特許 5782453 適応検出閾値の定義

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5782453

(24)【登録日】2015年7月24日

(45)【発行日】2015年9月24日

(54)【発明の名称】適応検出閾値の定義

(51)【国際特許分類】

   H04J 11/00 20060101AFI20150907BHJP

【ＦＩ】

   H04J11/00 Z

【請求項の数】29

【全頁数】34

(21)【出願番号】特願2012-543950(P2012-543950)

(86)(22)【出願日】2010年12月9日

(65)【公表番号】特表2013-514026(P2013-514026A)

(43)【公表日】2013年4月22日

(86)【国際出願番号】IB2010055689

(87)【国際公開番号】WO2011073859

(87)【国際公開日】20110623

【審査請求日】2013年11月14日

(31)【優先権主張番号】61/286,049

(32)【優先日】2009年12月14日

(33)【優先権主張国】US

(73)【特許権者】

【識別番号】598036300

【氏名又は名称】テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル）

(74)【代理人】

【識別番号】100109726

【弁理士】

【氏名又は名称】園田 吉隆

(74)【代理人】

【識別番号】100101199

【弁理士】

【氏名又は名称】小林 義教

(72)【発明者】

【氏名】カンガス， アリ

(72)【発明者】

【氏名】シオミナ， イアナ

【審査官】 藤江 大望

(56)【参考文献】

【文献】 特表２００２−５３１９８８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００７−５３７６８５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００９／０７６３６５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 Ericsson, ST-Ericsson，Link-level simulation assumptions for OTDOA positioning requirements[online]， 3GPP TSG-RAN WG4♯52bis R4-093775，インターネット＜URL:http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG4_Radio/TSGR4_52bis/Documents/R4-093775.zip＞，２００９年１０月 ６日

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｊ １１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

無線送信機（２２）から無線チャネル（２１）上で基準信号を受信する無線機器（２４）であって、
前記無線チャネル（２１）から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル（２１）から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように構成された相関器（１００）と、
前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出するように構成された検出器（１０２）と、
前記閾値を、純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の補間を行うことによって、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させるように構成された閾値選択器（１０６）と、
を備える、無線機器（２４）。

【請求項2】

前記閾値選択器（１０６）が、線形補間として、または対数領域における補間として、前記補間を行うように構成されている、請求項１に記載の無線機器。

【請求項3】

無線送信機（２２）から無線チャネル（２１）上で基準信号を受信する無線機器（２４）であって、
前記無線チャネル（２１）から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル（２１）から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように構成された相関器（１００）と、
前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出するように構成された検出器（１０２）と、
雑音重み係数の少なくとも１つの推定値を使用して純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の雑音加重補間を行うことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させるように構成されている閾値選択器（１０６）と、
を備える、無線機器。

【請求項4】

前記閾値選択器（１０６）が、前記無線チャネル（２１）からのチャネル伝搬信号の正規化四次モーメントの少なくとも１つの推定値に基づいて前記雑音重み係数の前記少なくとも１つの推定値を求めるように構成されている、請求項３に記載の無線機器。

【請求項5】

前記純粋な雑音閾値が、１−Ｐ_ｆａレベルにおける累積分布関数（２Ｍ）の逆によって決まり、Ｍは前記基準信号のＯＦＤＭセグメントの整数の数であり、Ｐ_ｆａはフォールスアラーム値である、請求項１又は３に記載の無線機器。

【請求項6】

前記純粋な干渉閾値が、式

によって決まり、式中、Ｍは前記基準信号のＯＦＤＭセグメントの整数の数であり、各セグメントはＮ_ｃ個のＯＦＤＭシンボルからなり、Ｎ_ｃは前記基準信号の整数累積長であり、Ｎ_１は１サブフレーム当たり１つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数であり、Ｎ_２は１サブフレーム当たり２つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数を表し、Ｆ_ＱＰＳＫ（１−Ｐ_ｆａ；Ｍ，Ｎ_１，Ｎ_２，Ｎ_ｃ）は（１−Ｐ_ｆａ）によって決まる累積密度関数であり、Ｐ_ｆａはフォールスアラーム値である、請求項１又は３に記載の無線機器。

【請求項7】

無線送信機（２２）から無線チャネル（２１）上で基準信号を受信する無線機器（２４）であって、
前記無線チャネル（２１）から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル（２１）から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように構成された相関器（１００）と、
前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出するように構成された検出器（１０２）と、
量子化ガウス分布を倍率変更し、倍率変更された二項分布で畳み込むことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させるように構成されている閾値選択器（１０６）と、
を備える、無線機器。

【請求項8】

前記相関器（１００）と前記検出器（１０２）と前記閾値選択器（１０６）とを含むように構成された電子回路をさらに備える、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項9】

前記検出器（１０２）が、前記基準信号の到着時刻を推定するようにさらに構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項10】

前記検出器（１０２）が、２つの異なる基地局からの基準信号間の到着時間差に基づいて、基準信号時間差（ＲＳＴＤ）測定値を獲得するようにさらに構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項11】

少なくとも前記基準信号を使用して前記無線機器（２４）の地理的位置を決定するように構成された基準信号解析器（１０８）をさらに備える、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項12】

前記無線機器（２４）が、ロングタームエボルーション（ＬＴＥ）位置決めプロトコル（ＬＰＰ）プロトコルを使用して、進化型サービス移動体位置検出センター（Ｅ−ＳＭＬＣ）に基準信号時間差（ＲＳＴＤ）測定値を送るように構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項13】

前記基準信号が位置決め基準信号（ＰＲＳ）である、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項14】

前記相関器（１００）が、時間領域における相互相関を行うように構成されており、さらには前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出するように構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項15】

前記相関器（１００）が、周波数領域における相互相関を行うように構成されており、さらには前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出するように構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載の無線機器。

【請求項16】

前記相関器（１００）が、
周波数領域における遅延出力信号と周波数領域における前記基準信号の複素共役複製とを使用して、周波数領域積を提供するように構成された要素別乗算部と、
前記周波数領域積の複素加算を行って周波数領域積の和を提供するように構成されたコヒーレント累積部と、
前記周波数領域積の和を時間領域の積の和へ変換するように構成された逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）と、
前記時間領域の積の和を使用して相関器出力を提供するように構成された非コヒーレント累積部と
を備える、請求項１５に記載の無線機器。

【請求項17】

送信機（２２）から無線チャネル（２１）上で基準信号を受信する無線機器（２４）を動作させる方法であって、
（１）前記無線チャネル（２１）から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル（２１）から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供することと、
（２）前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出することと、
（３）前記閾値を、純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の補間を行うことによって、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させることと、
を含む、方法。

【請求項18】

前記補間を、線形補間として、または対数領域における補間として行うことをさらに含む、請求項１７に記載の方法。

【請求項19】

送信機（２２）から無線チャネル（２１）上で基準信号を受信する無線機器（２４）を動作させる方法であって、
（１）前記無線チャネル（２１）から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル（２１）から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供することと、
（２）前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出することと、
（３）雑音重み係数の少なくとも１つの推定値を使用して純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の雑音加重補間を行うことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させることと、を含む、方法。

【請求項20】

前記無線チャネル（２１）からのチャネル伝搬信号の正規化四次モーメントの少なくとも１つの推定値に基づいて、前記雑音重み係数の前記少なくとも１つの推定値を求めることをさらに含む、請求項１９に記載の方法。

【請求項21】

前記純粋な雑音閾値が１−Ｐ_ｆａレベルにおける累積分布関数（２Ｍ）の逆によって決まり、Ｍは前記基準信号のＯＦＤＭセグメントの整数の数であり、Ｐ_ｆａはフォールスアラーム値である、請求項１７又は１９に記載の方法。

【請求項22】

前記純粋な干渉閾値が式、

によって決まり、式中、Ｍは前記基準信号のＯＦＤＭセグメントの整数の数であり、各セグメントはＮ_ｃ個のＯＦＤＭシンボルからなり、Ｎ_ｃは前記基準信号の整数累積長であり、Ｎ_１は１サブフレーム当たり１つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数であり、Ｎ_２は１サブフレーム当たり２つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数を表し、Ｆ_ＱＰＳＫ（１−Ｐ_ｆａ；Ｍ，Ｎ_１，Ｎ_２，Ｎ_ｃ）は（１−Ｐ_ｆａ）によって決まる累積密度関数であり、Ｐ_ｆａはフォールスアラーム値である、請求項１７又は１９に記載の方法。

【請求項23】

送信機（２２）から無線チャネル（２１）上で基準信号を受信する無線機器（２４）を動作させる方法であって、
（１）前記無線チャネル（２１）から受信される信号と前記基準信号の複製とを使用して、前記無線チャネル（２１）から受信される前記信号と前記基準信号の前記複製との相互相関を示す相関器出力値を提供することと、
（２）前記相関器出力値を閾値と比較して基準信号の存在を検出することと、
（３）量子化ガウス分布を倍率変更し、倍率変更された二項分布で畳み込むことによって、前記閾値を、前記受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させることと、を含む、方法。

【請求項24】

さらに、電子回路を使用して動作（１）〜（３）を行う、請求項１７から２３のいずれか一項に記載の方法。

【請求項25】

前記基準信号の到着時刻を推定することをさらに含む、請求項１７から２３のいずれか一項に記載の方法。

【請求項26】

少なくとも前記基準信号を使用して地理的位置を決定することをさらに含む、請求項１７から２３のいずれか一項に記載の方法。

【請求項27】

時間領域における相互相関を行うこと、および前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出することをさらに含む、請求項１７から２３のいずれか一項に記載の方法。

【請求項28】

周波数領域における相互相関を行うこと、および前記相互相関を使用して前記相関器出力値を導出することをさらに含む、請求項１７から２３のいずれか一項に記載の方法。

【請求項29】

周波数領域における遅延出力信号と周波数領域における前記基準信号の複素共役複製とを使用して周波数領域積を提供することと、
前記周波数領域積の複素加算を行って周波数領域積の和を提供することと、
前記周波数領域積の和を時間領域の積の和へ変換することと、
前記時間領域の積の和を使用して相関器出力を提供することと
をさらに含む、請求項２８に記載の方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本出願は、参照によりその全文が本明細書に組み込まれる、２００９年１２月１４日に出願された米国仮特許出願第６１／２８６，０４９号の利益および優先権を主張するものである。

