特許 5780143 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5780143

(24)【登録日】2015年7月24日

(45)【発行日】2015年9月16日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20150827BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 J

【請求項の数】5

【全頁数】23

(21)【出願番号】特願2011-268601(P2011-268601)

(22)【出願日】2011年12月8日

(65)【公開番号】特開2013-121272(P2013-121272A)

(43)【公開日】2013年6月17日

【審査請求日】2014年9月19日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002853

【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100088672

【弁理士】

【氏名又は名称】吉竹 英俊

(74)【代理人】

【識別番号】100088845

【弁理士】

【氏名又は名称】有田 貴弘

(74)【代理人】

【識別番号】100103229

【弁理士】

【氏名又は名称】福市 朋弘

(72)【発明者】

【氏名】日比野 寛

【審査官】 服部 俊樹

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０００−２１７３６５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−０４４８９７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−００６６２７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−３１２３７２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−３１８９２８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相の交流電圧が印加される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
前記交流線に接続される電力変換回路(2)と、
前記交流電圧の一周期のｍ（ｍは自然数）倍をｎ（ｎは２以上の整数、ただし、ｍ／ｎは整数ではない）で除算した期間毎のタイミングで、前記交流線に流れる少なくとも二相の線電流(iu,iv,iw)の瞬時値を少なくともｎ回連続して検出する線電流検出部(3)と、
前記少なくとも二相の線電流の瞬時値を三相の固定座標系から二相の固定座標系に変換して得られる二つの線電流の瞬時値又は前記少なくとも二相の線電流の瞬時値である二つの電流の瞬時値(iα[1]〜iα[n],iβ[1]〜iβ[n])の、一連のｎ個の平均を、それぞれ前記二つの電流の直流成分(iα0,iβ0)として求める直流成分抽出部(512,513)と、
一の前記タイミングにおける前記二つの電流の瞬時値(iα[p],iβ[p])からそれぞれ前記直流成分を除いて前記一の前記タイミングにおける前記二つの電流の交流成分の瞬時値たる交流成分算出値(iα2[p],iβ2[p])を求め、前記交流成分算出値と、前記二つの電流の基本波成分についての波形の式とに基づいて、所定の時点における前記交流成分の瞬時値たる交流成分推定値(iα2[q],iβ2[q])を推定する推定部(53)と
を備える、電力変換装置。

【請求項2】

前記推定部(53)は、前記交流成分推定値(iα2[q],iβ2[q])に、それぞれ前記直流成分(iα0,iβ0)を加えて前記所定の時点における前記二つの電流の瞬時値を算出する、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記交流電圧の電圧位相(φ,φ[p],φ[q])を取得する電圧位相取得部(61)を備え、
前記推定部(53)は、
前記交流成分算出値(iα2[p],iβ2[p])に基づいて前記二つの電流についての電流振幅(IM)を算出する電流振幅算出部(514)と、
前記交流成分算出値に基づいて前記二つの電流についての電流位相の前記タイミングにおける値(ψ[p])を算出し、当該値と前記タイミングにおける前記電圧位相(φ[p])との差たる位相角(θ)を算出する位相角算出部(515)と、
前記所定の時点における前記電圧位相(φ[q])に前記位相角を加えて前記電流位相の前記所定の時点における値(ψ[q])を算出し、当該値と前記電流振幅と前記波形の式とを用いて前記交流成分推定値(iα2[q],iβ2[q])を算出する交流成分推定部(522,523)と
を有する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記電力変換回路(2)は、一対の直流線(LH,LL)の間で相互に直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子(S1〜S6)を三相分有し、前記第１及び前記第２のスイッチング素子を接続する接続点がそれぞれ前記３つの交流線(Pu,Pv,Pw)に接続され、
前記電力変換装置(1)は、
所定の周期(T)の各々において、前記３つの交流線の一つが前記一対の直流線の一方に接続され、前記３つの交流線の他の２つが前記一対の直流線の他方に接続される６つのスイッチングパターンのうち、互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンと、前記３つの交流線の全てが前記一対の直流線の一方又は他方に接続される第３のスイッチングパターンとを、それぞれ第１から第３の期間に渡って採用して、前記電力変換回路に前記変換を行わせるスイッチング制御部(6)と、
前記所定の周期のうち前記タイミングを含む周期の各々において、前記第１及び前記第２の期間(ti,tj)の少なくとも何れか一方が基準期間よりも小さいときに、その前記周期において前記第１及び前記第２の期間の両方が前記基準期間以上となるように前記第１及び前記第２の期間の少なくとも何れか一方を補正する補正部(63)と
を更に備え、
前記線電流検出部(3)は、
前記一対の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する直流電流検出部(31)と、
前記基準期間以上の前記第１の期間において検出された前記直流電流を、前記第１スイッチングパターンによって決定される第１相の前記線電流の瞬時値とみなし、前記基準期間以上の前記第２の期間において検出された前記直流電流を、前記第２スイッチングパターンによって決定される第２相の前記線電流の瞬時値とみなす直流電流／線電流対応部(32)と
を有する、請求項１から３の何れか一つに記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記所定の時点は前記基準期間よりも短い前記第１又は前記第２の期間を有する前記周期の一つに含まれる、請求項４に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関し、特に直流電圧と交流電圧との間の変換を行う電力変換装置において線電流を推定する技術に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には三相インバータが記載されている。かかる三相インバータは、入力された直流電圧を交流電圧に変換する。かかる変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。

【0003】

また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の線電流を検出する。かかる検出は、インバータのスイッチングパターンに基づいて直流電流と線電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期において、互いに異なる２つのスイッチングパターンが採用される期間に直流電流を検出し、これらを当該２つのスイッチングパターンに基づいて決定される２相の線電流として検出する。そして、３相の線電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の線電流を算出している。

【0004】

なお本発明に関連する技術が特許文献２〜１１に開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００４−３０４９２５号公報

【特許文献2】特開２００３−１８９６７０号公報

【特許文献3】特開２００２−１１９０６２号公報

【特許文献4】特開平１０−１５５２７８号公報

【特許文献5】特開平３−２３０７６７号公報

【特許文献6】特開２００４−６４９０３号公報

【特許文献7】特開２００５−４５８４８号公報

【特許文献8】特開２００４−３３６８７６０号公報

【特許文献9】特開２００３−２５９６５９号公報

【特許文献10】特開２００４−４８８６８号公報

【特許文献11】特開２００５−２６９７６８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

例えば特許文献１において、スイッチングパターンが採用される期間が短いことに起因して、その期間において直流電流を検出することができない場合、その期間を増大する補正が行われる。

【0007】

しかしながら、このような期間の増大は交流電圧の歪みを招くという観点では、好ましくない。そこで、本願の発明者は、スイッチングパターンが採用される期間が短いときに、他の期間において既に検出あるいは推定された線電流の値を用いてその期間における線電流を推定することに着想した。この処理では、その期間を増大させる必要がないので、線間電圧の歪みの抑制に資することができる。

【0008】

ただし、本発明は直流電流に基づいて線電流を検出する電力変換装置に限定されず、むしろ線電流、特にその基本波成分の推定に際して高い推定精度が求められる場合を指向する。

