図１は、本発明に係る信号検出装置の第１実施形態のブロック構成を示す図である。図２は、図１に示す信号検出装置１に含まれる帯域通過フィルタ２の周波数特性を示す図である。図３は、図１に示す信号検出装置１の各処理ブロックに含まれる構成要素を示す図である。

【0024】

信号検出装置１は、フィードバック演算処理部とフィードフォワード演算処理部を有するＩＩＲ（Infinite Impulse Response）ディジタルフィルタで構成される帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）２を備える。信号検出装置１は、帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)（下記の（１）式参照）の係数ａ₁を変化させることによって周波数が未知若しくは周波数が時間的に変化する入力信号（正弦波信号）を検出する構成に特徴を有する。

【0025】

信号検出装置１は、ディジタル演算処理により帯域通過フィルタ２の入力信号Ｓ_inの位相θ_in（＝２πｆ_in・ｔ）（ｆ_inは入力信号Ｓ_inの周波数。以下、「入力周波数」という。）と出力信号Ｓ_outの位相（θ_in−ψ）（ψは入力信号Ｓ_inと出力信号Ｓ_outの位相のずれ分）の位相差ψを示す情報を算出し、その算出値が「０」となるように帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁を変化させる制御をする。この制御をすることにより、信号検出装置１は、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを入力周波数ｆ_inに合わせて帯域通過フィルタ２から正確に入力信号Ｓ_inと同一の位相を有する信号を出力する。

【0026】

信号検出装置１は、入力信号Ｓ_inと出力信号Ｓ_outの位相差ψを示す情報を算出する処理を行うための処理ブロックとして、第１直交化器３、第２直交化器４及び位相差算出器５を備える。第１直交化器３は、入力信号Ｓ_inから当該入力信号Ｓ_inに対して同位相と矩位相（入力信号Ｓ_inに対して９０°遅れた位相）の互いに直交する２つの信号を生成する。第２直交化器４は、出力信号Ｓ_outから当該出力信号Ｓ_outに対して同位相と矩位相の互いに直交する２つの信号を生成する。以下の説明では、第１直交化器３で生成される同位相の信号を「第１同相信号」と称し、第２直交化器４で生成される同位相の信号を「第２同相信号」と称する。また、第１直交化器３で生成される矩位相の信号を「第１矩相信号」と称し、第２直交化器４で生成される矩位相の信号を「第２矩相信号」と称する。

【0027】

位相差算出器５は、第１直交化器３で生成される第１同相信号及び第１矩相信号と第２直交化器４で生成される第２同相信号及び第２矩相信号を用いて入力信号Ｓ_inと出力信号Ｓ_outの位相差を示す情報（以下、この情報を「位相差情報」という。）を算出する。

【0028】

信号検出装置１は、位相差算出器５で算出される位相差情報を用いて帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁に設定すべき値を算出し、帯域通過フィルタ２内の当該係数ａ₁に設定する処理ブロックとして積分器６を備える。

【0029】

信号検出装置１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を含むマイクロコンピュータによって構成される。信号検出装置１は、そのマイクロコンピュータが予め設定されたプログラムを実行することによって帯域通過フィルタ２、第１直交化器３、第２直交化器４、位相差算出器５及び積分器６の各機能ブロックの演算処理を行う。なお、信号検出装置１をＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）で実現することも可能である。

【0030】

帯域通過フィルタ２は、下記（１）式で示される離散システムの伝達関数Ｈ(z)を有する２次のＩＩＲディジタルフィルタで構成されている。

【0031】

【数2】

【0032】

（１）式に示す伝達関数Ｈ(z）の振幅特性Ｍ（ｆ）と位相特性θ（ｆ）は下記（２），（３）式で表わされる。

【0033】

【数3】

【0034】

上記（２），（３）式から，帯域通過フィルタ２の中心周波数が「ｆ_c」であることが分かる．従って，係数ａ₁を変化させることによって帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cが変化する。

【0035】

帯域通過フィルタ２は、図２に示す周波数特性を有している。同図に示す周波数特性は、周波数ｆをサンプリング周波数ｆ_sで正規化した正規化周波数ｆ_n（＝ｆ／ｆ_s）が「０．２」となる周波数に帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_c＝０．２×ｆ_sを設定し、パラメータｒを「０．９６」として計算した例を示している。なお、特性Ａが振幅特性であり、特性Ｂが位相特性である。

【0036】

図２に示すように、帯域通過フィルタ２は、正規化周波数ｆ_nが「０．２」のときに「０」となり、ｆ_n＞０．２の領域で負の値、ｆ_n＜０．２の領域で正の値となる位相特性を有している。すなわち、入力周波数ｆ_inが帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cと同一のとき、帯域通過フィルタ２の出力信号Ｓ_outは入力信号Ｓ_inと同位相になり、ｆ_in＞ｆ_cの領域では遅れ位相（正の位相）となり、ｆ_in＜ｆ_cの領域では進み位相（負の位相）となる位相特性を有している。