【0002】

本発明は、一般には無線通信ネットワークにおける信号検出に関し、詳細には、位置決め、位置検出、および位置ベースのサービスに複数のセルからの信号測定値を利用する無線ネットワークアーキテクチャに関する。

【背景技術】

【0003】

典型的なセルラ無線方式において、無線端末（移動局および／またはユーザ端末（ｕｓｅｒ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ ｕｎｉｔ［ＵＥ］）ともいう）は、無線アクセスネットワーク（ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｎｅｔｗｏｒｋ［ＲＡＮ］）を介して１つまたは複数のコアネットワークと通信する。無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）はセルエリアへと分割された地理的領域をカバーし、各セルエリアは、ネットワークによっては例えば「ＮｏｄｅＢ」（ＵＭＴＳ）や「ｅＮｏｄｅＢ」（ＬＴＥ）などとも呼ばれ得る無線基地局（ｒａｄｉｏ ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎ［ＲＢＳ］）などの基地局によってサービスされる。セルとは、基地局サイトにある無線基地局設備によって無線カバレージを提供される地理的領域である。各セルは、各セル内でブロードキャストされるローカル無線エリア内の識別情報によって識別される。各基地局は無線周波数で動作するエアインターフェース上で各基地局の範囲内のユーザ端末装置（ＵＥ）と通信する。

【0004】

無線アクセスネットワークのいくつかのバージョンでは、数個の基地局が通常は（陸線やマイクロ波などによって）１台の無線ネットワーク制御装置（ｒａｄｉｏ ｎｅｔｗｏｒｋ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ［ＲＮＣ］）に接続されている。無線ネットワーク制御装置は、基地局制御装置（ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ［ＢＳＣ］）とも呼ばれ、そこに接続された複数の基地局の様々な活動を監視し、調整する。無線ネットワーク制御装置は、通常、１つまたは複数のコアネットワークに接続される。

【0005】

ユニバーサル移動体通信方式（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ［ＵＭＴＳ］）は、第三世代移動通信方式であり、汎欧州ディジタル移動電話方式（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ［ＧＳＭ］）から発展したものである。ＵＴＲＡＮは、基本的には、ユーザ端末装置（ＵＥ）に広帯域符号分割多元接続を使用する無線アクセスネットワークである。

【0006】

第三世代パートナーシッププロジェクト（Ｔｈｉｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ［３ＧＰＰ］）と呼ばれるフォーラムにおいて、電気通信供給者らは、第三世代ネットワーク、特にＵＴＲＡＮのための規格を提案し、それに同意しており、データ転送速度および無線容量の増強を研究している。第三世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）は、ＵＴＲＡＮおよびＧＳＭに基づく無線アクセスネットワーク技術のさらなる発展に着手している。第三世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）内では、進化型ユニバーサル地上無線アクセスネットワーク（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ［Ｅ−ＵＴＲＡＮ］）のための仕様作成が進行中である。進化型ユニバーサル地上無線アクセスネットワーク（Ｅ−ＵＴＲＡＮ）は、ロングタームエボルーション（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ［ＬＴＥ］）とシステム・アーキテクチャ・エボルーション（Ｓｙｓｔｅｍ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ［ＳＡＥ］）とを含む。

【0007】

ロングタームエボルーション（ＬＴＥ）は、無線基地局ノードが、無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）ノードにではなく（アクセスゲートウェイ、すなわちＡＧＷを介して）コアネットワークに接続される３ＧＰＰ無線アクセス技術の一変形である。一般に、ＬＴＥでは、無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）ノードの機能は無線基地局ノード（ＬＴＥにおけるｅＮｏｄｅＢ）とＡＧＷとの間で分散される。したがって、ＬＴＥ方式の無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）は、基本的には、無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）ノードへ報告しない、無線基地局ノードを備える「フラットな」アーキテクチャを有する。

【0008】

無線アクセス技術の中には、例えば、無線端末またはユーザ端末装置（ＵＥ）の地理的位置を弁別したり、決定したりするなど、ネットワークにおけるユーザの地理的位置を識別することができる能力を有するものがある。地理的位置を決定することのできる能力は、多種多様な営利的および非営利的サービスを促進し、または強化した。そのようなサービスには、例えば、ナビゲーション支援、ソーシャルネットワーキング、位置認識広告、緊急通報などが含まれる。

【0009】

地理的位置を利用または活用するサービスの中でも、サービスが異なれば異なる位置決め精度要件を有し得る。これらの異なる位置決め精度要件は、個々のサービスを提供する特定のアプリケーションによって課され得る。加えて、国によっては、（例えば）アメリカ合衆国におけるＦＣＣ Ｅ９１１といった、基本緊急サービスについての位置決め精度に関連する明確な規制要件を有する場合もある。そのような政府その他の規制要件は、位置決めサービスの求められる品質に対してさらに多くの制約条件を課す場合がある。

【0010】

現在のところ、広範な位置決め方法が存在する。現行の位置決め方法の多くは、あるやり方でのタイミング測定を伴う。さらに、現行の位置決め方法の中には、マルチラテレーション技術に基づくものもある。マルチラテレーション技術は、球面や双曲面など、複数の面の交差から幾何学的位置を求めるやり方である。そのような交差による手法は、良い幾何学的配置を有する複数の地点からの測定を必要とする。事実、交差による手法では、二次元位置を求めるのに理想的には少なくとも３つのそのような地点が、三次元位置を求めるのに４つの地点が必要である。実際には、これらの要件は、ユーザ端末装置（ＵＥ）がかなり多くのセルを測定する必要があることを意味する。というのは、セルの中には同じ場所にあったり、悪い幾何学的配置を有していたりするものがあるからである。

【0011】

図１Ａおよび図１Ｂに、ＬＴＥのために３ＧＰＰによって標準化されているダウンリンク観測到着時間差（Ｏｂｓｅｒｖｅｄ Ｔｉｍｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ［ＯＴＤＯＡ］）法の少なくとも一部を示す。図１Ａにおいて、各双曲線は、２つの基地局について同レベルの基準信号時間差（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｔｉｍｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ［ＲＳＴＤ］）を有するエリアを示す。端末（無線端末など）は、複数の基地局のタイミング差を測定する。端末と受信機の２つの座標のクロックバイアスを解決するためには、良い幾何学的配置を有する地理的に分散された基地局からの少なくとも３つの測定が必要とされる。図１Ｂでは、３本の双曲線ストライプの交差が無線端末位置の推定を提供する。位置を解決するためには、送信側位置とタイミングの正確な知識が必要である。ＯＴＤＯＡでは、到着時間（ｔｉｍｅ ｏｆ ａｒｒｉｖａｌ［ＴＯＡ］）の測定を用いる場合と異なり、基地局と端末との間の同期は不要である。

【0012】

ＬＴＥにおける位置決めを可能にし、適正な品質の、十分な数の互いに異なる位置についての位置決め測定を円滑に行わせるために、３ＧＰＰにおいては、位置決め専用の新しい物理信号（位置決め基準信号、すなわちＰＲＳ）が導入され、特殊な位置決めサブフレームが認められている。例えば、参照により本明細書に組み込まれる、「３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１（Ｒｅｌ−９，Ｂ）」などを参照されたい。しかし、位置決め測定にＰＲＳを使用すべきか否かを決定するのはユーザ端末装置（ＵＥ）に任せられている。

【0013】

少なくともダウンリンクでは、ＬＴＥは直交周波数分割多重化（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ［ＯＦＤＭ］）を使用し、ＯＦＤＭにおいてデータは様々な副搬送波上で同時に符号化される。データストリームがデータ低い転送速度のＮ個のパラレルストリームに分割され、各パラレルストリームが別個の副搬送波上で送信される。各副搬送波が直交性を満たすのに適する間隔を有する（例えば、各副搬送波の周波数が基底（最低）副搬送波周波数の整数倍だけ相互に異なるなどの）ときに、搬送波は相互に直交し、各搬送波のスペクトルはオーバーラップする。図２に、各シンボルが、ＯＦＤＭシンボルの副搬送波によって定義される（例えば図２の各正方形として示される）直交時間・周波数単位上に変調される直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の時間・周波数平面を示す。

【0014】

３ＧＰＰの取決めによれば、位置決め基準信号（Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌｓ［ＰＲＳ］）は、既定のパターンに従ってあるアンテナポート（Ｒ６）から送信される。１つまたは２つの物理報知チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ［ＰＢＣＨ］）アンテナが使用されている事例についての指定されるＰＲＳパターンが図２に示されている。図２において、「Ｒ６」と表示された正方形は、１４個のＯＦＤＭシンボル上の１２個の副搬送波のブロック内のＰＲＳリソース要素（通常のサイクリックプレフィックスを有する１ミリ秒サブフレームなど）を示す。既定のＰＲＳパターンに１組の周波数偏移を適用して、ＰＲＳ上の干渉を低減し、よって位置決め測定値を向上させるために近隣のセルにおいて使用することのできる１組の直交パターンを獲得することができる。６個の有効な周波数再利用をこのようにしてモデル化することができる。周波数偏移は、物理セルＩＤ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｅｌｌ ＩＤ［ＰＣＩ］）の関数として、ν_{ｓｈｉｆｔ}＝ｍｏｄ（ＰＣＩ，６）で定義される。またＰＲＳはゼロ出力で送信する、すなわち消すこともできる。

【0015】

物理基準信号（ＰＲＳ）の可聴性を改善するために、例えば、複数の地点からのＰＲＳを妥当な品質で検出することを可能にするために、位置決めサブフレームが低干渉サブフレームとして設計されている。例えば、（一般には）位置決めサブフレームにおいてはデータ伝送が許容されないことも合意されている。その結果、同期ネットワークにおいて、ＰＲＳは、理想的には、同じＰＲＳパターンインデックス（すなわち同じ垂直偏移ν_{ｓｈｉｆｔ}）を有する他のセルからのＰＲＳによってしか干渉されず、データ伝送による干渉を受けないことになる。

【0016】

同期ネットワークとは対照的に、一部整合された非同期ネットワークでは、ＰＲＳは、やはり、位置決めサブフレームが通常のサブフレームと衝突するときに、（１つまたは複数の）データチャネル、（１つまたは複数の）制御チャネル、または物理信号上の伝送による干渉を受ける可能性がある。この干渉の影響は、部分的整合によって（例えば、複数のセル内の位置決めサブフレームの開始をある時間基準に関して１サブフレームの１／２以内で整合させることなどによって）最小化することができる。