【0009】

そこで、本発明では、所定の時点における線電流を推定するに際して、その基本波成分の推定精度を高めることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、三相の交流電圧が印加される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、前記交流線に接続される電力変換回路(2)と、前記交流電圧の一周期のｍ（ｍは自然数）倍をｎ（ｎは２以上の整数、ただし、ｍ／ｎは整数ではない）で除算した期間毎のタイミングで、前記交流線に流れる少なくとも二相の線電流(iu,iv,iw)の瞬時値を少なくともｎ回連続して検出する線電流検出部(3)と、前記少なくとも二相の線電流の瞬時値を三相の固定座標系から二相の固定座標系に変換して得られる二つの線電流の瞬時値又は前記少なくとも二相の線電流の瞬時値である二つの電流の瞬時値(iα[1]〜iα[p],iβ[1]〜iβ[n])の、一連のｎ個の平均を、それぞれ前記二つの電流の直流成分(iα0,iβ0)として求める直流成分抽出部(512,513)と、一の前記タイミングにおける前記二つの電流の瞬時値(iα[p],iβ[p])からそれぞれ前記直流成分を除いて前記一の前記タイミングにおける前記二つの電流の交流成分の瞬時値たる交流成分算出値(iα2[p],iβ2[p])を求め、前記交流成分算出値と、前記二つの電流の基本波成分についての波形の式とに基づいて、所定の時点における前記交流成分の瞬時値たる交流成分推定値(iα2[q],iβ2[q])を推定する推定部(53)とを備える。

【0011】

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記推定部(53)は、前記交流成分推定値(iα2[q],iβ2[q])に、それぞれ前記直流成分(iα0,iβ0)を加えて前記所定の時点における前記二つの電流の瞬時値を算出する。

【0012】

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記交流電圧の電圧位相(φ,φ[p],φ[q])を取得する電圧位相取得部(61)を備え、前記推定部(53)は、前記交流成分算出値(iα2[p],iβ2[p])に基づいて前記二つの電流についての電流振幅(IM)を算出する電流振幅算出部(514,516)と、前記交流成分算出値に基づいて前記二つの電流についての電流位相の前記タイミングにおける値(ψ[p])を算出し、当該値と前記タイミングにおける前記電圧位相(φ[p])との差たる位相角(θ)を算出する位相角算出部(515〜517)と、前記所定の時点における前記電圧位相(φ[q])に前記位相角を加えて前記電流位相の前記所定の時点における値(ψ[q])を算出し、当該値と前記電流振幅と前記波形の式とを用いて前記交流成分推定値(iα2[q],iβ2[q])を算出する線電流算出部(52)とを有する。

【0013】

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第１から第３の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記電力変換回路(2)は、一対の直流線(LH,LL)の間で相互に直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子(S1〜S6)を三相分有し、前記第１及び前記第２のスイッチング素子を接続する接続点がそれぞれ前記３の交流線(Pu,Pv,Pw)に接続され、前記電力変換装置(1)は、所定の周期(T)の各々において、前記３つの交流線の一つが前記一対の直流線の一方に接続され、前記３つの交流線の他の２つが前記一対の直流線の他方に接続される６つのスイッチングパターンのうち、互いに異なる第１及び第２のスイッチングパターンと、前記３つの交流線の全てが前記一対の直流線の一方又は他方に接続される第３のスイッチングパターンとを、それぞれ第１から第３の期間に渡って採用して、前記電力変換回路に前記変換を行わせるスイッチング制御部(6)と、前記所定の周期のうち前記タイミングを含む周期の各々において、前記第１及び前記第２の期間(ti,tj)の少なくとも何れか一方が基準期間よりも小さいときに、その前記周期において前記第１及び前記第２の期間の両方が前記基準期間以上となるように前記第１及び前記第２の期間の少なくとも何れか一方を補正する補正部(63)とを更に備え、前記線電流検出部(3)は、前記一対の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する直流電流検出部(31)と、前記基準期間以上の前記第１の期間において検出された前記直流電流を、前記第１スイッチングパターンによって決定される第１相の前記線電流の瞬時値とみなし、前記基準期間以上の前記第２の期間において検出された前記直流電流を、前記第２スイッチングパターンによって決定される第２相の前記線電流の瞬時値とみなす直流電流／線電流対応部(32)とを有する。

【0014】

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第４の態様にかかる電力変換装置であって、前記所定の時点は前記基準期間よりも短い前記第１又は前記第２の期間を有する前記周期の一つに含まれる。

【発明の効果】

【0015】

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、推定部は、基本波成分の波形の式を用いて所定の時点における交流成分の瞬時値を推定するところ、検出のタイミングにおける線電流の瞬時値から直流成分を除いて得られる、当該検出のタイミングにおける交流成分の瞬時値を用いて推定している。直流成分は基本波の波形の式を満足しないので、これを除いた交流成分を用いて推定することで、交流成分のうち基本波成分の推定値の算出精度を向上することができる。

【0016】

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、線電流にオフセットが生じていたとしても、そのオフセット量が直流成分として抽出される。そして推定した所定の時点における交流成分に当該直流成分（オフセット量）が加えられるので、線電流のオフセットをも考慮した線電流を推定できる。

【0017】

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、位相角と所定の時点における電圧位相とに基づいて所定の時点における電流位相を算出している。

【0018】

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、直流電流に基づいて線電流を検出できる。

【0019】

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、基準期間よりも短い第１又は第２の期間を有する所定周期であっても、線電流の交流成分を得るために、第１又は第２の期間を基準期間以上に補正する必要がない。なぜなら、所定の時点における交流成分が推定されるからである。第１又は第２の期間の補正を行えば交流電圧の歪みを招くところ、補正を要しないことは交流電圧の歪みの低減に資する。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】電力変換装置の概念的な構成の一例を例示する図である。

【図2】線電流推定部の概念的な構成の一例を例示する図である。

【図3】電流検出のタイミングを説明するための図である。

【図4】電流検出のタイミングを説明するための図である。

【図5】線電流推定部の一部の概念的な構成の一例を例示する図である。

【図6】線電流推定部の一部の概念的な構成の一例を例示する図である。

【図7】制御部の動作の一例を示すフローチャートである。

【図8】線電流推定部の一部の概念的な構成の一例を例示する図である。

【図9】電圧ベクトル図の一例を例示する図である。

【図10】インバータを流れる電流を示す図である。

【図11】インバータを流れる電流を示す図である。

【図12】インバータを流れる電流を示す図である。

【図13】インバータを流れる電流を示す図である。

【図14】インバータを流れる電流を示す図である。

【図15】インバータを流れる電流を示す図である。

【図16】インバータを流れる電流を示す図である。

【図17】インバータを流れる電流を示す図である。

【図18】スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。

【図19】スイッチング素子の導通／非導通と、直流電流との模式的な一例を示す図である。

【図20】電圧ベクトル図の一例を例示する図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

第１の実施の形態．
＜構成＞
図１に示すように、本電力変換装置１は電力変換回路２と直流線ＬＨ，ＬＬと交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと制御部７とを備えている。電力変換回路２は直流線ＬＨ，ＬＬの組と交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの組との間に設けられる。電力変換回路２は、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧と、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される交流電圧との間の変換を実行する。例えば電力変換回路２はインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。また電力変換回路２は例えばコンバータであってもよい。この場合、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには交流電源が接続され、電力変換回路２が交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される交流電圧を直流電圧に変換する。或いは電力変換回路２は入力された交流電圧を直流電圧に変換することなく直接に任意の交流電圧に変換するマトリクスコンバータであってもよい。以下では、電力変換回路２として代表的にインバータを例に挙げて説明する。