【0037】

従って、帯域通過フィルタ２の入力信号Ｓ_inの位相θ_in（＝２πｆ_in・ｔ）と出力信号Ｓ_outの位相θ_out（＝２πｆ_in・ｔ−ψ）との位相差ψ（＝θ_in−θ_out）の状態が分かれば、入力信号Ｓ_inの入力周波数ｆ_inに対する帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cの相対的な位置関係が分かる。入力周波数ｆ_inと中心周波数ｆ_cの相対的な位置関係が分かれば、位相差ψの状態に応じて帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁を変化させることにより、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを入力信号Ｓ_inの入力周波数ｆ_inに合わせることができる。すなわち、位相差ψが「０」であれば、係数ａ₁を維持する、ψ＞０（遅れ位相）であれば、係数ａ₁を小さくする、ψ＜０（進み位相）であれば、係数ａ₁を大きくする、という制御をすることによって、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを入力信号Ｓ_inの入力周波数ｆ_inに合わせることができる。

【0038】

本実施形態では、ψの正負の符号とsin(ψ)の正負の符号は一致するから、位相差ψを示す情報としてＭ・sin(ψ)（Ｍは、０＜Ｍの定数）を算出し、その算出値を用いて当該算出値の正負の符号に応じた係数ａ₁の変化値を設定する。第１直交化器３、第２直交化器４及び位相差算出器５はＭ・sin(ψ)で表わされる位相差情報を算出し、積分器６はその位相差情報に基づいて係数ａ₁を変化させる制御値を算出する。

【0039】

従って、本実施形態では、上記（１）式に示す伝達関数Ｈ(ｚ)の係数ａ₁は、図３の変数ａ₁[k]（ｋは離散時間を表すインデックス番号）となっている。変数ａ₁[k]は、帯域通過フィルタ２に入力信号Ｓ_inをサンプリング周期Ｔ_s（＝１／ｆ_s）でサンプリングした離散値ｘ[k]（ディジタルデータ。以下、「入力データｘ[k]」という。）が入力される毎に積分器６から帯域通過フィルタ２に設定される。

【0040】

帯域通過フィルタ２における演算処理は、図３に示すように、加算器２ａ，２ｂ、乗算器２ｃ，２ｄ及び遅延素子２ｅ，２ｆによって構成されるフィードバック演算処理のパートと、遅延素子２ｅ、乗算器２ｇ，２ｉ，２ｈ及び加算器２ｊによって構成されるフィードフォワード演算処理のパートとで構成される。フィードバック演算処理のパートは上記（１）式の分母の演算処理を行なう部分であり、フィードフォワード演算処理のパートは上記（１）式の分子の演算処理を行なう部分である。

【0041】

図３において、帯域通過フィルタ２から出力される離散値（ディジタルデータ。以下、「出力データ」という。）をｙ[k]、ｗ点のデータをｗ[k]、ある時点でのａ₁[k]をａ₁とすると、
ｗ[k]＝ｘ[k]＋ａ₁・ｗ[k-1]−ｒ²・ｗ[k-2]
ｙ[k]＝（１−ｒ²）・ｗ[k]＋（１−ｒ）・ａ₁・ｗ[k-1]
である。両式のｚ変換の式は、
Ｗ(z)＝Ｘ(z)＋ａ₁・ｚ^-1・Ｗ(z)−ｒ²・ｚ^-2・Ｗ(z)
Ｙ(z)＝（１−ｒ²）・Ｗ(z)＋（ｒ−１）・ａ₁・ｚ^-1・Ｗ(z)
であるから、
Ｘ(z)＝（１−ａ₁・ｚ^-1＋ｒ²・ｚ^-2）・Ｗ(z)
Ｙ(z)＝｛（１−ｒ²）＋（ｒ−１）・ａ₁・ｚ^-1｝・Ｗ(z)
より、
Ｈ(z)＝Ｙ(z)／Ｘ(z)
＝｛（1-r²）+(r-1)・ａ₁・ｚ^-1｝/（1-ａ₁・ｚ^-1+r²・ｚ^-2）…（４）
となる。（４）式と（１）式を対比すると、ｂ₀＝（１−ｒ²）、ｂ₁＝（ｒ−１）・ａ₁、ａ₂＝−ｒ²であるから、図３は、（１）式に示す伝達関数Ｈ(z)の演算処理を示している。

【0042】

従って、帯域通過フィルタ２では、入力データｘ[k]が入力される毎に上記（１）式が演算され、その演算値が出力データｙ[k]として出力される。

【0043】

第１直交化器３と第２直交化器４は、図３に示すように、伝達関数Ｈ_r(z)＝ｚ^-1の演算処理と伝達関数Ｈ_i(z)＝ｚ^-2−１の演算処理を行う部分を有し、各演算処理部分から演算結果を出力する１入力２出力型の演算器である。伝達関数Ｈ_r(z)＝ｚ^-1の演算処理部分（第１直交化器３では遅延素子３ａの部分、第２直交化器４では遅延素子４ａの部分）は、入力信号と同位相の信号を出力する部分である。伝達関数Ｈ_i(z)＝ｚ^-2−１の演算処理部分（第１直交化器３では遅延素子３ａ，３ｂ及び加算器３ｃの部分、第２直交化器４では遅延素子４ａ，４ｂ及び加算器４ｃの部分）は、入力信号と矩位相の信号を出力する部分である。

【0044】

伝達関数Ｈ_r(z)に入力されるデータがｖ[k]＝Ｖ・cos（ω・ｋ）（ω＝２π・ｆ）で表わされる正弦波であるとすると、伝達関数Ｈ_r(z)から出力されるデータｕ_r[k]は、
ｕ_r[k]＝ｖ[k-1]＝Ｖ・cos｛ω・（ｋ−１）｝ …（５）
であるから、伝達関数Ｈ_r(z)の演算処理部分からは入力から１サンプル遅延した信号と同位相の信号が出力される。