【0017】

ユーザ端末装置（ＵＥ）が一般に位置決めにＰＲＳを使用するが、あるセルについてのＰＲＳを検出することができない場合、当該ユーザ端末装置（ＵＥ）は、共通基準信号（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌｓ［ＣＲＳ］）を検出し、共通基準信号（ＣＲＳ）に基づいて基準信号時間差（ＲＳＴＤ）測定を行おうとする。しかし、ＰＲＳの検出に失敗し、次いで同じセルの他の信号を探索すると、セル検出時間が増加し、また位置決め測定値の品質が低下するおそれもある。これは、典型的な事例の共通基準信号（ＣＲＳ）は、有効な周波数再利用が低い（すなわち、２つの送信アンテナがＣＲＳに使用されるときには３再利用）ために、ＰＲＳより悪い可聴性を有するからである。

【0018】

図３に、位置決め基準信号（ＰＲＳ）を、Ｎ個のサブフレームのある一定の周期数で周期的に発生する、いくつかの連続するサブフレーム（Ｎ_ＰＲＳ）ずつグループ化された既定の位置決めサブフレームにおいて、すなわち１つ位置決め機会において送信することができることを示す。周期数Ｎは２つの位置決め機会の間の時間間隔である。例えば図３には、それぞれが６つのサブフレームを含み（Ｎ_ＰＲＳ＝６）、各位置決めサブフレームグループの第１のサブフレームが、時間的に次にくる位置決めサブフレームグループの第１のサブフレームからＮフレームずつ隔てられている３つの異なる位置決めサブフレームグループを示す。３ＧＰＰ規格で指定されている期間Ｎは１６０ミリ秒、３２０ミリ秒、６４０ミリ秒、および１２８０ミリ秒であり、連続するサブフレームの数Ｎ_ＰＲＳは、１、２、４、または６とすることができる［参照により本明細書に組み込まれる、「３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１ ｖ９．１．０，Ｍａｒｃｈ ３０，２０１０，Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（Ｅ−ＵＴＲＡ）；Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」などを参照されたい］。

【0019】

（ＯＴＤＯＡ位置決めでは）複数の互いに異なる位置からの位置決め基準信号（ＰＲＳ）信号が測定される必要があるため、ユーザ端末装置（ＵＥ）受信機は、サービスセルから受信される位置決め基準信号よりずっと弱い可能性のある位置決め基準信号を処理しなければならない。さらに、測定される信号が時間的にいつ到着すると期待されるか、および正確なＰＲＳパターンはどのようなものかについての適切な知識がなければ、ユーザ端末装置（ＵＥ）は信号を盲目的に探索せざるを得ないはずである。ブラインド探索は測定値の時間および正確さにマイナスの影響を及ぼすはずである。

【0020】

ブラインド探索を減らし、ユーザ端末装置（ＵＥ）によって行われる測定を円滑化するために、ネットワークはユーザ端末装置に支援データを送信する。支援データは、特に、物理セル識別情報（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｅｌｌ Ｉｄｅｎｔｉｔｙ［ＰＣＩ］）を有する近隣セルリスト、連続するダウンリンクサブフレームの数Ｎ_ＰＲＳ、ＰＲＳ伝送帯域幅、期待される信号到着時刻などを含む。標準化されたＯＴＤＯＡ支援情報は、参照により本明細書に組み込まれる、「３ＧＰＰ ＴＳ ３６．３５５ ｖ９．２．１ Ｊｕｎｅ ６，２０１０，Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（Ｅ−ＵＴＲＡ）；ＬＴＥ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ（ＬＰＰ）」に指定されている。

【0021】

通例、無線端末は、相関和を得るために、無線チャネルを介して伝搬される信号を位置決め基準信号の複製と相関させるように時間領域において動作する相関部を備える。検出器が、相関部の正規化された出力を閾値と比較して、位置決め基準信号が存在する時刻を判定する。次いで、高い相関後の信号対雑音比（ＳＮＲ）を仮定して、受信電力に付随する制約条件に従い、位置決め基準信号が存在する時刻の最小値から、無線チャネルの特定のパス上の位置決め基準信号の推定到着時刻が求められる。

【0022】

前述のように、無線端末の検出器は、相関部の正規化された出力を閾値と比較して、位置決め基準信号が存在する時刻を判定する。望ましくは、閾値の選択により、検出確率とフォールスアラーム（例えば、位置決め基準信号の到着時刻の特定におけるフォールスアラームなど）の確率との間の適切な妥協が実現される。フォールスアラームは位置決め性能にとって有害であり、ほとんどの場合、訂正するのが困難である。場合によっては、相関和を得る際に相関部によって使用される雑音項の統計に関する仮説を立てることも知られている。例えば、ある先行技術の手法では、受信信号が所望の信号に加法性ガウス雑音を加えたものからなると仮定される。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0023】

その様々な態様のうちのいくつかにおいて、本明細書で開示する技術は、信号を検出するのに使用される閾値設定を雑音／干渉の特性に動的に適合させ、有利には、すべての可能なシステム設定（所望のフォールスアラーム率、測定されるｅＮＢの数、帯域幅、コヒーレント積分および非コヒーレント積分長など）についての閾値を提供する。本明細書で開示する技術は、有益には、公知の変調の優勢な干渉信号の存在下において閾値を決定するための解析的技法を提供する。公知の変調は、少なくともいくつかの実施形態ではＱＰＳＫを含むが、本明細書で開示する主要原理は、ＱＰＳＫにもどんな特定の基準信号にも限定されるものではない。

【0024】

その態様のうちの１つにおいて、本明細書で開示する技術は、無線チャネル上で基準信号を受信する受信側無線機器に関するものである。基準信号は、位置決め基準信号（ＰＲＳ）および／または共通基準信号（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌｓ［ＣＲＳ］）とすることができ、送信側（ビーコン機器および他の送信側無線機器を含む基地局や他の（１つまたは複数の）ノードなど、当該無線機器のネットワークに属していても属していなくてもよい）から送信され得る。受信側無線機器は、相関器、基準信号検出器、閾値選択器、および基準信号解析器を備える。相関器は、無線チャネルから受信される信号と基準信号の複製とを使用して、無線チャネルから受信される信号と基準信号の複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように構成されている。基準信号検出器は、相関器出力値と閾値とを比較して、基準信号の存在を検出し、基準信号の到着時刻を推定するように構成されている。閾値選択器は、閾値を、受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させるように構成されている。

【0025】

本明細書に包含される実施形態においては、無線機器が「位置決め」される。さらに、位置決め機能は、例えば、ネットワークベースの位置決めまたはＵＥ支援の位置決めの場合にはコアネットワークノード（ｅ−ＳＭＬＣやＳＬＰなど）に位置していてもよく、ＵＥベースの位置決めに対応して無線端末に位置していてもよい。さらに、位置決めされる機器は、ＵＥ支援の位置決めやＵＥベースの位置決め、あるいは端末間通信などでの受信側無線機器とすることもでき、ネットワークベースの位置決めや端末間通信などでの送信側無線機器とすることもできる。位置決めされる無線機器は、ＵＥ、無線端末、小型基地局、ビーコン機器、センサ、または少なくとも無線インターフェースを備える他のノードを構成していてよい。また、位置決め機能は、位置決めされる無線機器にあってもよく（ＵＥベースの位置決めなど）、他のネットワークノード（ＬＴＥのＥ−ＳＭＬＣやＳＵＰＬ位置プラットフォームＳＬＰ［ＳＵＰＬ Ｌｏｃａｔｉｏｎ Ｐｌａｔｆｏｒｍ ＳＬＰ］など）にあってもよいことも当業者には公知である。

【0026】

基準信号解析器は、ある実施形態（ネットワークベースの位置決めや端末間通信などでの）では送信側無線機器の、別の実施形態（ＵＥ支援の位置決めや端末間通信などでの）では受信側無線機器の地理的位置を決定するのに使用されるべき位置決め測定に少なくとも基準信号を使用するように構成されている。

【0027】

一例示的実施形態において、相関器は、時間領域における相関和を求めて、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成されている。別の例示的実施形態において、相関器は、周波数領域における相関和を求め、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成されている。

【0028】

一例示的実施形態において、閾値選択器は、純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値との間の補間を行うことによって、閾値を、受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させるように構成されている。例えば、閾値選択器はこの補間を、線形補間として、または対数領域における補間として行い得る。一例示的実施態様において、閾値選択器は、雑音重み係数の少なくとも１つの推定値を使用して純粋な雑音閾値と純粋な干渉閾値の間の雑音加重補間を行うことによって閾値を適合させるように構成されている。一例示的実施態様において、雑音重み係数は、無線チャネルからのチャネル伝搬信号の正規化四次モーメントの少なくとも１つの推定値に基づくものである。

【0029】

別の例示的実施形態において、閾値選択器は、量子化ガウス分布を倍率変更し、倍率変更された二項分布で畳み込むことによって、閾値を、受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合させるように構成されている。

【0030】

本明細書で開示する方法および手順は、位置決め測定に使用される信号だけに限定されるものではない。

【0031】

本発明の上記その他の目的、特徴、および利点は、添付の図面に例示される以下の好ましい実施形態のより詳細な説明を読めば明らかになるであろう。図面において参照文字は様々な図にわたって同じ部分を指し示す。図面は必ずしも縮尺通りであるとは限らず、むしろ発明の原理を例示することに重点を置くものである。

【図面の簡単な説明】

【0032】

【図1】Ａは、各双曲線が２つの基地局について同レベルの基準信号時間差（ＲＳＴＤ）を有する領域を示すダウンリンク観測到着時間差法（ＯＴＤＯＡ）の少なくとも一部を示す図である。Ｂは、３本の双曲線状のストライプの交差が無線機器位置の推定を提供するダウンリンク観測到着時間差法（ＯＴＤＯＡ）の少なくとも一部を示す図である。

【図2】各シンボルがＯＦＤＭシンボルの副搬送波によって定義される直交する時間・周波数単位上に変調される直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の時間・周波数平面の一部を示す、基準信号を示す図である。

【図3】いくつかの連続するサブフレーム（Ｎ_ＰＲＳ）ずつグループ化された既定の位置決めサブフレームにおいて送信される基準信号を示す図である。

【図4】ＯＦＤＭ送信機とＯＦＤＭ受信機とを含む、一般的な例示的実施形態による直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を示す概略図である。