【0022】

インバータ２はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を纏めて上側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。

【0023】

各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を纏めて下側のスイッチング素子群とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が寄生ダイオードを含む構造を有している場合、ダイオードＤ１〜Ｄ６は当該寄生ダイオードであってもよい。

【0024】

これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部７からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部７が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ２は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ２の制御については後に詳述する。

【0025】

なお図１の例示では、直流線ＬＨ，ＬＬの間に平滑コンデンサＣ１が設けられている。これによって直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を平滑することができる。ただし、直流電圧の脈動が許容される場合、平滑コンデンサＣ１は必ずしも必要ではない。

【0026】

インバータ２は例えば誘導性負荷８を駆動することができる。誘導性負荷８は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷８は例えばモータである。インバータ２によって誘導性負荷８に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷８に略正弦波状の交流電流が流れる。理想的には交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにはそれぞれ正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷８が駆動される。ここでは、インバータ２から誘導性負荷８へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷８からインバータ２へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。

【0027】

この線電流は所定のタイミング毎に線電流検出部３によって検出される。なお、三相の線電流の値を得るためには三相の線電流の全てを検出しなくても良く、二相の線電流を検出すればよい。なぜなら、三相の線電流の総和が零であるという関係を用いて、二相の線電流に基づいて残りの１相の線電流を算出できるからである。よって線電流検出部３は三相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの少なくともいずれか二相の線電流を検出すればよい。

【0028】

また図１の例示では、線電流検出部３は直流電流検出部３１と直流電流／線電流対応部３２とを有している。これらは協働して、直流線ＬＨ，ＬＬを流れる直流電流Ｉｄｃから線電流を検出するものの、本願の最上位概念においてはこの検出方法に限らない。線電流検出部３は線電流を交流線から直接に検出してもよい。したがって、直流電流Ｉｄｃから線電流を検出する方法については第３の実施の形態で述べ、ここでは線電流の検出方法については不問とする。またこれに伴って、直流電流Ｉｄｃから線電流を検出する技術と関連する補正部６３についても第３の実施の形態で述べる。

【0029】

制御部７は線電流推定部５とスイッチング信号生成部６とを備えている。線電流推定部５は、線電流検出部３によって検出された少なくとも二相の線電流に基づいて所定の時点における線電流を推定する。この点については後に詳述する。

【0030】

スイッチング信号生成部６はスイッチング信号Ｓを生成する。かかるスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば外部から入力される角速度指令値ω*と線電流推定部５によって算出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとに基づいて交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗにそれぞれ印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によってスイッチング信号Ｓを生成する。このようなスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるので詳細な説明は省略する。

【0031】

またスイッチング信号生成部６は後に詳述するように線電流検出部３による線電流の検出タイミングを決定することができる。図１の例示では、スイッチング信号生成部６が電流検出タイミング信号ＳＨを線電流検出部３へと与えることで、これを示している。例えば線電流検出部３の検出タイミングは交流電圧の電圧位相６０度毎のタイミングである。

【0032】

またここでは、制御部７はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部７はこれに限らず、制御部７によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

【0033】

＜線電流の交流成分の推定の概要＞
線電流推定部５は、図２に例示するように、三相／二相変換部５１１と、直流成分抽出部５１２，５１３と推定部５３とを備えている。

【0034】

三相／二相変換部５１１は線電流検出部３によって検出された線電流を三相の固定座標系から二相の固定座標系へと変換する。図２の例示では、三相／二相変換部５１１は線電流検出部３から二相の線電流ｉｘ，ｉｙの瞬時値を受け取る。線電流ｉｘ，ｉｙは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちのいずれか二相の線電流である。勿論、線電流検出部３が三相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てを検出する場合には、三相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値を受け取っても良い。三相／二相変換部５１１は線電流ｉｘ，ｉｙに対して例えば公知の座標変換を適用し、二相の固定座標系のα軸及びβ軸の線電流ｉα，ｉβを算出し、これらをそれぞれ直流成分抽出部５１２，５１３に出力する。

【0035】

直流成分抽出部５１２は線電流ｉαの直流成分ｉα０を抽出する。より詳細には図３も参照して、直流成分抽出部５１２は線電流ｉαの瞬時値ｉα［ｋ−ｎ＋１］，・・・，ｉα［ｋ］（ｋは自然数）の一連のｎ（ｎは２以上の整数）個の平均を、直流成分ｉα０として求める。瞬時値ｉα［ｋ−ｎ＋１］，・・・，ｉα［ｋ］は交流電圧のｍ（ｍは自然数であって、ｍ／ｎは整数ではない）周期をｎ分割した期間（以下、算出期間と呼ぶ）毎のタイミングで検出される。図３の例示では、交流電圧の１周期を６分割した算出期間（電圧位相６０度）が示されている。即ち図３の例示ではｍ＝１，ｎ＝６である。また図４の例示ではｍ＝３，ｎ＝８である。直流成分抽出部５１２は例えば当該平均を演算により求めても良く、例えば移動平均やローパスフィルタ等により求めても良い。具体的な内部構成の一例は後に詳述する。なお、ｎを無限大と把握すれば、線電流ｉαの瞬時値の一連のｎ個の平均は線電流ｉαのｍ周期の積分を交流電圧のｍ周期で除算した値とも把握できる。

【0036】

直流成分抽出部５１３は、直流成分抽出部５１２と同様にして線電流ｉβの直流成分ｉβ０を抽出するので、繰り返しの説明を省略する。

【0037】

なお、直流成分抽出部５１２，５１３へと上述のｎ個の線電流の瞬時値を与えるべく、線電流検出部３は交流電圧のｍ周期をｎ分割した算出期間毎のタイミングで線電流の瞬時値を検出する。

【0038】

推定部５３は、線電流ｉα，ｉβの瞬時値ｉα［ｐ］，ｉβ［ｐ］（ｐは自然数）から直流成分ｉα０，ｉβ０を除いた交流成分の瞬時値ｉα２［ｐ］，ｉβ２［ｐ］と、基本波成分についての波形の式とに基づいて、所定の時点における交流成分の瞬時値ｉα２［ｑ］，ｉβ２［ｑ］（ｑは自然数）を推定する。線電流ｉα，ｉβの基本波成分ｉα１，ｉβ１についての波形の式は次式で表される。

【0039】

ｉα１＝ＩＭ・ｓｉｎψ ・・・（１）
ｉβ１＝ＩＭ・ｃｏｓψ ・・・（２）
ここで、ＩＭは電流振幅を表し、ψは電流位相を表す。

【0040】

推定部５３は、交流成分の瞬時値ｉα２［ｐ］，ｉβ２［ｐ］を基本波成分ｉα１，ｉβ１の瞬時値と見なし、式（１）と式（２）とを用いて、所定の時点における交流成分の瞬時値ｉα２［ｑ］，ｉβ２［ｑ］を算出する。