【0045】

一方、伝達関数Ｈ_i(z)から出力されるデータｕ_i[k]はｕ_i[k]＝ｖ[k-2]−ｖ[k]＝Ｖ・［cos｛ω・（ｋ−２）｝−cos（ω・ｋ）］である。cos（α）−cos（β）＝２sin｛（α＋β）／２｝・sin｛（α−β）／２｝よりcos｛ω・（ｋ−２）｝−cos（ω・ｋ）＝２sin（ω）・sin｛ω・(ｋ−１）｝であるから、伝達関数Ｈ_i(z)から出力されるデータｕ_i[k]は、
ｕ_i[k]＝２Ｖ・sin（ω）・sin｛ω・(ｋ−１）｝ …（６）
となる。従って、伝達関数Ｈ_i(z)の演算処理部分からは入力から１サンプル遅延した信号と矩位相の信号が出力される。

【0046】

帯域通過フィルタ２に入力される入力データｘ[k]と帯域通過フィルタ２から出力される出力データｙ[k]が、
ｘ[k]＝Ａ₁・cos（２π・ｆ_n・ｋ）＝Ａ₁・cos（ω_n・ｋ）
ｙ[k]＝Ａ₂・cos（ω_n・ｋ−ψ）
ｆ_n＝ｆ_in／ｆ_s
ω_n＝２π・ｆ_n
Ａ₁，Ａ₂：振幅（Ａ₁，Ａ₂＞０，）
で表わされるとすると、上記（５），（６）式より、第１直交化器３の遅延素子３ａからｘ_r[k]＝ｘ[k-1]＝Ａ₁・cos｛ω_n・（ｋ−１）｝のデータ（第１同相信号のデータ）が出力され、加算器３ｃからｘ_i[k]＝ｘ[k-2]−ｘ[k]＝２Ａ₁・sin（ω_n）・sin｛ω_n・(ｋ−１）｝のデータ（第１矩相信号のデータ）が出力される。また、第２直交化器４の遅延素子４ａからｙ_r[k]＝ｙ[k-1]＝Ａ₂・cos｛ω_n・（ｋ−１）−ψ｝のデータ（第２同相信号のデータ）が出力され、加算器４ｃからｙ_i[k]＝ｙ[k-2]−ｙ[k]＝２Ａ₂・sin（ω_n）・sin｛ω_n・(ｋ−１）−ψ｝のデータ（第２矩相信号のデータ）が出力される。

【0047】

位相差算出器５は、図３に示すように、ｅ[k]＝ｙ_r[k]・ｘ_i[k]−ｘ_r[k]・ｙ_i[k]を演算する演算器である。乗算器５ａはｘ_r[k]・ｙ_i[k]の演算を行い、乗算器５ｂはｙ_r[k]・ｘ_i[k]の演算を行い、加算器５ｃは、乗算器５ｂの乗算結果から乗算器５ａの乗算結果を減算する。

【0048】

乗算器５ａ，５ｂの演算値は、
ｙ_r[k]・ｘ_i[k]＝Ａ₂・cos[ω_n・(k-1)-ψ]・２Ａ₁・sin(ω_n)・sin[ω_n・(k-1)]
＝２Ａ₁・Ａ₂・sin(ω_n)・cos[ω_n・(k-1)-ψ]・sin[ω_n・(k-1）｝
ｘ_r[k]・ｙ_i[k]＝Ａ₁・cos[ω_n・(k-1)]・２Ａ₂・sin(ω_n)・sin[ω_n・(k-1)-ψ]
＝２Ａ₁・Ａ₂・sin(ω_n)・cos[ω_n・(k-1)]・sin[ω_n・(k-1)-ψ]
である。２Ａ₁・Ａ₂・sin(ω_n)＝Ｍ（定数）とすると、
ｙ_r[k]・ｘ_i[k]＝Ｍ・cos[ω_n・(k-1)-ψ]・sin[ω_n・(k-1）｝
ｘ_r[k]・ｙ_i[k]＝Ｍ・cos[ω_n・(k-1)]・sin[ω_n・(k-1)-ψ]
であるから、位相差算出器５の演算結果ｅ[k]は、
ｅ[k]＝Ｍ・[cos[ω_n・(k-1)-ψ]・sin[ω_n・(k-1)]-cos[ω_n・(k-1)]・sin[ω_n・(k-1)-ψ]]
となる。そして、cos(α)・sin(β)-cos(β)・sin(α)＝sin(β-α)より、
ｅ[k]＝Ｍ・sin[ω_n・(k-1)-ω_n・(k-1)＋ψ]
＝Ｍ・sin(ψ) …（７）
となる。

【0049】

振幅Ａ₁，Ａ₂は、０＜Ａ₁、０＜Ａ₂であり、０＜ｆ_n＜０．５より０＜ω_n＜πであるから、０＜Ｍである。従って、位相差算出器５は、帯域通過フィルタ２に入力データｘ[k]が入力される毎に、上述した位相差ψを示す情報であるＭ・sin(ψ)を演算する。この演算値は符号を反転して積分器６に入力される。