【図4A】ＯＦＤＭ送信機が基地局ノードに設けられ、ＯＦＤＭ受信機が無線端末にある直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を示す非限定的概略図である。

【図4B】ＯＦＤＭ送信機が無線端末に設けられ、ＯＦＤＭ受信機が基地局ノードにある直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を示す非限定的概略図である。

【図4C】ＯＦＤＭ送信機がある無線端末に設けられ、ＯＦＤＭ受信機が別の無線端末にある直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を示す非限定的概略図である。

【図5】一例示的無線機器の選択されたハードウェアと機能とを示す概略図である。

【図6A】時間領域における相関和を求め、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成された相関器の一例示的実施形態を示す概略図である。

【図6B】周波数領域における相関和を求め、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成された相関器の一例示的実施形態を示す概略図である。

【図7】高分散性のＥＴＵチャネルモデルについての相関器出力および固定検出閾値を反映したグラフである。

【図8】高分散性のＥＴＵチャネルモデルについての相関器出力および固定検出閾値を反映したグラフである。

【図9】ごく少数のパスしか含まないＥＰＡチャネルモデルについての相関器出力および固定検出閾値を反映したグラフである。

【図10】干渉特性の関数としての検出閾値を示し、特に、干渉閾値が、非ガウス干渉が優勢であるかそれともガウス雑音が優勢であるかに応じて、数デシベル（ｄＢ）だけ異なり得ることを示すグラフである。

【図11】複数のスナップショットにおける雑音重み係数αの推定器の出力を示し、特に、ほとんどの場合αを正確に推定することができることを示すグラフである。

【図12】遅延不確実性計算についての幾何学的配置を示す図である。

【図13】５００ｍの地点間距離を有する同期されたシステムについての位置決め精度の結果を示すグラフである。

【図14】１７３２ｍの地点間距離を有する同期されたシステムについての位置決め精度の結果を示すグラフである。

【図15】部分的に整合された位置決めサブフレームと５００ｍの地点間距離とを有する非同期システムについての位置決め精度の結果を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0033】

以下の説明では、本発明の十分な理解を提供するために、限定ではなく説明として、特定のアーキテクチャ、インターフェース、技法などといった具体的詳細を示す。しかし本発明は、これらの具体的詳細から逸脱した他の実施形態においても実施され得ることが当業者には理解されるであろう。すなわち当業者は、本明細書では明示的に説明も図示もされないが、本発明の原理を具現化し、本発明の趣旨および範囲内に含まれる様々な構成を考案することができるであろう。場合によっては、本発明の説明を不要な詳細であいまいにすることのないように、周知の機器、回路、および方法の詳細な説明が省かれる。本発明の原理、態様、および実施形態を示す本明細書のすべての記述、ならびにその具体例は、それらの構造と機能両方の均等物を包含するものであることが意図されている。加えてそのような均等物は、現在知られている均等物も、将来において開発される均等物、すなわち、構造にかかわらず同じ機能を果たす任意の開発される要素も含むことが意図されている。

【0034】

本明細書のブロック図は、技術の原理を具現化する例示的回路の概念図を表し得ることが当業者には理解されるであろう。同様に、あらゆる流れ図、状態遷移図、擬似コードなども、コンピュータ可読媒体において実質的に表され、よってコンピュータまたはプロセッサによって実行され得る様々なプロセスを、そのようなコンピュータまたはプロセッサが明示されているか否かにかかわらず表すことが理解されるであろう。

【0035】

「コンピュータ」、「プロセッサ」、または「コントローラ」と表示または記述される機能ブロックを含む様々な要素の機能は、専用ハードウェア、ならびにコンピュータ可読媒体上に記憶された符号化命令の形のソフトウェアを実行することのできるハードウェアを使用することによって提供され得る。コンピュータとは、一般に、１つまたは複数のプロセッサを備えるものとして理解され、コンピュータおよびプロセッサという用語は本明細書において区別なく使用され得る。コンピュータまたはプロセッサによって提供されるとき、各機能は、単一の専用コンピュータまたはプロセッサによって提供されてもよく、単一の共用コンピュータまたはプロセッサによって提供されてもよく、あるいは、そのうちのいくつかが共用され、または分散され得る複数の個別のコンピュータまたはプロセッサによって提供されてもよい。そのような機能は、コンピュータで実施されるものとして、よって、機械で実施されるものとして理解されるべきである。さらに、「プロセッサ」または「コントローラ」という用語の使用は、そのような機能を果たすことができ、かつ／またはソフトウェアを実行することができる他のハードウェアを指すとも解釈されるものであり、それだけに限らないが、そのような機能を果たすことのできるディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、縮小命令セットプロセッサ、ハードウェア（ディジタルやアナログの）回路、および（適切な場合には）状態機械を含み得る。

【実施例】

【0036】

１．０ 例示的システムおよび端末
図４に、送信が無線チャネル２１上で送信側２２から無線機器２４へ行われる通信システム２０の例示的非限定的実施形態を示す。図４の通信システム２０の送信側２２は信号ソース２６から信号を受け取る。信号ソース２６から得られる信号は、（サービスセルなどから得られる）ユーザデータ信号および／または位置決め測定に使用される信号といった多種類のものとすることができる。任意選択で、個々の実施態様に応じて、送信側２２は、シリアル／パラレル変換やチャネル符号化やインターリービングといった任意選択の機能を果たすことによって、信号ソース２６から得られる信号を操作することができる前処理セクション２８を備える。送信側２２は、（任意選択で符号化され、かつ／またはインターリーブされてもよい）信号を、制御信号、同期信号、フレーミング信号、パイロット信号といった他の信号と結合する結合器３０を備える。図４では、そのような制御信号、同期信号、フレーミング信号、およびパイロット信号が、別の信号ソース３２から印加され、または受け取られるものとして示されている。

【0037】

結合器３０は、マルチプレクサとすることができ、またはマルチプレクサとして機能することができ、信号ソース２６からの信号のストリームへの信号ソース３２からの信号の制御された導入によりビットストリームを生成する。パイロット信号を含む信号の導入の制御は、コントローラ３４によって行われる。

【0038】

送信側２２が直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）送信機であるときに、結合器３０によって出力されるビットストリームは、変調器３８によって一連の副搬送波上に変調される。当業者には理解されるように、変調器３８によって行われる変調は、基本的には、ビットのグループを、複素数として表される一連のコンステレーション点へマップする。変調器３８によって出力される複素数に対して、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部４０に印加される前にパラレル／シリアル変換が行われ得る。

【0039】

逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部４０は変調された搬送波を時間領域サンプルのシーケンスへと変換する。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部４０によって出力される時間領域サンプルのシーケンスは、任意選択のポストプロセッサ４２によってさらに多くの処理機能を施されてもよい。そのような後処理機能は、巡回拡大、窓あけ、ピーク制御のうちの１つまたは複数を含むことができ、これらはすべて当業者に理解されている。結果として得られるＯＦＤＭ波形はチャネル送信要素４４に印加される。チャネル送信要素４４は、アンテナまたはアンテナ系とすることができ、例えば、ＯＦＤＭ波形（Ｉ、Ｑ出力またはディジタルＩＦ信号）を無線チャネル２１に印加する。

【0040】

通信システム２０の一例示的非限定的実施態様は、無線通信が、例えば、（ＮｏｄｅＢやｅＮｏｄｅＢともいう）基地局といった無線アクセスノードと、（しばしば、特に、移動局、移動端末、ユーザ端末装置（ＵＥ）とも呼ばれる）無線端末またはモバイルユニットとの間で行われるセルラ伝送方式の状況にある。無線システムにおいて、無線端末は、携帯電話（「セルラ」電話）やモバイ端末を備えるラップトップといった移動局において具現化し、または移動局として実現することができ、よって、例えば、無線アクセスネットワークと音声および／またはデータをやりとりする、携帯用、ポケット、ハンドヘルド、コンピュータ内蔵式、または車載モバイル機器などとすることができる。信号（ＯＦＤＭ波形など）はチャネル２１上で伝送され、チャネル２１は（例えば、チャネルの特性と雑音や干渉といった要因とによる影響を受ける）独自の伝送機能を有する。

【0041】

無線または電波ネットワークにあって、無線機器２４は、（例えば基地局（ＢＳ）ノードやｅＮｏｄｅＢといった）無線アクセスネットワークのノードまたは無線端末（ＵＥ）において具現化され、またはそれによって実現され得る。例えば、図４Ａに、送信側２２が、ダウンリンク上で、無線端末（ユーザ端末装置（ＵＥ）や前述の移動局など）の形をとる無線機器２４へ送信する基地局ノードである状況を示す。図４Ｂに、送信側２２が、アップリンク上で、基地局ノードの形をとる無線機器２４へ送信する無線端末である逆の状況を示す。図４Ｃに、送信側２２と無線機器２４の両方が無線端末の形をとり、本明細書で開示する技術がアップリンク（ＵＬ）とダウンリンク（ＤＬ）両方の伝送に適用できるさらに別の状況を示す。よって図４Ｃには、本明細書で開示する技術が一般的な端末間通信にも適用されることが示されており、端末間通信は、アップリンク（ＵＬ）ともダウンリンク（ＤＬ）ともダウンリンク（ＤＬ）とアップリンク（ＵＬ）の混合ともみなすことができる。さらに、いくつかのネットワークノード、例えば中継ノードなども、基地局のようにダウンリンク（ＤＬ）でも無線端末のようにアップリンク（ＵＬ）上でも送信し得る。よって、「無線機器」という用語は、本明細書では一般に、無線端末または無線アクセス・ネットワーク・ノードまたは中継ノードといった別のネットワークノードを指すのに用いられ、［例えば無線端末である無線機器の場合の］ダウンリンク（ＤＬ）でも、［例えば無線アクセス・ネットワーク・ノードである無線機器の場合の］アップリンク（ＵＬ）でも無線チャネル２１上で情報を受け取ることができる。

【0042】

図４Ａ、図４Ｂ、および図４Ｃの非限定的実施形態といった本明細書に包含される実施形態においては、位置決めされるのは無線機器である。さらに、位置決め機能は、ネットワークベースの位置決めまたはＵＥ支援の位置決めの場合にはコアネットワークノード（Ｅ−ＳＭＬＣやＳＬＰなど）に位置していてもよく、ＵＥベースの位置決めに対応して無線端末に位置していてもよい。