【0041】

ここで比較のために、本実施の形態とは異なって、直流成分ｉα０，ｉβ０を含んだ瞬時値ｉα［ｐ］，ｉβ［ｐ］に基づいて、式（１）と式（２）とを用いて、所定の時点における線電流の瞬時値を推定することを、考察する。直流成分ｉα０，ｉβ０はほぼ一定値であって、それぞれ式（１）及び式（２）を満足しない。よって、この推定方法の結果には直流成分ｉα０，ｉβ０による誤差が含まれる。

【0042】

一方、本実施の形態によれば、瞬時値ｉα［ｐ］，ｉβ［ｐ］から直流成分ｉα０，ｉβ０を除いた交流成分の瞬時値ｉα２［ｐ］，ｉβ２［ｐ］を用いている。したがって、直流成分ｉα０，ｉβ０による誤差を回避して、交流成分の瞬時値ｉα２［ｑ］，ｉβ２［ｑ］を算出することができる。換言すれば交流成分の瞬時値ｉα２［ｑ］，ｉβ２［ｑ］の推定精度を向上することができる。

【0043】

なお、直流成分抽出部５１２，５１３は、交流電圧のｍ周期をｎで除算した算出期間毎のｎ個の瞬時値を平均してそれぞれ直流成分ｉα０，ｉβ０を算出する。よって、その平均値（直流成分ｉα０，ｉβ０）はｎ／ｍ次の高調波成分を含む。このｎ／ｍ次の高調波成分も式（１）及び式（２）を満足しない。したがって、本推定方法によれば、ｎ／ｍ次の高調波成分による誤差も回避することができる。

【0044】

＜線電流の交流成分の推定の具体例＞
図５に例示するように、直流成分抽出部５１２は（ｎ−１）（図５の例示ではｎは６）個のメモリ５ａ〜５ｆと加算部５ｇと除算部５ｈとローパスフィルタ５ｉとを備えている。（ｎ−１）個のメモリ５ａ〜５ｆは入力された線電流ｉαをそれぞれ、算出周期（例えば電圧位相６０度）で１周期，・・・，（ｎ−１）周期保持した上で、加算部５ｇへと出力する。よって加算部５ｇには線電流ｉαのｎ個の瞬時値ｉα［ｐ］，・・・，ｉα［ｐ−ｎ＋１］が入力される。加算部５ｇは瞬時値ｉα［ｐ］，・・・，ｉα［ｐ−ｎ＋１］の和を除算部５ｈへと出力する。除算部５ｈは当該和をｎで除算して得られた平均をローパスフィルタ５ｉへと出力する。ローパスフィルタ５ｉは当該平均をさらに平滑して出力する。

【0045】

なおメモリの個数は（ｎ−１）個に限らない。例えば算出周期毎に入力される瞬時値ｉαを順次に加算して得られる加算値を記録するメモリが１個あればよい。そして、ｍ周期分の瞬時値ｉαの加算値をｎで除算することで直流成分ｉα０を算出する。これによって、交流電圧のｍ周期毎に直流成分ｉα０を算出できる。また、このメモリが２個あればさらに細かい周期毎に直流成分ｉα０を算出できる。例えばｍ＝１，ｎ＝６の場合について説明する。第１メモリは電圧位相１８０度のタイミングで６個の瞬時値ｉαの加算値を出力する。そしてそのタイミングで直流成分ｉα０が算出される。また、第１メモリは加算値を出力した後にこれをクリアし、次の電圧位相１８０度までの電圧位相６０度毎に瞬時値ｉαを順次に加算する。一方、第２メモリは電圧位相３６０度のタイミングで６個の瞬時値ｉαの加算値を出力する。そしてそのタイミングで直流成分ｉα０が算出される。第２メモリは加算値を出力した後にこれをクリアし、次の電圧位相３６０度までの電圧位相６０度毎に瞬時値ｉαを順次に加算する。これによって、電圧位相１８０度毎（交流電圧の１／２周期毎）に直流成分ｉα０を算出できる。メモリの個数を更に増やせば、さらに細かい周期毎に直流成分ｉα０を算出することができる。

【0046】

なお、直流成分抽出部５１２は、例えばメモリ５ａ〜５ｆと加算部５ｇと除算部５ｈとからなる演算部のみを有していても良く、また例えばローパスフィルタ５ｉのみを有していても良い。また直流成分抽出部５１３の内部構成の一例は直流成分抽出部５１２のそれと同様であるので繰り返しの説明を避ける。

【0047】

再び図２を参照して、推定部５３は、ある検出タイミングでの線電流ｉα，ｉβの瞬時値ｉα［ｐ］，ｉβ［ｐ］を用いて、線電流ｉα，ｉβの交流成分の所定の時点における瞬時値を推定する。より詳細には、推定部５３は、例えば減算部５１６，５１７と、電流振幅算出部５１４と、力率角算出部５１５と、電流位相算出部５２１と、推定部５２２，５２３とを備えている。

【0048】

減算部５１６は瞬時値ｉα［ｐ］から直流成分ｉα０を減算し、これを交流成分の瞬時値ｉα２［ｐ］として電流振幅算出部５１４および力率角算出部５１５へと出力する。減算部５１７は瞬時値ｉβ［ｐ］から直流成分ｉβ０を減算し、これを交流成分の瞬時値ｉβ２［ｐ］として電流振幅算出部５１４および力率角算出部５１５へと出力する。

【0049】

電流振幅算出部５１４は瞬時値ｉα２［ｐ］，ｉβ２［ｐ］に基づいて次式を用いて電流振幅ＩＭを算出し、これを推定部５２２，５２３に出力する。

【0050】

ＩＭ＝ｓｑｒｔ（Ｉα２［ｐ］＾２＋Ｉβ２［ｐ］＾２） ・・・（３）

【0051】

ここで、ｓｑｒｔは括弧内の値の平方根を示し、Ａ＾ＢはＡのＢ乗を示す。図５の例示では、電流振幅算出部５１４に属して式（３）の演算を実行する機能ブロックとして、ＲＭＳ部５ｋが示されている。また図５の例示では式（３）で算出された電流振幅ＩＭは、電流振幅算出部５１４に属する平均部５ｐを経て出力される。平均部５ｐは例えばローパスフィルタであって、電流振幅ＩＭを平均する。これにより、外乱ノイズ等の影響を抑制することができる。なお平均部５ｐは必須要件ではない。

【0052】

力率角算出部５１５はまず瞬時値ｉα２［ｐ］，ｉβ２［ｐ］に基づいて次式を用いて電流位相ψ［ｐ］を算出する。

【0053】

ψ［ｐ］＝ａｒｃｔａｎ（Ｉβ２［ｐ］／Ｉα２［ｐ］） ・・・（４）

【0054】

ここで、ａｒｃｔａｎは括弧内の値の逆正接値を示す。図５の例示では、力率角算出部５１５に属して式（４）の演算を実行する機能ブロックとして、演算部５ｊが示されている。