【0050】

本実施形態では、第１直交化器３で帯域通過フィルタ２の入力信号Ｓ_inと同相の第１同相信号及び入力信号Ｓ_inと矩位相の第１矩相信号を算出し、第２直交化器４で帯域通過フィルタ２の出力信号Ｓ_outと同相の第２同相信号及び出力信号Ｓ_outと矩位相の第２矩相信号を算出する。そして、第１矩相信号ｘ_i[k]と第２同相信号ｙ_r[k]の乗算値から第１同相信号ｘ_r[k]と第２矩相信号ｙ_i[k]の乗算値を減算することによって得られるＭ・sin(ψ)で表わされる値を入力信号Ｓ_inと出力信号Ｓ_outの位相差ψを示す情報としている。このため、Ｍ・sin(ψ)を算出する位相差算出器５は、２つの乗算器５ａ，５ｂと１つの加算器５ｃだけで構成することができる。

【0051】

正弦波信号同士の位相を比較する方法として、例えば、（ａ）両信号を乗算して低域通過フィルタに通す、（ｂ）両信号の乗算値の最大値と最小値の平均を取る、（ｃ）両信号のゼロクロス点の時間差を計測する、などの方法が知られている。（ａ）の方法は、乗算器以外に低域通過フィルタが必要になる、低域通過フィルタによって応答が遅れるなどの不利がある。（ｂ）の方法は、精度が良くない、応答が遅れるなどの不利がある。（ｃ）の方法は、精度が良くないなどの不利がある。これらの方法に対し、本実施形態に係る位相差算出器５は２つの乗算器５ａ，５ｂと１つの加算器５ｃだけで構成されるので、応答遅れがなく、良好な精度で位相差に関する情報が得られるという利点がある。

【0052】

積分器６は、位相差算出器５から符号を反転して入力される−ｅ[k]＝−Ｍ・sin(ψ)のデータを積分し、所定のゲインＫ_iを乗じて帯域通過フィルタ２の係数ａ₁の更新値ａ₁[k]を算出する演算器である。図３において、加算器６ａ及び遅延素子６ｂは周知の積分演算を行う処理部であり、乗算器６ｃはその積分値にゲインＫ_iを乗じる処理部である。

【0053】

上述したように、Ｍ・sin(ψ)＝０であれば、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cは入力周波数ｆ_inと同一の状態であり、Ｍ・sin(ψ)＞０であれば、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cは入力周波数ｆ_inより小さい状態であり、Ｍ・sin(ψ)＜０であれば、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cは入力周波数ｆ_inより大きい状態である。Ｍ・sin(ψ)＞０であれば、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に対して、係数ａ₁の現在値よりも大きい値をフィードバックすれば、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に含まれるθ_c＝２π（ｆ_c／ｆ_s）をθ_in＝２π（ｆ_in／ｆ_s）に収束させることができる。逆に、Ｍ・sin(ψ)＜０であれば、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁の現在値よりも小さい値をフィードバックすれば、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に含まれるθ_c＝２π（ｆ_c／ｆ_s）をθ_inに収束させることができる。

【0054】

Ｍ・sin(ψ)の値は、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cと入力周波数ｆ_inとのずれ分を表しているから、Ｍ・sin(ψ)の符号を逆にして積分制御を行う制御値を算出すれば、その算出値を帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁へのフィードバック制御値とすることができる。従って、積分器６は、位相差算出器５から入力される−ｅ[k]を積分した後、ゲインＫ_iを乗ずることによって制御値ａ₁[k]を算出し、その算出値ａ₁[k]を帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁に設定している。なお、制御値ａ₁[k]はａ₁[k]＝２ｒ・cos(θ_c[k])、θ_c[k]＝２π（ｆ_c[k]／ｆ_s）（ｆ_c[k]は時点ｋでの帯域通過フィルタ２の中心周波数）である。

【0055】

次に、本発明に係る信号検出装置１の作用について説明する。

【0056】

信号検出装置１では、帯域通過フィルタ２に入力データｘ[ｋ]＝Ａ₁・cos（ω_n・ｋ）が入力されると、帯域通過フィルタ２から出力データｙ[ｋ]＝Ａ₂・cos（ω_n・ｋ−ψ）が出力される。第１直交化器３、第２直交化器４及び位相差算出器５により入力信号Ｓ_inと出力信号Ｓ_outの位相差ψを示すデータｅ[ｋ]＝Ｍ・sin（ψ）＝２Ａ₁・Ａ₂・sin（ω_n）・sin（ψ）が算出される。積分器６でこのデータｅ[ｋ]を用いて帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ（ｚ）の係数ａ₁を更新する制御値ａ₁[ｋ]が算出される。この制御値ａ₁[ｋ]は、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に設定され、次の入力データｘ[ｋ＋１]に対する出力データｙ[ｋ＋１]の演算処理では、上記（１）式に示す帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ（z）の特性が変化する。以下、入力データｘ[ｋ]（ｋ＝２，３，…）が入力される毎に、帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ（ｚ）の係数ａ₁が制御値ａ₁[ｋ]＝２ｒ・cos｛２π（ｆ_c[ｋ]／ｆ_s）｝（ｋ＝２，３，…）に変更されて出力データｙ[ｋ]（ｋ＝２，３，…）の演算処理が行われる。