【0043】

本明細書で使用する場合、位置決めされる機器は、（ＵＥ支援の位置決めもしくはＵＥベースの位置決めもしくは端末間通信での）受信側無線機器とすることもでき、（ネットワークベースの位置決めもしくは端末間通信での）送信側無線機器とすることもできる。位置決めされる無線機器は、ＵＥ、無線端末、小型基地局、ビーコン機器、センサ、または少なくとも無線インターフェースを備える他のノードを構成し得る。また、位置決め機能は、位置決めされる無線機器にあってもよく（ＵＥベースの位置決めなど）、他のネットワークノード（ＬＴＥのＥ−ＳＭＬＣやＳＵＰＬ位置プラットフォームＳＬＰなど）にあってもよいことも当業者には公知である。

【0044】

さらに、本明細書で説明する技法は、アップリンクベースであれダウンリンクベースであれ、ロングタームエボルーション（ＬＴＥ）だけではなく、すべての時間基準法に適用される。例えば、本明細書で開示する技術は、ＬＴＥ ＴＤＤ、ＬＴＥ ＦＤＤ、進化型ＬＴＥ、ＷｉＭＡＸ、ＷＬＡＮといった他の無線アクセス技術にも適用され得る。

【0045】

また図４には無線機器２４の例示的非限定的実施形態のいくつかの態様も示されている。無線機器２４はチャネル受信要素６０も備え、チャネル受信要素６０はアンテナまたはアンテナ系とすることができる。チャネル受信要素６０によって受信される信号（Ｉ、Ｑ入力またはディジタルＩＦ信号を有するＯＦＤＭ波形とすることができる）は、任意選択の前処理セクション６２に印加される。前処理セクション６２は、送信と受信の局部発振器の差によって生じる搬送波オフセットを除去し、信号処理セクション６８の他の要素に印加すべき適切なサンプルのシーケンスを選択する。

【0046】

受信信号処理セクション６８はコントローラ７２を備える。コントローラ７２は、例えば、ユーザデータ信号と非ユーザデータ信号とをえり分け、非ユーザデータ信号を処理するように働く。ゲート制御されたコントローラ７２からのユーザデータ信号は、任意選択の後処理セクション７４に印加することができる。後処理セクション７４は、適宜、チャネル復号、デインターリービング、パラレル／シリアル変換といった機能を果たすことができる。そのように得られるユーザデータは、例えば、音声、テキスト、別の種類のアプリケーションなどとすることができるユーザ信号シンク７６に適用される。信号と共に含まれるのは、時間差判定部８０によって処理される基準信号である。基準信号（ＲＦ）は、例えば、位置決め基準信号（ＰＲＳ）や共通基準信号（ＣＲＳ）といった任意の適切な種類のものとすることができる。時間差判定部８０は、コントローラ７２を構成し、例えば、相関器出力を閾値と比較することによって基準信号の存在を判定するように働き、さらに、基準信号の到着時刻を判定する。時間差判定部８０は雑音および干渉に基づいてその比較閾値を適応的に選択するため、時間差判定部８０を、適応閾値を用いる時間差判定部ともいう。

【0047】

図５に、ハードウェアと、時間差判定部８０を含むコントローラ７２のいくつかの例示の機能との両方に関して、別の観点からの無線機器２４を示す。ハードウェアに関して、図５には、受信機２４の非網羅的な別の例示的構成要素として、様々な入力装置／出力装置およびメモリ８２が示されている。メモリ８２は、例えば、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）８４および様々な形態のランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）８６を備えることができ、本明細書で説明する動作と併せてコントローラ７２によって実行される符号化命令を記憶するのに使用することもできる。いくつかの代表的な入力／出力装置が、キーパッド８８、オーディオ入力機器（マイクロフォンなど）９０、視覚入力機器（カメラなど）９２、視覚出力機器（ディスプレイ９４など）、およびオーディオ出力機器（スピーカなど）９６として示されている。

【0048】

図５には、時間差判定部８０の機能が、受信機９８、相関器１００、基準信号検出器１０２、雑音および干渉電力推定器１０４、適応閾値選択器１０６、ならびに基準信号解析器１０８としてさらに示されている。受信機９８は、受信信号処理セクション６８から出力を受信し、例えば、無線チャネル２１からのチャネル伝搬信号を受信し、そこから遅延出力信号を得るように接続されている。相関器１００は、受信機９８延出力信号と基準信号の複製とを使用して、無線チャネルから受信される信号と基準信号の複製との相互相関を示す相関器出力値を提供するように接続され、構成されている。特殊な実施形態では、基準信号の複製は、無線機器が（支援データなどから）知っているものと想定されるセル識別子（セルＩＤ）から獲得され、または再構築されてもよいが、一般には、複製も、例えば支援データなどと一緒に送信することができる。

【0049】

基準信号検出器１０２は、相関器１００から相関器出力値を受け取り、これらの値を、１０４から得られる倍率変更された雑音および干渉電力推定値で除算し、結果として得られる値を適応閾値選択器１０６によって選択される閾値と比較して基準信号の存在を検出し、基準信号の到着時刻を推定するように接続され、構成されている。このために、図５には、基準信号検出器１０２が、存在検出器セクション１０２ＡとＲＳ到着時刻検出セクション１０２Ｂとを備えるものとして示されている。

【0050】

適応閾値選択器１０６は、受信機９８に接続され、受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値に適合するように構成されている。適応閾値選択器１０６は、受信信号における雑音および干渉電力の相対量、すなわち、受信信号における雑音および干渉電力の相対量の少なくとも１つの推定値を使用して、基準信号検出器１０２に適用する適応閾値を決定する。本明細書で使用する場合、特定の値または量の「少なくとも１つの推定値」とは、その値または量の推定値のみならず、その値または量のより厳密な決定も包含するものとして理解すべきである。

【0051】

基準信号解析器１０８は、少なくとも（その存在および到着時刻が基準信号検出器１０２によって検出される）基準信号を使用して無線機器２４の地理的位置を決定するように接続され、構成されている。よって、図５の実施形態では、位置決め機能は位置決めされる無線機器にある（ＵＥベースの位置決めなど）。ＬＴＥでは、無線機器における位置決定を、ＬＴＥではまだ標準化されていないいわゆるＵＥベースのＯＴＤＯＡ位置決め、またはＵＥベースのＧＮＳＳのために行うことができる。

【0052】

別の実施形態では、位置決め機能は位置決めされる無線機器２４にはなく、別のネットワークノード（ＬＴＥのＥ−ＳＭＬＣやＳＵＰＬ位置プラットフォームＳＬＰなど）にある。そのような事例では、無線機器の地理的位置を決定するための標準化された方法は、参照により本明細書に組み込まれる、「３ＧＰＰ ＴＳ ３６．３５５ ｖ９．２．１ Ｊｕｎｅ ６，２０１０，Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（Ｅ−ＵＴＲＡ）；ＬＴＥ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ（ＬＰＰ）」などのＬＰＰプロトコルを使用して進化型サービス移動体位置検出センター（ｅｖｏｌｖｅｄ−Ｓｅｒｖｉｎｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｌｏｃａｔｉｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ［Ｅ−ＳＭＬＣ］）へタイミング測定（基準信号時間差［ＲＳＴＤ］）を報告するものである。ＵＬタイミング測定を使用する現在検討中であるがまだ標準化されていない位置決め方法（ＵＴＤＯＡ、ＵＬ Ｔｉｍｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）は、ネットワークベースの位置決め方法であり、ｅＮｏｄｅＢといった無線ネットワークノードからＬＴＥのＥ−ＳＭＬＣやＳＬＰといった位置決めノードへＬＰＰａ（ＬＰＰ Ａｎｎｅｘ）プロトコルを介して測定値を報告することを意味するものである。

【0053】

図５にはさらに、無線機器２４が、無線機器２４からの送信のための情報を書式設定するフォーマッタ１１０、ならびに、送信されるべき信号を（１つまたは複数の）チャネル受信／送信要素６０に印加する送信信号処理セクション１１１もさらに備えることが示されている。

【0054】

２．０ 相関
図６Ａを参照して理解される一例示的実施形態において、相関器１００ＴＤは、時間領域における相関和を求め、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成されている。図６Ｂを参照して理解される別の例示的実施形態において、相関器１００ＦＤは、周波数領域における相関和を求め、相関和を使用して相関器出力値を導出するように構成されている。

【0055】

２．１ 時間領域における相関
図６Ａの相関器１００ＴＤは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１１２、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１１４、信号反転接合部１１５、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１６、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１８、要素別乗算部１２０、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１２１、コヒーレント累積（複素加算）部１２２、および非コヒーレント累積部１２６を備える。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１１２は、受信機９８の周波数領域Ｙ_ｌ（μ）出力を獲得し、逆高速フーリエ変換を行い、それによって時間領域信号ｙ_ｌ（ｋ）を提供するように接続され、動作する。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１１４は、基準信号の複製の時間領域バージョンｓ_ｌ（ｋ）を信号反転接合部１１５へ提供するように接続され、動作する。次いで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１６を使用して、ゼロパディングが加えられ、信号反転接合部１１５の出力ｓ_ｌ^＊（−ｋ）の高速フーリエ変換が行われる。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１８は、ゼロパディングを加え、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１１２から受け取られる信号ｙ_ｌ（ｋ）の高速フーリエ変換が行うのに使用される。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１６と高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１８との周波数領域出力は要素別乗算部１２０に印加され、要素別乗算部１２０は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１２１にＲ_ｌ（μ）を出力する。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１２１は信号Ｒ_ｌ（μ）の逆高速フーリエ変換を行って信号ｒ_ｌ（ｔ）を得、信号ｒ_ｌ（ｔ）はコヒーレント累積（複素加算）部１２２に印加される。コヒーレント累積（複素加算）部１２２はさらに、時間領域信号ｒ（ｔ）［「時間領域相関和」ともいう］を、非コヒーレント累積部（絶対値の二乗）１２６へ出力する。非コヒーレント累積部１２６は、複素数値のｒ（ｔ）を受け取り、各項の絶対値の二乗を行い、すべてのｍについての結果を合計する。非コヒーレント累積部１２６の出力は時間領域相関器出力ρ（ｔ）である。