【0055】

また力率角算出部５１５には、瞬時値ｉα２［ｐ］，ｉβ２［ｐ］と実質的に同じ時点での交流電圧の電圧位相φ［ｐ］が入力される。

【0056】

図１も参照して、交流電圧についての電圧位相φは例えば電圧位相取得部６１によって取得される。例えば電圧位相取得部６１は相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて電圧位相φを算出する。例えば相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に公知の座標変換を適用して二相の固定座標系のα軸およびβ軸の相電圧指令値Ｖα*，Ｖβ*を算出し、式（４）と同様に、これらの比の逆正接値を電圧位相φとして算出する。或いは、電圧位相指令値φ*に基づいて相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を導出する場合、電圧位相指令φ*を電圧位相φとして用いることができる。或いは、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される交流電圧を検出して、これに基づいて電圧位相φを算出しても良い。

【0057】

力率角算出部５１５は電流位相ψ［ｐ］と電圧位相φ［ｐ］とに基づいて次式を用いて力率角θを算出する。

【0058】

θ＝ψ［ｐ］−φ［ｐ］ ・・・（５）

【0059】

図５の例示では、力率角算出部５１５に属して式（５）の演算を実行する機能ブロックとして、減算部５ｍが示されている。また図５の例示では式（５）で算出された力率角θは、力率角算出部５１５に属する平均部５ｎを経て出力される。平均部５ｎは例えばローパスフィルタであって、力率角θを平均する。これにより、外乱ノイズ等の影響を抑制できる。なお平均部５ｎは必須要件ではない。

【0060】

再び図２を参照して、電流位相算出部５２１は力率角θと所定の時点における電圧位相φ［ｑ］とに基づいて、次式を用いて所定の時点における電流位相ψ［ｑ］を算出する。

【0061】

ψ［ｑ］＝θ＋φ［ｑ］ ・・・（６）

【0062】

図６の例示では、電流位相算出部５２１に属して式（６）の演算を実行する機能ブロックとして、加算部５ｒが示されている。

【0063】

推定部５２２は電流振幅ＩＭと電流位相ψ［ｑ］とに基づいて次式を用いて瞬時値ｉα２［ｑ］を算出する。

【0064】

ｉα２［ｑ］＝ＩＭ・ｓｉｎψ［ｑ］ ・・・（７）

【0065】

図６の例示では、推定部５２２に属して電流位相ψ［ｑ］の正弦値を求める機能ブロックとして、演算部５ｓが示され、推定部５２２に属して当該正弦値と電流振幅ＩＭとの乗算を実行する機能ブロックとして、乗算部５ｔが示されている。

【0066】

推定部５２３は電流振幅ＩＭと電流位相ψ［ｑ］とに基づいて次式を用いて瞬時値ｉβ２［ｑ］を算出する。

【0067】

ｉβ２［ｑ］＝ＩＭ・ｃｏｓψ［ｑ］ ・・・（８）

【0068】

図６の例示では、推定部５２３に属して電流位相ψ［ｑ］の余弦値を求める機能ブロックとして、演算部５ｕが示され、推定部５２３に属して当該余弦値と電流振幅ＩＭとの乗算を実行する機能ブロックとして、乗算部５ｖが示されている。

【0069】

式（７）（８）は式（１）（２）から理解できる通り、基本波成分についての波形の式である。

【0070】

なお図２の例示では、推定部５２２，５２３には直流成分ｉα０，ｉβ０が入力されているものの、本実施の形態では必ずしも必要ではなく、推定部５２２，５２３には直流成分ｉα０，ｉβ０が入力されていなくても良い（図６も参照）。直流成分ｉα０，ｉβ０が推定部５２２，５２３に入力される場合については第２の実施の形態で述べる。

【0071】

また所定の時点における電流位相ψ［ｑ］の算出は必ずしも上述の態様に限らない。例えば電圧位相φ［ｐ］，φ［ｑ］の差Δφ（＝φ［ｑ］−φ［ｐ］）を、電流位相ψ［ｐ］に加算して電流位相ψ［ｑ］（＝ψ［ｐ］＋Δφ）を算出しても良い。或いは、例えば電流位相ψまたは電圧位相φから角速度ωを求め、電流位相ψ［ｐ］の時点と電流位相ψ［ｐ］の時点との間の時間Δｔと、角速度ωとの乗算値（＝ω・Δｔ）を、電流位相ψ［ｐ］に加算して電流位相ψ［ｑ］（＝ψ［ｐ］＋ω・Δｔ）を算出しても良い。なお誘導性負荷８がモータの場合、角速度ωはモータの回転速度からも求めることができる。

【0072】

なお、上述の例では二相の固定座標系において線電流を推定した。しかしながら、これに限らず、三相の固定座標系において線電流を推定しても良い。この場合、三相／二相変換部５１１は必須要件ではない。

【0073】

三相の固定座標系で線電流を取り扱う場合は、基本波成分の波形の式として例えば次式を採用する。

【0074】

ｉｕ＝ｓｑｒｔ（２／３）・ＩＭ・ｓｉｎψ ・・・（９）
ｉｖ＝ｓｑｒｔ（２／３）・ＩＭ・ｓｉｎ（ψ−２／３π） ・・・（１０）
ｉｗ＝ｓｑｒｔ（２／３）・ＩＭ・ｓｉｎ（ψ＋２／３π） ・・・（１１）

【0075】

図２に即して述べると、線電流検出部３は二相の線電流ｉｘ，ｉｙを検出し、直流成分抽出部５１２，５１３によって線電流ｉｘ，ｉｙの直流成分ｉｘ０，ｉｙ０が抽出され、減算部５１６，５１７によって線電流ｉｘ，ｉｙの瞬時値ｉｘ［ｐ］，ｉｙ［ｐ］から直流成分ｉｘ０，ｉｙ０を除いた交流成分の瞬時値ｉｘ２［ｐ］，ｉｙ２［ｐ］が算出される。

【0076】

式（９）〜式（１１）のうちｘ相、ｙ相についての２つの式において、左辺のｉｘ，ｉｙとしてｉｘ２，ｉｙ２が採用される。よって、これらの２つの式において、未知数は電流振幅ＩＭと電流位相ψ［ｐ］との２つである。独立した式が２つで未知数が２つであるので、当該２つの式を用いてこれらの未知数を求めることができる。つまり、電流振幅算出部５１４は電流振幅ＩＭを求めることができ、力率角算出部５１５は電流位相ψ［ｐ］を求めることができる。ただし、線電流ｉｘ，ｉｙを二相の固定座標系に変換すれば、より簡易な式（３）（４）により電流振幅ＩＭと電流位相ψ［ｐ］とを求めることができる。

【0077】

そして、力率角算出部５１５が式（５）により力率角θを算出し、電流位相算出部５２１が例えば式（６）を用いて電流位相ψ［ｑ］を算出する。推定部５２２，５２３は電流振幅ＩＭと電流位相ψ［ｑ］とに基づいて上記２つの式を用いて交流成分の瞬時値ｉｘ２［ｑ］，ｉｙ２［ｑ］を算出する。

【0078】

また線電流検出部３が三相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する場合には、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからそれぞれの直流成分を除いた交流成分と、式（９）〜（１１）を用いて上述したのと同様にして所定の時点における三相の瞬時値を推定してもよい。