【0057】

帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁は、入力データｘ[k]が入力される毎にａ₁[k]＝２ｒ・cos｛２π（ｆ_c[k]／ｆ_s）｝に更新されるが、この制御値ａ₁[k]は、位相差ψが「０」に近付くように変化する。そして、位相差ψが「０」になると、ａ₁[k]＝２ｒ・cos｛２π（ｆ_in／ｆ_s)｝に維持されるので、帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁は２ｒ・cos｛２π（ｆ_in／ｆ_s)｝に収束する。これにより、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cは、入力信号Ｓ_inの入力周波数ｆ_inに変更され、帯域通過フィルタ２からは入力信号Ｓ_inと同一の位相の出力信号Ｓ_outが出力される。

【0058】

従って、本実施形態に係る信号検出装置１によれば、ＰＬＬのように信号発生器を必要とせず、周波数が未知の入力信号Ｓ_inや周波数が時間的に変化する入力信号Ｓ_inを正確に検出することができる。

【0059】

次に、本発明に係る信号検出装置の第２実施形態について説明する。

【0060】

図４は、本発明に係る信号検出装置の第２実施形態のブロック構成を示す図である。図５は、図４に示す信号検出装置１’の各処理ブロックに含まれる構成要素を示す図である。

【0061】

第１実施形態は、位相差算出値５の算出値ｅ[k]を用いて帯域通過フィルタ２の係数ａ₁の制御値ａ₁[k]を生成していたが、第２実施形態は、位相差算出値５の算出値ｅ[k]を用いて帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cの制御値ｆ[k]を生成し、更にその制御値ｆ[k]を用いて帯域通過フィルタ２の係数ａ₁の制御値ａ₁[k]を生成するものである。

【0062】

第１実施形態では，第１直交化器３、第２直交化器４及び位相差算出器５で算出したｅ[k]＝Ｍ・sin(ψ)をもとに、ψがψ＜０、ψ＞０、ψ＝０のいずれであるかを判定し、その判定結果に応じてｅ[k]から係数ａ₁を増減させる制御値ａ₁[k]を演算していた。すなわち、Ｍ・sin(ψ)＞０であれば、係数ａ₁を減少させ、Ｍ・sin(ψ)＜０であれば、係数ａ₁を増大させるために、積分器６でｅ[k]＝Ｍ・sin(ψ)の符号を反転して積分演算とゲインＫ_iの乗算を行って制御値ａ₁[ｋ]を生成していた。

【0063】

第２実施形態は、係数ａ₁＝２ｒ・cos｛２π（ｆ_c／ｆ_s）｝の中心周波数ｆ_cを制御対象の変数ｆ_xとし、第１直交化器３、第２直交化器４及び位相差算出器５で算出したｅ[k]を係数ａ₁＝２ｒ・cos｛２π（ｆ_x／ｆ_s）｝の周波数ｆ_xを増減させる制御値として利用する。第２実施形態は、ｅ[k]から生成した制御値ｆ[k]によって係数ａ₁内の周波数ｆ_xを増減させることによって係数ａ₁の値を増減させ、位相差ψが０となる係数ａ₁に収束させる。

【0064】

第２実施形態は、第１実施形態に対し、位相差算出器５の算出値ｅ[k]＝Ｍ・sin（ψ）から積分値を算出し、その積分値を係数ａ₁＝２ｒ・cos｛２π（ｆ_x／ｆ_s）｝の「ｆ_x」に代入して係数ａ₁の制御値ａ₁[k]を演算する処理ブロックを有する点が異なる。

【0065】

図４，図５に示す第２実施形態に係る信号検出装置１’は、図１，図３に示す第１実施形態に係る信号検出装置１に対して積分器６と帯域通過フィルタ２との間に、積分器６の演算結果ｓ[k]を係数ａ₁＝２ｒ・cos｛２π（ｆ_x／ｆ_s）｝の周波数ｆ_xに代入して係数ａ₁の制御値ａ₁[k]を演算する係数演算器７を追加した点が異なる。

【0066】

第２実施形態では、Ｍ・sin(ψ)＞０のときは、係数ａ₁を減少させるために周波数ｆ_xを減少し、Ｍ・sin(ψ)＜０のときは、係数ａ₁を増大させるために周波数ｆ_xを増大する必要があるので、積分器６では、位相差算出値５の算出値ｅ[k]の符号を反転することなく積分演算とゲインＫ_iの乗算を行うようにしている。具体的には、位相差算出値５の算出値ｅ[k]は符号を反転させることなく加算器６ａに入力されている。

【0067】

図５に示す信号検出装置１’では、第１直交化器３、第２直交化器４及び位相差算出器５で、図３に示す信号検出装置１と同様にｅ[k]＝Ｍ・sin(ψ)が算出される。そして、積分器６でｅ[k]の積分演算を行った後、ゲインＫ_iを乗じて制御値ｆ[k]が算出され、更に係数演算器７でその制御値ｆ[k]を用いて制御値ａ₁[k]＝２ｒ・cos｛２π（ｆ[k]／ｆ_s）｝が算出され、その制御値ａ₁[k]が帯域通過フィルタ２のフィードバック演算処理部の係数ａ₁に設定される。

【0068】

第２実施形態でも第１実施形態と同様に、帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁が、入力データｘ[k]が入力される毎に位相差ψが「０」に近付くように変化し、位相差ψが「０」になると、そのときの係数ａ₁に維持される。従って、第２実施形態でも帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cが入力信号Ｓ_inの入力周波数ｆ_inに変更され、帯域通過フィルタ２から入力信号Ｓ_inと同一の位相の出力信号Ｓ_outを出力することができる。