【0056】

図３で例示される以上の説明から理解されるように、一例示的システムおよび実施形態において、基準信号（ＲＳ、ＰＲＳやＣＲＳなど）は、Ｎ_ｐｒｓ個の連続するサブフレームにおいて送信することができる。例示的実施形態において、すべての連続するサブフレーム上のＰＲＳリソース要素を含むＯＦＤＭシンボルの総数はＮ_ｌである。

【0057】

次に、時間差判定部８０の動作を、まずは図６Ａの相関器１００ＴＤの状況において説明する。時間領域において、信号は式１で定義することができる。
ｓ_ｌ（ｋ）、ｋ＝−Ｎ_ｃｐ，…，Ｎ−１かつｌ＝０，…，Ｎ_ｌ−１ 式１
式１において、Ｎ_ｃｐはサイクリックプレフィックス長であり、ｓ_ｌ（ｋ）は式２で定義される。
ｓ_ｌ（ｋ）＝ｓ_ｌ（ｋ＋Ｎ）、ｋ＝−Ｎ_ｃｐ，…，−１ 式２

【0058】

離散有限長時間インパルス応答を特徴とするマルチパスチャネルをｈ_ｌ＝［ｈ_ｌ（０），…，ｈ_ｌ（Ｋ−１）］とし、ｈ_ｌ（ｉ）＝０、ｉ＜０、ｉ≧Ｋとする。その場合、チャネルを介して伝搬される信号を式３で記述することができる。

式中、ｅ_ｌ（ｋ）は、分散Ｎ_０を有する加法性複素ガウス雑音であり、τは、簡単にするためにサンプルの数として想定される伝搬遅延である。

【0059】

到着時刻τを推定するための一手法は、遅延出力信号ｙ_ｌ（ｋ）を、式４のとおりに信号ｓ_ｌ（ｋ）の複製と相関させるものである。

式４において、ｓ_ｌ^＊（ｋ）は、シンボルｌにおける信号ｓの第ｋのサンプルの共役複素数であり、Ｗは、時間サンプルの数としてカウントされる探索窓サイズである。式４の時間領域フィルタは、信号反転接合部１１５、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１６、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１８、要素別乗算部１２０、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１２１、およびコヒーレント累積（複素加算）部１２２によって実施される。

【0060】

ｓ_ｌ（ｋ）が、Ｐ_ｓを信号和の電力スペクトル密度とし、δ（ｕ）を、ｕ＝０についてδ（ｕ）＝１、ｕ≠０についてδ（ｕ）＝０として定義されるいわゆるクロネッカーのデルタとする式５のような完全な自己相関特性を有するシーケンスである場合には、相関器１００によって求められる相関和は式６に記述するようなものになる。

式６において、項νは、分散Ｐ_ｓＮ_ｌＮ_０を有する複素ガウス分布を用いて近似することができる。ｈ_ｌ（ｋ）（ｔ−τ）＝ｈ（ｔ−τ）、ｌ＝０，…，Ｎ_ｌ−１であると仮定すると、二乗絶対値相関器出力の期待値は、式７で示されるような値になる。
Ｅ（｜ｒ（ｔ）｜^２）＝（Ｎ_ｌＰ_ｓ｜ｈ（ｔ−τ）｜）^２＋Ｐ_ｓＮ_ｌＮ_０ 式７

【0061】

検出器（基準信号検出器１０２Ａなど）は、式８で記述される正規化された相関器出力を閾値λと比較し、ρ（ｔ_０）≧λである場合には、信号は時刻ｔ_０において存在すると表明される。

式８において、

は雑音電力Ｎ_０の推定値を表す。

【0062】

高い相関後の信号対雑音比（式９参照）を仮定すると、式１０が当てはまる。
（Ｎ_ｌＰ_ｓ｜ｈ（ｔ−τ）｜）^２＞＞Ｐ_ｓＮ_ｌＮ_０ 式９

言い換えると、（ｔ）は、処理利得Ｐ_ｓＮ_ｌを含むＳＮＲにほぼ等しい。その場合、チャネルの第１のパスの推定到着時刻は、式１１で与えられ、到着検出器１０２ＢのＰＲＳ時刻によって推論される。
τ＝ｍｉｎ｛ｔ｝、制約条件ρ（ｔ）＞λに従う 式１１

【0063】

加えて、時刻τにおいて受け取られる電力が信号の主ピークのサイドローブからのものにならないように何らかの措置が講じられる必要もある。例えば、コヒーレント累積と単一ピークチャネルでは、相関関数は、その第１のサイドローブが主ピークより低い１３ｄＢであるシンク関数のように見えることになる。そのため、１つの基準は、最高ピークを下回るある一定のデシベルレベル（ＺｄＢなど）より大きいピークを除外することとすることができる。さらに、あるピーク補間を行って時間推定値を改善することもできる。例えば、ピーク前後の相関結果−Ｘ），…，＋Ｘ）を取り、補間式を使用してピークのより良い解決を得ることもできる（例えば、二次多項式フィット法を適用し、次いで、当該多項式のピーク位置を見つけることができる）。別の拡張モードでは、重心法を使用することができる。

【0064】

式１１における検出閾値λの選択は適応閾値選択器１０６によって行われる。前述のように、先行技術では、単に、受信信号が所望の信号に加法性ガウス雑音を加えたものからなるものと仮定された。先行技術の仮説の欠陥が、付加雑音項が式２６で記述されるような混合であると想定される状況をモデル化することにより示される。

式２６において、α∈［０，１］であり、ｉ（ｋ）はＱＰＳＫ変調信号であり、ν（ｋ）は複素ガウス信号である。入力として式２６だけが供給されるときの式８で記述される相関器の統計をシミュレーションで調べた。図１０に、特定の所望のフォールスアラーム率について結果として得られる検出閾値を示す。シミュレートされたシステムは、６つのリソースブロック（ＲＢ）と最大４つの位置決めサブフレームを使用するＬＴＥシステムである。図１０から、検出閾値は、優勢であるのが非ガウス干渉かそれともガウス雑音かに応じて数ｄＢ変動することがわかる。

【0065】

先行技術の手法と対比すると、適応閾値選択器１０６は、閾値の適応選択を行い、他の基地局（ｅＮＢなど）からの干渉を考慮に入れることができる。この干渉はガウス雑音とは異なる特性を有し、これは検出閾値の選択に際して考慮される必要がある。さもなければ、フォールスアラームの数が大きくなりすぎる可能性があり、その場合位置決め精度が低下することになる。続いて、適応閾値選択器１０６がどのようにして閾値を適応的に決定するかを以下で説明する。この説明は、周波数領域と時間領域とで動作する相関器を有する相関器を有する時間差判定部８０の両方に適用可能である。

【0066】

図５の受信機２４では、ＬＴＥで動作するときに、基準信号（位置決め基準信号（ＰＲＳ）など）が、図２で示すように、周波数領域において指定される。図２には、４つの可能なＰＲＳ構成のうちの１つだけが示されている。さらに、ベースバンド処理の大部分は周波数領域において行われ、特に、式３の受信信号ｙ（ｋ）は周波数領域において利用可能である。したがって、本明細書で開示する技術の別の例示的実施形態では、相関演算は周波数領域において（相関器１００ＦＤなどによって）行われる。周波数領域で動作することが有益となり得るのは、これに加えて、周波数領域においては干渉に雑音電力を加えたものの推定をより都合よく行うことができるからである。式８では雑音に干渉電力を加えたものの推定値が必要とされることに留意されたい。

【0067】

２．２ 周波数領域における相関
したがって、適応閾値選択器１０６は、時間領域で動作する図６Ａの相関器１００ＴＤといった相関器と共に利用することもできるが、図６Ｂに示すようないくつかの実施形態では、相関器が周波数領域において動作することが好ましい。

【0068】

一例示的実施形態において、図６Ｂの周波数相関器１００ＦＤは、要素別乗算部２２０、コヒーレント累積（複素加算）部２２２、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部２２４、および非コヒーレント累積部２２６を備える。要素別乗算部２２０は、受信機９８からの周波数領域出力信号Ｙ_ｌ（μ）と周波数領域基準信号の複製（複素共役）Ｓ_ｌ^＊（μ）とを受け取り、周波数領域積Ｒ_ｌ（μ）を生成する。一例示的実施形態において、要素別乗算部２２０の周波数領域積Ｒ_ｌ（μ）は式１７を実施する。要素別乗算部２２０の周波数領域積Ｒ_ｌ（μ）はコヒーレント累積（複素加算）部２２２に印加され、コヒーレント累積（複素加算）部２２２は周波数領域積の和Ｃ_ｍ（μ）［「周波数領域相関和」ともいう］をもたらす。累積部２２２の演算は基本的には式１８を実施する。周波数領域積の和Ｃ_ｍ（μ）は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部２２４によって、式１９のとおりに、時間領域積の和信号ｒ_ｍ（ｔ）に変換される。時間領域積の和信号ｒ_ｍ（ｔ）は非コヒーレント累積部２２６に印加され、非コヒーレント累積部２２６は式２０のとおりに相関器出力ρ（ｋ）を提供する。

【0069】

周波数領域演算に関して、２つのシーケンスの巡回畳み込みが周波数領域における信号のＦＦＴの乗算に等しいことは周知である。巡回畳み込みでは、線形畳み込み（１）が式１２の式で置き換えられる。

式１２において、ｓ_ｌ（）_Ｎは、インデックスのモジュロＮが取られることを意味する。ここで、長さＮ_ｃｐのサイクリックプレフィックスを使用するために、ｋ＝１，…，Ｎ_ｃｐについてｓ（−ｋ）＝ｓ（Ｎ−ｋ）である。そのため、Ｋ＋τ≦Ｎ_ｃｐである限り、巡回畳み込み（１２）は線形畳み込み（３）に等しい。