【0079】

なお、線電流検出部３が検出する少なくとも二相の線電流ｉｘ，ｉｙと、二相の線電流ｉα，ｉβを纏めて二つの電流と表現すると、直流成分抽出部および推定部３５は次のように表現できる。即ち、直流成分抽出部は二つの電流の瞬時値の一連のｎ個の平均をそれぞれ二つの電流の直流成分として求め、推定部３５は一のタイミングにおける二つの電流の瞬時値からそれぞれ直流成分を除いて一のタイミングにおける二つの電流の交流成分の瞬時値を求め、交流成分の瞬時値と、二つの電流の基本波成分についての波形の式とに基づいて、所定の時点における交流成分の瞬時値を推定する。

【0080】

＜線電流の交流成分の推定のフローチャートの具体例＞
図７のフローチャートは所定周期（以下、制御周期とも呼ぶ）毎に繰り返し実行される。まずステップＳＴ１にて、線電流検出部３は線電流ｉｘ，ｉｙを検出する電流検出フラグがセットされているかどうかを判断する。なお電流検出フラグは例えば図１の電流検出タイミング信号ＳＨと同じ機能を有しており、以下では電流検出フラグＳＨと呼ぶ。この電流検出フラグＳＨがどのようにしてセットされるのかは後述する。ステップＳＴ１において肯定的な判断がなされれば、ステップＳＴ２にて線電流検出部３は線電流ｉｘ，ｉｙを検出する。

【0081】

次にステップＳＴ３にて、直流成分抽出部５１２，５１３は線電流の直流成分を抽出する。なお図中のオフセット量は直流成分と同義である。次に、ステップＳＴ４にて、電流振幅算出部５１４が電流振幅ＩＭを算出し、力率角算出部５１５が力率角θを算出する。なお図７ではステップＳＴ３，ＳＴ４の処理を纏めて符号５１を付すとともに、図２ではこの処理に相当する機能ブロックとして電流振幅・位相角推定部５１を示している。

【0082】

ステップＳＴ１にて否定的な判断がなされた場合又はステップＳＴ４を実行した後に、ステップＳＴ５，ＳＴ６からなる一連の第１処理と、ステップＳＴ７〜ＳＴ１０からなる一連の第２処理とが実行される。第１処理及び第２処理は、そのいずれが先に実行されてもよく、あるいは例えば時分割処理などにより互いに並行して実行されてもよい。

【0083】

ここでは、先に第２処理について説明する。第２処理はステップＳＴ２〜ＳＴ４の実行の契機となる電流検出フラグＳＨをセット／クリアするための処理であり、例えば制御部７に属する電流検出タイミング決定部６２によって実行される。

【0084】

ステップＳＴ７にて、電流検出タイミング決定部６２は次の制御周期における電圧位相φを算出する。より詳細には、例えば電流検出タイミング決定部６２は、次の制御周期で採用される相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて電圧位相φを算出する。

【0085】

次にステップＳＴ８にて、電流検出タイミング決定部６２はステップＳＴ７にて算出した電圧位相φが電流検出をすべき電圧位相かどうかを判断する。なお電流検出をすべきタイミングは、上述の通り、交流電圧の周期のｍ倍をｎで除算した算出期間毎のタイミングであり、例えば予め定められている。例えばｍ，ｎとしてそれぞれ１，６を採用し、電流を検出すべきタイミングの一つとして、電圧位相φが３０度となるタイミングを採用する。このとき、電流を検出すべきタイミングは電圧位相φが３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度又は３３０度となるタイミングである。そして、電流検出タイミング決定部６２はステップＳＴ７にて算出した電圧位相φが実質的に上述の角度に相当するかどうかを判断する。例えば電圧位相φ［ｐ］と上述の角度との偏差が最も小さい制御周期において、電圧位相φが実質的に上述の角度に相当すると判断する。

【0086】

ステップＳＴ８にて肯定的な判断がなされれば、ステップＳＴ９にて電流検出タイミング決定部６２は電流検出フラグＳＨをセットする。ステップＳＴ８にて否定的な判断がなされれば、ステップＳＴ１０にて電流検出タイミング決定部６２は電流検出フラグＳＨをクリアする。

【0087】

次に、第１処理について説明する。第１処理は、今回又は前の制御周期でのステップＳＴ３，ＳＴ４で求められた電流振幅ＩＭと力率角θとに基づいて、今回の制御周期における線電流の交流成分の瞬時値を求めるための処理である。なお、図７例示では、第１処理は、ステップＳＴ１において肯定的な判断がなされた場合にも実行されている。しかしながら、ステップＳＴ１にて肯定的な判断がなされれば、ステップＳＴ２において線電流の検出が行われるので、必ずしもその制御周期における線電流を推定する必要がない。よって、第１処理はステップＳＴ１にて否定的な判断がなされたときのみ実行されてもよい。ここでは図７の例示に沿って説明する。

【0088】

ステップＳＴ５にて、電流位相算出部５２１は電圧位相φと力率角θとに基づいて電流位相ψを算出する。なお、ステップＳＴ１にて肯定的な判断がなされれば、理想的にはステップＳＴ５にて算出される電流位相ψはステップＳＴ４で算出される電流位相ψと同じ値を採り得る。一方で、例えば力率角θがローパスフィルタなどで平均化されれば、ステップＳＴ４，ＳＴ５において電流位相ψは異なり得る。

【0089】

次にステップＳＴ６にて、推定部５２２，５２３は電流振幅ＩＭと電流位相ψとを用いて線電流の交流成分の瞬時値を算出する。なお、図７ではステップＳＴ５，ＳＴ６の処理を纏めて符号５２を付すと共に、図３にはこの処理に相当する機能ブロックとして電流推定部５２が示されている。

【0090】

以上の動作によって、制御周期毎に交流電流の瞬時値を推定することができる。

【0091】

第２の実施の形態．
第１の実施の形態では、検出した線電流の瞬時値を用いて所定の時点における交流成分の瞬時値を推定した。第２の実施の形態では、線電流のオフセットも考慮して所定時点における線電流を推定することを企図する。

【0092】

第２の実施の形態にかかる電力変換装置１の概念的な構成の一例は図１のそれと同様である。第２の実施の形態では、図８に例示するように、推定部５２２，５２３には直流成分ｉα０，ｉβ０が入力される。推定部５２２，５２３は、第１の実施の形態で説明したように、所定の時点における交流成分の瞬時値を算出する。第２の実施の形態では、推定部５２２，５２３は算出した交流成分の瞬時値にそれぞれ直流成分ｉα０，ｉβ０を加算して、所定の時点における線電流の瞬時値を算出する。

【0093】

図８の例示では、推定部５２２，５２３に属して交流成分の瞬時値ｉα２［ｑ］，ｉβ２［ｑ］にそれぞれ直流成分ｉα０，ｉβ０を加える機能ブロックとして、加算部５ｗ，５ｘがそれぞれ示されている。

【0094】

これにより、線電流の直流成分（いわゆるオフセット量）も考慮に入れて、所定時点における線電流の瞬時値を推定することができる。

【0095】

そして例えばスイッチング生成部６が、上述のようにして推定した線電流と線電流指令値との偏差に基づいて当該偏差が小さくなるようにスイッチング信号を生成する場合には、線電流のオフセットが低減される。線電流のオフセットは損失増加や電力の脈動の原因となる。また誘導性負荷がモータである場合、トルク脈動・回転速度の脈動を招き、その脈動が高ければ脱調を招き得る。よって、このようなオフセットの低減は有効である。