【0069】

第２実施形態も第１実施形態と同様にＰＬＬのように信号発生器を必要とせず、周波数が未知の入力信号Ｓ_inや周波数が時間的に変化する入力信号Ｓ_inを正確に抽出することができる。また、第２実施形態では、帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の係数ａ₁に含まれる中心周波数ｆ_cを示す周波数ｆを直接制御して係数ａ₁を位相差ψ＝０の値に収束させるので、入力信号Ｓ_inの周波数の情報も取得することができる利点がある。

【0070】

次に、本発明に係る信号検出装置の第３実施形態について説明する。

【0071】

上述した第１実施形態は、位相差算出値５の算出値ｅ[k]の符号を反転して積分器６で積分演算をした値を帯域通過フィルタ２の係数ａ₁の制御値ａ₁[k]として、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に直接設定する構成である。一方、上述した第２実施形態は、位相差算出値５の算出値ｅ[k]を積分器６で積分演算をした値を帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cの制御値ｆ[k]とし、その制御値ｆ[k]を用いて係数演算器７で係数ａ₁の制御値ａ₁[k]を演算した後、その制御値ａ₁[k]を帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に設定する構成である。

【0072】

第１，第２実施形態では、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cが入力信号Ｓ_inの周波数ｆ_inに収束した後、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁[k]から入力信号Ｓ_inの周波数ｆ_inを求めるためには、
ｆ_in＝（ｆ_s／２π）・cos^-1[ａ₁[k]／(２ｒ)] …（８）
の演算をする必要がある。第２実施形態では、積分器６の積分演算値を帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cとしているので、
ｆ_in＝２ｒ・cos[２π・ｆ_c[k]／(ｆ_s)] …（９）
の演算でも入力信号の周波数ｆ_inを求ることができる。

【0073】

帯域通過フィルタ２の係数ａ₁[k]は、中心周波数ｆ_cを変数とした三角関数で表わされる係数であるのに対し、第１，第２実施形態は、位相差算出器５の算出値ｅ[k]に応じて帯域通過フィルタ２の係数ａ₁[k]を変化させる考え方である。このため、第１，第２実施形態で入力信号Ｓ_inの周波数ｆ_inを求めようとすると、上記のように、逆三角関数若しくは三角関数の演算処理回路が必要になる。位相検出装置１，１’に逆三角関数若しくは三角関数の演算処理回路を設けると、帯域通過フィルタ２の最大動作周波数が低下するという問題が生じる。更に逆三角関数若しくは三角関数の演算処理回路を、ＦＰＧＡ等の論理回路で構成する場合は、回路規模が大きくなるという問題があり、ＣＰＵによる演算回路で構成する場合は、ＣＰＵに実行させるプログラム規模が大きくなるという問題がある。

【0074】

第３実施形態は、逆三角関数若しくは三角関数の演算処理回路を設けることなく、入力信号Ｓ_inの周波数ｆ_inを求めることができる構成としたものである。第１，２実施形態は、図６の点線で示すように、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを位相差算出器５の算出値ｅ[k]に応じた任意の周波数に変化させて入力信号Ｓ_inの周波数ｆ_inに収束させるという考え方である。これに対し、第３実施形態は、同図の実線で示すように、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを変化させる範囲を予め設定し、その中心周波数変化範囲ｆ_cmin〜ｆ_cmaxにおける周波数の変化値をＮ個の離散値ｆ_cj＝ｆ_cmin＋ｊ・（ｆ_cmax−ｆ_cmin）／Ｎ（ｊは、中心周波数変化範囲内の分割範囲の番号。）とし、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを位相差算出器５の算出値ｅ[k]に応じた周波数の離散値ｆ_cjで変化させて入力信号の周波数ｆ_inに収束させるという考え方である。

【0075】

図６の例では、ｆ_d＝（ｆ_c／ｆ_s）＝０．０５〜０．３５を中心周波数変化範囲ｆ_cmin〜ｆ_cmaxとしている。ｆ_c＝６０Ｈｚ、ｆ_s＝３００Ｈｚとすると、ｆ_cmin＝１５Ｈｚ、ｆ_cmax＝１０５Ｈｚである。図６では、作図の関係で分割数Ｎを「９」としているが、実際の分割数Ｎは、検出精度（周波数分解能）を考慮した適切な値に設定される。例えば、周波数分解能を１Ｈｚとすると、分割数Ｎは「９０」となる。

【0076】

第３実施形態では、周波数ｆ_cjに対応するＮ個の係数ａ_1jが予めメモリに記憶されており、積分器６の積分演算値をＮ個の周波数ｆ_cjのいずれかに量子化し、量子化した周波数ｆ_cjに対応する係数ａ_1jをメモリから読み出して帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に設定する構成となっている。

【0077】

図７は、本発明に係る信号検出装置の第３実施形態のブロック構成を示す図である。

【0078】

図７は、図４に示す信号検出装置1’に対して、係数演算器７を量子化器８、アドレス変換器９及び係数演算器７’に変更した点が異なる。係数演算器７’は、上述した周波数ｆ_cjに対応するＮ個の係数ａ_1jを記憶するメモリ７ａを有する。係数ａ_1j（ｊ＝０，１，２，…Ｎ−１）は、
ａ_1j＝２ｒ・cos[２π（ｆ_cj／ｆ_s）] …（１０）
ｆ_cj＝ｆ_cmin＋ｊ・（ｆ_cmax−ｆ_cmin）／Ｎ
の演算式によって予め算出されている。