【0070】

シーケンスｘ（ｋ）の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）Χ（μ）は、

で定義される。上記の表記法を用いて、式１２のｙ_ｌ（ｋ）のＦＦＴを式１４として定義することができる。
Ｙ_ｌ（μ）＝Ｈ_ｌ（μ）ＦＦＴ（ｓ_ｌ（ｋ−τ））＋Ｅ_ｌ（μ） 式１４
ＦＦＴの別の特性は、
ｘ（ｋ−τ）＝ｘ（ｋ−τ）_Ｎ，ｋ＝０，…，Ｎ−１ 式１５
である限り、ＦＦＴ（ｘ（ｋ−τ））＝ｅ^{−ｉ２πτ／Ｎ}Χ（μ）であるというものであり、これは、サイクリックプレフィックス（２）の使用によるｓ_ｌ（ｋ）についての場合である。したがって、
Ｙ_ｌ（μ）＝Ｈ_ｌ（μ）Ｓ_ｌ（μ）ｅ^{−ｉ２πτ／Ｎ}＋Ｅ_ｌ（μ） 式１６
である。ここで、式（１６）を既知のＰＲＳシンボルＳ_ｌ（μ）と掛け合わせると、第１のＯＦＤＭシンボルが副搬送波にＰＲＳシンボルを有する場合には特性｜Ｓ_ｌ（μ）｜＝１であり、そうでない場合にはＳ_ｌ（）＝０であり、そのため、第１のＯＦＤＭシンボルが副搬送波にＰＲＳシンボルを有する場合には、
Ｒ_ｌ（μ）＝Ｙ_ｌ（μ）Ｓ_ｌ^＊（μ）＝Ｈ_ｌ（μ）ｅ^{−ｉ２πτ／Ｎ}＋Ｓ_ｌ^＊（μ）Ｅ_ｌ（μ） 式１７
であり、そうでない場合にはＲ_ｌ（μ）＝０である。

【0071】

基準信号は、通常、いくつかのＯＦＤＭシンボルにまたがり、そのため、前述の処理はＰＲＳを含むすべてのＯＦＤＭシンボルについて繰り返される。それぞれ整数Ｎ_ｃ個のＯＦＤＭシンボルからなるＭ個のセグメントが式１８のとおりにコヒーレントに加算される。

式１８において、Ｎは、副搬送波においてコヒーレントに累積されるＰＲＳシンボルの数である。ＰＲＳを含まないＯＦＤＭシンボル／副搬送波について、対応するＲ（）は０に設定される。どのＯＦＤＭシンボルにもＰＲＳを含まない副搬送波について、Ｃ_ｍ（）は０に設定される。Ｃ_ｍ（μ）と等価な時間領域の値は、式１９で示すように逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用することによって得られる。また式１９は、基本的には、図６Ａのコヒーレント累積部１２２の動作を表す。

【0072】

コヒーレント累積長Ｎ_ｃの選択は、無線機器の速度によって決まる。Ｎ_ｃが過度に大きく選択される場合、チャネル位相が測定の間に回転し得る。そのような事例では、式１９の複素数の和の各項は部分的に相殺し始める。したがって、Ｎ_ｃ個のＯＦＤＭシンボルが加えられた後でコヒーレント加算を停止し、式１９に従って逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、結果の二乗を取って累積エネルギーを推定することが必要となり得る。最終的には、Ｍ個のそのような非コヒーレント累積が加算される。次いで、結果として得られる相関器出力を式２０に従って書き込むことができる。また、式２０から当業者は、図６Ａの相関器１００ＴＤの非コヒーレント累積部１２６の動作も理解する。

ρ（ｔ）の値が閾値と比較され、いずれかのρ（ｔ）の値が閾値より大きい場合には、例えば前述のように、第１のピークの位置を補間するためにより細かい探索が行われる。閾値を導出するための既存の手法と提案する手法とを以下で論じる。

【0073】

３．０ 適応閾値選択
３．１ 適応閾値選択：ガウス雑音
信号が検出されるのに十分な電力を有するという保証がないため、閾値はフォールスアラームを回避するように選択されるべきである。式１９における入力としてガウス雑音だけを仮定すると、項

は、
ｒ_ｍ（ｔ）＝ｘ_ｒｅ＋ｘ_ｉｍ 式２２
として分布し、式中、ｘ_ｒｅとｘ_ｉｍとは、それぞれ、相関項ｒ_ｍ（ｔ）の実部と虚部とを表す

分布変数である。したがって、式２０のρ（ｔ）はガウス変数の二乗の和である。これは、

が（２Ｍ）分布することを意味する。

【0074】

次に進むためには、雑音分散Ｎ_０の推定値が必要である。各周波数におけるすべての受信サンプルの二乗を取ることにより、推定値、

が得られ、式中、_ｌは、第１のＯＦＤＭシンボルにＰＲＳシンボルがある場合の周波数インデックスであり、Ｌ_ｓｙｍ（ｌ）は、第１のＯＦＤＭシンボルにおけるＰＲＳシンボルの数である。ここで、Ｌはコヒーレントに累積される基準信号リソース要素の総数である。検出変数として、

を取る場合、任意の時間遅延ｔについて、^＊を検出閾値とするλ（ｔ）＞λ^＊である場合には、信号は遅延ｔにおいて存在すると表明される。（２４）の（ｔ）は、おおよそ、

として分布し、式中、ν〜（２Ｍ）である。次いで、確率がＰ_ｆａを所望のフォールスアラームとする１−Ｐ_ｆａである（２Ｍ）の累積分布のレベルを決定することができる。雑音電力Ｎ_０は、式２４を使用して検出器変数によって正規化されるときに消えることに留意されたい。その場合所望の閾値は、

であり、式中、ｃｈｉ２ｉｎνは１−Ｐ_ｆａレベルにおける（２Ｍ）についての累積分布関数の逆である。

【0075】

よって、式２７には、一例示的実施形態において、純粋な雑音閾値は、Ｍを基準信号のＯＦＤＭセグメントの整数の数とし、Ｐ_ｆａをフォールスアラーム値とする、１−Ｐ_ｆａのレベルにおける累積分布関数（２Ｍ）の逆によって決まることが示されている。添え字「ｎｏｉｓｅ」は、この例示的実施形態では、付加雑音が複素ガウス白色雑音のみからなるときにこの閾値が適用できることを強調するものである。

【0076】

このタイミング推定手順の概要の例が、２つの異なるチャネルモデル、（高分散性の）ＥＴＵと、（ごく少数のパスしか含まない）ＥＰＡについて図７〜９に示されている。信号は、６個のリソースブロックを利用するＬＴＥ信号である。すなわち高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズは１２８である。図７〜９において、各プロットには、１２８の異なる偏移についてのρ（ｔ）（式２０参照）が示されており、式２５によって導出される閾値が直線として示されている。

【0077】

３．２ 適応閾値選択：干渉
式２７で与えられる閾値は、雑音が純粋にガウス熱雑音であるときに当てはまる。また、実際には、雑音は、例えば、干渉信号が別のＱＰＳＫ変調信号である場合など、強い同じ場所に位置する干渉源からも発生し得る。

【0078】

そのような干渉源のモデルが式２８で与えられる。

式中、Ｎ_０は、干渉側の（フラットであると想定される）チャネルの電力であり、Ｉ_ｌ（）は、ＱＰＳＫ変調干渉信号である。

【0079】

相関後に、式２９の式が得られる。

式２９の項Ｖ_ｌ（）は、２つのＱＰＳＫシンボルの積である。ＬＴＥにおけるＱＰＳＫシンボルは、シンボルアルファベット、

から取られる。したがって、２つのＱＰＳＫシンボルの積は、集合（＋１，−１，＋ｉ，−ｉ）中の値を取る。セクション３．１の手順および表記に従って、式（２４）で与えられる検出器出力の統計が、入力として式（２８）の干渉源だけを想定して導出される。考察を簡略化するために、統計を（０）について、すなわち、ゼロ遅延についてのみ評価する。この事例では、ＩＦＦＴ演算は、純粋な加算からなる。（一般性を失わずに）さらに簡略化するために、受信ＱＰＳＫシンボルを、コンステレーションが、

になるように４５度回転する。まず、副搬送波領域のコヒーレント累積和が、

になる。図２を参照すると、１サブフレーム当たりの１副搬送波当たりのＰＲＳシンボルの数は０、１、または２とすることができることがわかる。したがって、Ｎ＝０、Ｎ_ｃ／１４、またはＮ_ｃ／７である。Ｎ_１で、１サブフレーム当たり１つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数を表し、Ｎ_２で、１サブフレーム当たり２つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数を表すとする。すべての副搬送波上の（３０）の和は、ｔ＝０において評価される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）をもたらす。この和の実部は、

で表され、式中、Ｘ_１、Ｘ_２はアルファベット

から取られる。したがって、

は二項分布する。すなわち、

である。

であるため、ここで式３１を、

と書き換えることができる。Ｋ＝２Ｋ_１＋Ｋ_２とし、

と定義する。その場合、ｋ＝０，…，２Ｎ_１＋Ｎ_２について、

であり、式中、合計は、ｋ_１＝０，…，Ｎ_１、ｋ_２＝０，…，Ｎ_２について行われる。ここで、確率

を、

として容易に定義することができる。よって式３４の確率

は、

について明示的に算出することができる。
ｒ^２_ｎ，ｉｍ（０）がｒ^２_ｎ，ｒｅ（０）と同じ確率分布関数有することが容易に理解される。次に留意すべきことは、ｒ_ｍ，ｒｅ（０）とｒ_ｍ，ｉｍ（０）とが独立であり、ゼロ平均のものであるため、検出器変数（２４）は、和、

として書き換えることができ、式中、各項ｒ^２_ｎ，ｒｅ（０）とｒ^２_ｎ，ｉｍ（０）の統計は式３２〜式３４を使用して求めることができることである。

【0080】

２つのランダム変数の和の確率密度関数は、密度関数を畳み込むことによって得ることができる。その場合畳み込みは、２Ｍの合計の分布が得られるまで繰り返される。対応する累積密度関数は、Ｆ_ＱＰＳＫ（ｘ；Ｍ，Ｎ_ｃ，Ｎ_１，Ｎ_２）で表され、パラメータＭ、Ｎ_ｃ、Ｎ_１およびＮ_２に対する依存関係が明示的に表明されている。ここで、１−Ｐ_ｆａに対応する閾値を、