【0096】

なお、推定部５２２，５２３は直流成分をそのまま交流成分の瞬時値に加算するのではなく、直流成分になんらかの補正を行って交流成分の瞬時値に加算しても良い。例えば線電流検出部３の装置として生じる検出誤差を考慮して、直流成分を補正しても良い。また第１の実施の形態では、直流成分を補正してこれを０として、この値を交流成分の瞬時値に加算している、と把握することもできる。

【0097】

第３の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる電力変換装置１の概念的な構成の一例は図１のそれと同様である。第３の実施の形態では、線電流検出部３の検出方法と、その関連について述べる。

【0098】

線電流検出部３は直流電流検出部３１と直流電流／線電流対応部３２とを備えている。直流電流検出部３１は直流線ＬＨ，ＬＬを流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。図１の例示では直流電流検出部３１は直流線ＬＬに設けられているものの、直流線ＬＨに設けられていても良い。直流電流／線電流対応部３２は直流電流検出部３１から直流電流Ｉｄｃを受け取り、スイッチング信号生成部６からスイッチング信号Ｓを受け取る。直流電流／線電流対応部３２はスイッチング信号Ｓに基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを認識し、直流電流検出部３１によって検出された直流電流Ｉｄｃを、このスイッチングパターンに基づいた所定の相の線電流とみなす。以下、この点について詳述する。まずインバータ２の制御について説明することでスイッチングパターンについて説明し、当該スイッチングパターンと、線電流との関係について説明する。

【0099】

＜インバータ２の制御＞
インバータ２はスイッチング信号Ｓによって以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。

【0100】

したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして８種類のパターンが存在する。上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンは次の８種類である。即ち、スイッチングパターンは、（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）（１１１）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用される。

【0101】

また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ２が出力する電圧（交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧）についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表す。例えばスイッチングパターン（１００）が採用されるときには電圧ベクトルＶ４が採用される。

【0102】

図９は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の位置関係を示す電圧ベクトル図である。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７に対応するスイッチングパターンでは交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。以下では電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルとも呼び、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を非零電圧ベクトルとも呼ぶ。なお、上述の説明から理解できるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのうち、直流線ＬＨ，ＬＬの一方が１つの交流線と導通し、他方が２つの交流線と導通する。また零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７においては、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの全てが直流線ＬＨまたは直流線ＬＬと導通する。以下では、図９に例示するように、非零電圧ベクトルのうち周方向で隣り合う二者の間の領域を領域Ｒ１〜Ｒ６と呼ぶ。

【0103】

さて制御部７は、各領域Ｒ１〜Ｒ６を構成する２つの非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と零電圧ベクトルＶ０（或いは零電圧ベクトルＶ７）とを所定周期Ｔにおいて適宜に採用する。換言すれば、６つのスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち互いに異なる２つのスイッチングパターンと、スイッチングパターン（０００）（或いはスイッチングパターン（１１１））が所定周期において採用される。所定周期Ｔにおける平均的な電圧ベクトルＶは各電圧ベクトルの合成で表される。よって以下では電圧ベクトルＶを合成電圧ベクトルと呼ぶ。例えば所定周期Ｔにおいて領域Ｒ１を構成する電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６（ｔ０，ｔ４，ｔ６≧０，Ｔ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６）に渡って採用される。言い換えれば、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６においてそれぞれスイッチングパターン（０００）（１００）（１１０）が採用される。このときの合成電圧ベクトルＶは次式で表される。

【0104】

Ｖ＝（ｔ０・Ｖ０＋ｔ４・Ｖ４＋ｔ６・Ｖ６）／Ｔ ・・・（１２）

【0105】

制御部７は所定周期Ｔ毎に期間ｔ０，ｔ４，ｔ６を適宜に調整して電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用することで、電圧ベクトルＶをその大きさを一定に保ちつつも、領域Ｒ１内において中心点を中心として電圧ベクトルＶの方向を回転させることができる。同様にして、制御部７が領域Ｒ２内において電圧ベクトルＶ０（Ｖ７），Ｖ２，Ｖ６を適宜に採用する。領域Ｒ３〜Ｒ６内においても同様である。これによって合成電圧ベクトルＶを、その大きさを一定に保ちつつも、その方向を回転させることができる。よって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには三相交流電圧が出力されることになる。なお、合成電圧ベクトルＶの大きさが交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される三相交流電圧の振幅に相当し、角速度の逆数が三相交流電圧の周期に相当する。よって大きさも角速度も一定であれば当該三相交流電圧は対称三相交流電圧となる。

【0106】

以上のように、制御部７は所定周期Ｔ毎に互いに異なる非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと零電圧ベクトルとをそれぞれ期間ｔｉ（≧０），ｔｊ（≧０），ｔ０（或いはｔ７、或いはｔ０＋ｔ７）に渡って採用する。言い換えれば、上側および下側のスイッチング素子群の一方に属するスイッチング素子の２つと他方に属するスイッチング素子の一つとが導通するスイッチングパターン（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）のうち、互いに異なる２つのスイッチングパターンがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用され、上側および下側のスイッチング素子群の一方のみに属する３つのスイッチング素子を導通させるスイッチパターン（０００）（１１１）のうち少なくともいずれか一つがそれぞれ少なくとも期間ｔ０，ｔ７に渡って採用される。

【0107】

＜線電流検出＞
上述の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ２に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルを用いて説明する。図１０〜図１７はそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が採用されたときのインバータ２に流れる電流を示している。図１０，１７に示すように零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されている場合は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡するので、直流線ＬＨ，ＬＬには直流電流Ｉｄｃが流れない。

【0108】

図１１に示すように非零電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷８において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。

【0109】

また図１３に示すように非零電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷８において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは、負の値を有する線電流ｉｕと対応する。以下では、線電流が負であることを表現すべく、その符号にマイナスを付与する。

【0110】

図１２、図１５〜図１６に示すように、他の非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図９には各非零電圧ベクトルに対応する線電流が付記されている。

【0111】

図９に示されるように、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、直流電流Ｉｄｃを、非零電圧ベクトルに基づいて決定される相の線電流として推定することができる。例えば非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出する（図１５も参照）。

【0112】

またインバータ２の制御について上述したように、所定周期Ｔ毎に非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊがそれぞれ期間ｔｉ，ｔｊに渡って採用される。しかも図９から理解できるように、各領域Ｒ１〜Ｒ６で採用される非零電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊについて、直流電流Ｉｄｃと一致する線電流の相は互いに異なる。例えば領域Ｒ１で採用される非零電圧ベクトルＶ４，Ｖ６について考慮すると、非零電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４では直流電流Ｉｄｃはｕ相の線電流と対応し、非零電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６直流電流Ｉｄｃはｗ相の線電流−ｉｗと対応する。したがって所定周期Ｔ内の期間ｔｉ，ｔｊにおいて直流電流Ｉｄｃをそれぞれ異なる２相の線電流として検出することができる。３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は零であるので、検出した２相の線電流から残りの１相の線電流を算出することもできる。よってこの場合には所定周期Ｔ毎に３相の線電流が算出される。