【0079】

係数演算器７’は、アドレス変換器９からアドレスＡＤ_jが入力される毎に、メモリ７ａからアドレスＡＤ_jに格納されている係数ａ_1jを読み出し、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に設定する。

【0080】

量子化器８は、積分器６から出力される積分制御値（位相差算出器５の出力ｅ[k]＝Ｍ・sin(ψ)を積分した後、ゲインＫ_iを乗じた値）をＮ個の周波数ｆ_cjのいずれかに量子化する。積分器６から出力される積分制御値をＥ[k]とし、周波数分解能をＢ＝（ｆ_cmax−ｆ_cmin）／Ｎとすると、量子化器８は、
ｆ_cj[k]＝Ｂ・［round[Ｅ[k]/Ｂ]］ …（１１）
ｊ＝round[Ｅ[k]／Ｂ]−２
の演算処理を行うことにより、積分制御値Ｅ[k]の量子化値ｆ_cj[k］を算出する。なお、（１１）式において、ｒｏｕｎｄ（ｘ）は、引数ｘを四捨五入して指定桁数に丸めるＲＯＵＮＤ関数である。

【0081】

図６の例では、Ｂ＝（ｆ_cmax−ｆ_cmin）／Ｎ＝９０／９＝１０Ｈｚであるから、例えば、Ｅ[k]＝４２の場合、round[Ｅ[k]／Ｂ]＝４、ｊ＝２となるから、量子化器８からはｆ_c2[k]＝４０Ｈｚの量子化値が算出される。

【0082】

アドレス変換器９は、量子化器８で算出された量子化値ｆ_cj[k］をメモリ７ａにおける当該量子化値ｆ_cj[k］に対応する係数ａ_1jが格納されたアドレスＡＤ_jに変換する。アドレス変換器９で変換されたアドレスＡＤ_jは係数算出器７’に入力される。

【0083】

第３実施形態に係る信号検出装置１”では、帯域通過フィルタ２に入力データｘ[ｋ]＝Ａ₁・cos(ω_n・ｋ)が入力される毎に、位相差算出器５が入力信号Ｓ_inと出力信号Ｓ_outの位相差ψを示すデータｅ[ｋ]＝Ｍ・sin(ψ)＝２Ａ₁・Ａ₂・sin(ω_n)・sin(ψ)を算出し、積分器６がこのデータｅ[ｋ]を積分した後、ゲインＫｉを乗じて帯域通過フィルタ２の中心周波数の制御値ｆ_c'を算出する。更に量子化器８がその中心周波数の制御値ｆ_c'を予め設定された周波数ｆ_cjに量子化し、アドレス変換器９が量子化された周波数ｆ_cjをアドレスＡＤ_jに変換して係数演算器７'に入力する。そして、係数変換器７'がメモリ７ａのアドレスＡＤ_jに格納されている係数ａ_1jを読み出し、次の入力データｘ[ｋ＋１]に対する係数ａ₁[ｋ＋１]として帯域通過フィルタ２の係数ａ₁に設定する。

【0084】

従って、次の入力データｘ[k+1]に対する出力データｙ[k+1]の演算処理では、上記（１）に示す帯域通過フィルタ２の伝達関数Ｈ(z)の特性が変化する。以下、入力データｘ[k]（ｋ＝２，３，…）が入力される毎に、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁が制御値ａ₁[k]（ｋ＝２，３，…）に変更されて出力データｙ[k]（ｋ＝２，３，…）の演算処理が行われる。

【0085】

帯域通過フィルタ２の係数ａ₁は、入力データｘ[k]が入力される毎に、予め設定された係数ａ₁[k]が位相差ψを「０」に近付けるようにステップ状に変化する。そして、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cjが入力周波数ｆ_inと同一の分割範囲に収束すると、帯域通過フィルタ２の係数ａ₁はその中心周波数ｆ_cjに対応する係数ａ_1jに維持される。従って、帯域通過フィルタ２からは入力信号Ｓ_inとの位相差がほぼ「０」の出力信号Ｓ_outが出力される。

【0086】

第３実施形態では、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cが収束したときの周波数ｆ_inが積分器６の出力を量子化した周波数ｆ_cjによって得られるので、第１，２実施形態のように逆三角関数若しくは三角関数の演算をすることなく、積分器６の出力から入力信号の周波数ｆ_inを得ることができる。

【0087】

第３実施形態は、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cjを入力周波数ｆ_inと同一の分割範囲に収束させるので、収束した中心周波数ｆ_cjと入力周波数ｆ_inとの間に周波数の誤差Δｆが生じる。この誤差Δｆは、中心周波数変化範囲の分割数Ｎを大きくすれば、すなわち、周波数分解能Ｂを小さくすれば、低減でき、入力周波数_inの検出精度を高めることができる。しかし、周波数分解能Ｂを小さくすると、それに応じてメモリ７ａに記憶する係数ａ_1jが増加するので、メモリ７ａの容量が増大するという問題が生じる。

【0088】

この問題に対しては、図８に示すように、量子化器８の出力にローパスフィルタ１０を設けることによって解消することができる。量子化器６に設定する周波数分解能Ｂ２を所望の検出精度を得るための周波数分解能Ｂ１のＭ倍にしたい場合、ローパスフィルタ１０としてＭ個のデータの移動平均を演算するローパスフィルタを設けるとよい。

【0089】

例えば、所望の検出精度を得るための周波数分解能Ｂ１を０．０９（分割数Ｎ＝１０００）とすると、中心周波数ｆ_cの収束値が入力周波数ｆ_inに一致しない場合は、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cは入力周波数ｆ_inを挟んで０．０９Ｈｚのピッチで振動する状態となる。一方、周波数分解能Ｂ２を０．９（分割数Ｎ＝１００）にすると、帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cは入力周波数ｆ_inを挟んで０．９Ｈｚのピッチで振動する状態となる。すなわち、分割数Ｎが「１００」の場合は、量子化器８から出力される中心周波数ｆ_cj[k］の収束状態における振動幅は、分割数Ｎが「１０００」の場合に比べてほぼ１０倍となり、検出精度はほぼ１／１０に低下する。

【0090】

これに対し、量子化器８の後段に１０個のデータの移動平均を演算するローパスフィルタ１０を設けると、量子化器８から出力される中心周波数ｆ_cj[k]の列がローパスフィルタ１０により１０個単位で平均化されるので、中心周波数ｆ_cj[k]の振動幅が抑制される。例えば、量子化器８から出力される中心周波数ｆ_cj[k]が入力周波数ｆ_inを挟んで上下に交互に振動する場合、１０個単位の平均値は、ほぼ「０」になると考えられるので、振動幅はローパスフィルタ１０がない場合よりも１桁は小さくなると考えられる。

【0091】

従って、所望の検出精度を得るための分割数Ｎを１／Ｍに低減し、量子化器８の後段にＭ個のデータの移動平均を演算するローパスフィルタ１０を設ければ、周波数の検出精度を低下させることなくメモリ７ａに格納すべき係数ａ_1jの数を低減でき、メモリ７ａのメモリ容量を低減するができる。

【0092】

なお、第１乃至第３実施形態では、信号検出装置１，１’，１”に入力信号Ｓ_inとしてディジタルデータｘ[k]が入力されるものとして説明したが、信号検出装置１，１’，１”が適用される高周波電力供給システムや分散型電源では、負荷の電圧信号や電力系統の電圧信号をアナログ信号で検出し、その検出信号を信号検出装置１，１’，１”に入力する構成であるので、帯域通過フィルタ２の入力段にアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を設ける必要がある。

【0093】

また、電力系統の電圧信号を検出する場合、その検出信号には基本周波数ｆ_p（日本では５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚ）以外に高調波成分が含まれている場合があり、基本周波数ｆ_pの電圧信号を検出するために帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを基本周波数ｆ_pに収束させる制御をする場合には高調波成分が悪影響を与える。ｎ次高調波成分の電圧信号を検出するために帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cをｎ次高調波（ｎ×ｆ_p）に収束させる制御をする場合は、ｎ次高調波成分の以外の高調波成分と基本周波数成分が悪影響を与える。

【0094】

また、高周波電力供給システムでも基本周波数以外に高調波成分が含まれている場合があり、上記と同様の問題がある。更に、高周波電力供給システムでは、周波数の異なる複数の高周波電力を同時に負荷に供給する場合があり、この場合は、上記の問題に加えて、一方の高周波電圧を検出するために帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cをその高周波電圧の周波数に収束させる制御を行うと、他方の高周波電圧の周波数と高調波成分がその制御に悪影響を与える場合が生じる。

【0095】

周波数が未知である交流信号や周波数が時間的に変化する交流信号を検出する場合、一般にセンサで検出した交流信号には目的とする周波数の信号以外に高調波成分や他の周波数の信号が含まれる。それらの信号が帯域通過フィルタ２の中心周波数ｆ_cを目的とする周波数に収束させる制御に悪影響を与えることを防止するために、図９〜図１１に示す構成にするとよい。

【0096】

図９〜図１１に示す構成は、帯域通過フィルタ２と同一の伝達関数Ｈ(z)を有する１又は２以上の帯域通過フィルタ２’を当該帯域通過フィルタ２の前段に縦列接続し、積分器６又は係数演算器７，７’から出力される係数ａ₁[k]を帯域通過フィルタ２’の係数ａ₁にもフィードバックするようにしたものである。

【符号の説明】

【0097】

１，１’，１” 信号検出装置
２，２’ 帯域通過（バンドパス）フィルタ
２ａ，２ｂ，２ｊ 加算器
２ｃ，２ｄ，２ｇ，２ｈ，２ｉ 乗算器
２ｅ，２ｆ 遅延素子
３ 第１直交化器
３ａ，３ｂ 遅延素子
３ｃ 加算器
４ 第２直交化器
４ａ，４ｂ 遅延素子
４ｃ 加算器
５ 位相差算出器
５ａ，５ｂ 乗算器
５ｃ 加算器
６ 積分器
６ａ 加算器
６ｂ 遅延素子
６ｃ 乗算器
７ 係数演算器（係数演算手段）
７’ 係数演算器（係数設定手段）
７ａ メモリ（係数記憶手段）
８ 量子化器（周波数変換手段）
９ アドレス変換器（係数設定手段）
１０ ローパスフィルタ

【図1】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図2】