【0113】

＜期間の補正＞
しかしながら実際には期間ｔｉ，ｔｊの少なくともいずれか一方が直流電流Ｉｄｃを検出するために必要な期間よりも短い場合が生じ、その期間において適切に直流電流Ｉｄｃを検出できない。この点について以下に説明する。

【0114】

図１８は所定周期Ｔにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通と直流電流Ｉｄｃの一例を示している。図１８の例示では、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７に渡ってそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用されている。即ち、図１８は領域Ｒ１における一例を示している。さて図１８の例示では所定周期Ｔの始期においてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は非導通である。そして、所定周期Ｔの始期から期間ｔ０が経過したときにスイッチング素子Ｓ１が導通し、スイッチング素子Ｓ１が導通を開始した時点から期間ｔ４が経過したときにスイッチング素子Ｓ２が導通し、スイッチング素子Ｓ２が導通を開始した時点から期間ｔ６が経過したときにスイッチング素子Ｓ３が導通している。

【0115】

そして図１８に例示するように、直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通の切り替えによって過渡的には脈動する。かかる過渡的な脈動は期間の経過と共に低減して直流電流Ｉｄｃは安定する。なお図１８の例示では脈動から安定までの期間が期間ｔ１１で表されている。一般的には、このような期間ｔ１１を避けて直流電流Ｉｄｃが検出される。

【0116】

しかしながら図１９に例示するように期間ｔ６が期間ｔ１１よりも短ければ、適切な精度で期間ｔ６における直流電流Ｉｄｃを検出できない。

【0117】

また線電流検出部３が直流電流Ｉｄｃの値をアナログからデジタルに変換する場合であれば、かかる変換にも期間ｔ１３を要する。したがって、たとえ過渡的な脈動が非常に小さく期間ｔ１１が無視できる程度に小さいとしても、期間ｔ６が期間ｔ１３よりも短いときにはその期間ｔ６において直流電流Ｉｄｃを検出できない。

【0118】

図１９の例示では、期間ｔ４は直流電流Ｉｄｃの検出に必要な期間ｔｒｅｆ（図１９の例示では期間ｔ１１，ｔ１３の和）よりも長い。よって、期間ｔ４のうち最初の期間ｔ１１と最後の期間ｔ１３を除いた期間ｔ１２において直流電流Ｉｄｃの検出することで、適切な精度で直流電流Ｉｄｃを検出できる。一方、期間ｔ６は期間ｔｒｅｆよりも短い。よって期間ｔ６において直流電流Ｉｄｃを適切な精度で検出できない。したがって、図１９の例示では、所定周期Ｔにおいて１相の線電流ｉｕの値を取得することができるものの、他の２相の線電流ｉｖ，ｉｗを適切な精度で取得できない。また例えば所定周期Ｔにおいて期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短いときには、所定周期Ｔにおいて１相の線電流すら適切な精度で検出できない。

【0119】

さて期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆよりも短いという事象は、例えば合成電圧ベクトルＶが各非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の近傍に位置する、若しくは零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の近傍に位置するときに生じる。例えば図２０を参照して、合成電圧ベクトルＶが領域Ｒ１に位置して非零電圧ベクトルＶ４の近傍に位置する場合、期間ｔ６が期間ｔｒｅｆよりも短い。図２０では、期間ｔｉ，ｔｊのいずれか一方のみが期間ｔｒｅｆよりも短い領域を斜線のハッチングで示し、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆよりも短い領域を砂地のハッチングで示している。

【0120】

第３の実施の形態では、これらの領域においても線電流検出を可能にすべく、図１に例示するように、電力変換装置１は補正部６３を有している。補正部６３は、線電流検出部３によって線電流を検出すべきタイミングを含む所定周期Ｔの各々において、期間ｔｉ，ｔｊの少なくとも何れか一方が期間ｔｒｅｆよりも短いときに、その所定周期Ｔにおいて期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆ以上となるように補正を行う。

【0121】

図１８，１９から理解できるように、期間ｔｉ，ｔｊの調整はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通のタイミングを調整することで実行することができる。よって、補正部６３はスイッチング信号Ｓを調整することで期間ｔｉ，ｔｊの補正を行う。これはたとえばスイッチング信号Ｓを生成するための相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*などを調整することでも実現できる。

【0122】

この補正部６３の補正によって、電流検出すべきタイミング、即ち交流電圧のｍ周期をｎで除算した期間毎（例えば電圧位相６０度毎）のタイミングが、所定周期Ｔに含まれている場合、その所定周期Ｔにおいて期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆ以上となる。したがって、線電流検出部３はこの期間ｔｉ，ｉｊにおいて適切に線電流ｉｘ，ｉｙを検出することができる。

【0123】

このような電力変換装置において、第１又は第２の実施の形態と同様に、推定部３５は所定の時点における交流成分の瞬時値を推定するところ、当該所定の時点は期間ｔｉ，ｔｊの少なくとも何れか一方が期間ｔｒｅｆよりも小さい所定周期Ｔに含まれる。換言すれば、合成電圧ベクトルＶが斜線または砂地のハッチングの領域内に位置するタイミングでの交流成分の瞬時値が推定される。

【0124】

交流成分を推定するためには、期間ｔｉ，ｔｊが期間ｔｒｅｆ以上であることを必要としないので、補正部６３は所定の時点を含む所定周期Ｔにおける期間ｔｉ，ｔｊを補正する必要はない。一方で、期間ｔｉ，ｔｊを補正すれば、本来出力すべき交流電圧とは異なる波形の交流電圧が出力されてその波形が歪むところ、第３の実施の形態では期間ｔｉ，ｔｊを補正する必要性を低減できるので、当該歪みの低減に資することができる。

【0125】

なお、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆ以上である所定周期Ｔに含まれる所定の時点での、交流成分の瞬時値を推定してもよいことは当然である。

【0126】

また例えば、合成電圧ベクトルＶの軌跡が図２０の砂地のハッチングを付与された領域で円を描くとき、従来であれば、線電流の瞬時値を検出するたびに期間ｔｉ，ｔｊの補正が必要であった。一方、第３の実施の形態によれば、交流電圧の一周期（合成電圧ベクトルＶの１回転）において、線電流の瞬時値を検出するｎ／ｍ回（例えば６回）だけ期間ｔｉ，ｔｊの補正を行えばよい。これにより、交流電圧の歪みを抑制できる。

【0127】

また電流を検出すべきタイミングは、期間ｔｉ，ｔｊの両方が期間ｔｒｅｆ以上である所定周期Ｔに含まれることが望ましい。換言すれば、合成電圧ベクトルＶが図２０の白抜きの領域に位置するタイミングで、電流検出を行うことが望ましい。これを満足しやすくするように、電流検出タイミングは電圧位相φが実質的に３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度及び３３０度を採るタイミングであることが望ましい。なぜなら、合成電圧ベクトルＶの大きさが小さい場合であっても、他のタイミングに比べて、合成電圧ベクトルＶが白抜きの領域に位置しやすいからである。

【符号の説明】

【0128】

２ インバータ
３ 線電流検出部
３１ 直流電流検出部
３２ 直流電流／線電流対応部
５３ 推定部
６１ 電圧位相取得部
６３ 補正部
５１２，５１３ 直流成分抽出部
５１４ 電流振幅算出部
５１５ 力率角算出部
５２１ 電流位相算出部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】