として求めることができる。

【0081】

よって式３６には、一例示的実施形態において、純粋な干渉閾値は、式

によって決まり、Ｍは基準信号のＯＦＤＭセグメントの整数の数であり、各セグメントはＮ_ｃ個のＯＦＤＭシンボルからなり、Ｎ_ｃは基準信号の整数累積長であり、Ｎ_１は１サブフレーム当たり１つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数であり、Ｎ_２は１サブフレーム当たり２つのＰＲＳシンボルを含む副搬送波からのＰＲＳシンボルの総数を表し、Ｆ_ＱＰＳＫ（１−Ｐ_ｆａ；Ｍ，Ｎ_ｃ，Ｎ_１，Ｎ_２）は（１−Ｐ_ｆａ）に依存する累積密度関数であり、Ｐ_ｆａはフォールスアラーム値であることが示されている。添え字「ＱＰＳＫ」が使用されているのは、付加雑音がＱＰＳＫ変調干渉源のみからなるときにこの閾値が適用できることを強調するためである。

【0082】

３．３ 適応閾値選択：α推定
最終的に閾値を決定するためには、式２６で使用される雑音重み係数αが推定される必要がある。αの推定値を計算するには、ｅ（ｋ）の四次モーメントを調べる。本明細書で使用する場合、ｅ（ｋ）は、無線チャネルから受信される受信チャネル伝搬信号など、時間または周波数領域における「受信信号」と同じである。ガウス変数については、Ｅ｜ｅ（ｋ）｜^４＝２Ｎ_０^２であり、ＱＰＳＫシンボルについては、Ｅ｜ｅ（ｋ）｜^４＝Ｎ_０^２である。検出変数として、適応閾値選択器１０６は、ｅ（ｋ）の正規化四次モーメントの推定値を以下のように計算する。

式３７において、合計は、第１のＯＦＤＭシンボルにＰＲＳシンボルがある場合のすべての周波数インデックスｌに及ぶものである（式２３と比較されたい）。ｚと との間の関係は、
ｚ＝ｌ＋２^２ 式３８
と示すことができ、そのため、αの推定値は二次方程式３８の一乗根になり、すなわち、間隔［０，１］に位置し、

である。ｚの推定値を使用して、推定雑音重み係数が得られる。推定されたものを使用して、適応閾値選択器１０６は、例えば、純粋な雑音閾値_{ｎｏｉｓｅ}−（式２７）と純粋な干渉閾値_ＱＰＳＫ（式３６）との間の線形補間などによって、適応閾値を選択することができる。一般に、純粋な雑音閾値は、すべての受信干渉および雑音が（前述の例ではガウス分布に従う）ランダム信号からなるという仮説に基づいて定義され、純粋な干渉閾値は、受信されたすべての干渉および雑音が既知の変調（前述の例ではＱＰＳＫ）の信号で構成されるという仮説に基づいて定義される。適応閾値選択器１０６は、式３９ａに従って適応閾値を得る。

また補間も、線形閾値電力値をデシベル値へ変換することなどにより、対数領域において行うことができる。

【0083】

閾値_{ｎｏｉｓｅ}^＊および_ＱＰＳＫ^＊は、適応閾値選択器１０６によって、位置決め測定が行われるのと同時に算出することができる。あるいは、Ｍ、Ｎ_ｃ、Ｎ_１、Ｎ_２、およびＰ_ｆａの可能な値について、すべての閾値をオフラインで算出し、メモリに記憶することもできる。さらに別の選択肢として、Ｍ、Ｎ_ｃ、Ｎ_１、Ｎ_２、およびＰ_ｆａの様々な値についての適切な閾値を、例えば図１０に示すシミュレーションによって事前に算出し、メモリに記憶して適応閾値選択器１０６に提供することもできる。

【0084】

あるいは、分数の雑音／干渉の事例についての明示公式を、例えば、量子化ガウス分布を倍率変更し、式３３で定義される分布で畳み込むことによって導出することもできる。

【0085】

雑音重み係数αの推定器の性能が図１１に示されており、図１１には、ほとんどの場合αを正確に推定できることが示されている。

【0086】

３．４ 適応閾値選択：フォールスアラーム率の選択
１つの最終的な態様がフォールスアラーム率Ｐ_ｆａの選択である。Ｐ_ｆａは、式２５による前述の閾値計算への入力変数であることに留意されたい。Ｐ_ｆａの値は、例えば、ＵＥが測定するよう指図されるｅＮＢの数や、期待されるタイミングにおける初期不確実性の量などによって決まる。

【0087】

ｎ_{ｃｅｌｌｓ}からの少なくとも１つの測定値が損なわれている確率がＰ_ｆｐｏｓであることを目標とするものと仮定する。これは、
Ｐ_ｆｐｏｓ＝１−（１−Ｐ_ｆＮＢ）^{ｎｃｅｌｌｓ}〜ｎ_{ｃｅｌｌｓ}Ｐ_ｆＮＢ 式４０
で与えられる。

【0088】

ＵＥはＷ個の遅延を探索しなければならないものと仮定すると、ここで１遅延当たりの確率Ｐ_ｆａを、
Ｐ_ｆａ〜Ｐ_ｆｐｏｓ／（ｎ_{ｃｅｌｌｓ}Ｗ） 式４１
として求めることができる。

【0089】

ＵＥ位置における信号到着時刻の不確実性は、図１２における幾何学的配置を考慮することによって解析することができる。ＵＥはｅＮＢ１から距離Δであるセルに事前に位置している。この情報は、例えば、ＵＥ送信の同期を取るためのタイミングアドバンスの使用などによって知られる。ＵＥが図１２の位置Ａにあるかそれとも位置Ｂにあるかは知られていないことに留意されたい。信号が時刻ｔ_０にｅＮＢ１とｅＮＢ２とから送信されるものと仮定する。

【0090】

光の速度ｃが与えられたとすると、ｅＮＢ１とｅＮＢ２とからの信号は、それぞれ、時刻ｔ_１と時刻ｔ_２とに見通し内伝搬路を通って位置Ａに到着する。

ＵＥがＢにある場合には、信号は以下の時刻に到着する。

【0091】

ｅＮＢ１が、タイミングアドバンス機構によりそこまでの距離が知られているサービスセルと仮定する。ｔ_１が与えられた場合、符号位相探索を最小化するためにｅＮＢ２からの信号到着時刻を予測することが可能である。位置Ａおよび位置Ｂについて、

であることに留意されたい。その結果、

になる。よって、到着不確実性窓の時間の幅は、

である。よってＵＥは、

の異なる偏移にわたって探索する必要があり、式中、Ｔｓはサンプリング間隔である。

【0092】

４．０ モデル化およびシミュレーション
ＬＴＥ位置決め基準信号（ＰＲＳ）を使用した到着時刻推定についての提案の方式を、システムシミュレーションによって評価した。システムシミュレーションの仮説は、参照により本明細書に組み込まれる、「３ＧＰＰ ＴＳＧ−ＲＡＮ ＷＧ４ Ｍｅｅｔｉｎｇ ＃５２ｂｉｓ，Ｒ４−０９４０８９，Ｍｉｙａｚａｋｉ，Ｊａｐａｎ，Ｏｃｔｏｂｅｒ １２−Ｏｃｔｏｂｅｒ １６，２００９」に記載されるとおりとした。セクション３．１に記載したガウス雑音に基づく方式（「ｎｏｉｓｅ」）、セクション３．２のＱＰＳＫ干渉に基づく方法（「ｑｐｓｋ」）、およびセクション３．３で概説した適応方式（「ａｄａｐｔｉｖｅ」）の３つの検出閾値方式を試験した。

【0093】

図１３に、事例１についての結果を示す。事例１は、５００ｍの地点間距離を特徴とする。ネットワークは同期されている。事例１では、ＱＰＳＫベースの閾値が最善であり、適応方式の性能は非常に接近している。雑音ベースの方式は、ＥＴＵではわずかに劣り、ＥＰＡでは大幅に劣る。これは、この同期シナリオにおいて１つの強い干渉源を有する相対的に高い確率があることを示唆するように思われる。

【0094】

図１４に、事例３についての結果を示す。事例３は、１７３２ｍの地点間距離を特徴とする。事例３でも、ＱＰＳＫベースの方式と適応方式とが最善であり、雑音ベースの方法はわずかに劣る。この事例でも、１つの強い干渉源が比較的頻繁に出現する可能性が高い。

【0095】

図１５に、事例１についての、ネットワークが同期されておらず、位置決めフレームが一部しか整合されていない場合の結果を示す。この事例では、ＱＰＳＫベースの方法が最悪であり、雑音ベースの方式と適応方式は同等にうまく機能することが判明する。この事例では、干渉は複数の基地局から到来し、したがって、干渉項の和はより雑音に似て見える。

【0096】

要約すると、提示される結果により、適応方式は、干渉状況が変動するときに、最善の妥協を提供することが確認される。

【0097】

本明細書で開示する技術は、位置決め測定が（ＰＲＳ）以外の基準信号に基づいて行われ得る事例を除外せず、これを包含することを意図するものである。というのは、本明細書で開示する技術は、例えば、共通基準信号（ＣＲＳ）が測定される事例についても適用可能だからである。

【0098】

５．０ 利点例
本明細書で開示する技術は、干渉源／雑音特性の解析に基づいて適応検出閾値を導出するための方法および装置に関するものである。本明細書で開示する技術は、固定された（最新技術の）閾値が使用される事例と比べてフォールスアラームの低減と検出確率の向上の両方を実現する。強い干渉源によるフォールスアラームは、１つの強い干渉源が優勢であることが検出されるときに検出閾値を増大させることにより低減される。信号が雑音のみによって損なわれるときには、閾値は低減され、それによって弱い信号の検出が可能になる。

【0099】

実際のネットワークについて均一な閾値を最適化することが冗長なタスクであることを除いては、本明細書で開示する技術は、多くのセルからの基準信号をネットワークの少なくともいくつかの部分において無線機器によって検出可能とすることができ、不均一なセルサイズ、様々な伝搬条件などのために検出閾値をネットワーク全体について均一なものとして構成することができない不均一な異種混交の環境には特に重要である。これは、タイミング測定が３つを超える基地局について行われる必要があり、ネットワークが通常、複数の基地局からの信号の良好な可聴性を保証する場合に、無線端末といった無線機器を位置決めするのに使用される基準信号では顕著となり得る。

【0100】

ＰＲＳについて説明したが、本明細書で開示した技術は、ＰＲＳにも、どんな基準信号または位置決め一般にも限定されず、ダウンリンクにもアップリンクにも限定されない。信号の別の例は、例えば、セル特有の基準信号、サウンディング基準信号、同期信号などとすることができる。また、ＱＰＳＫについて説明したが、開示の方法の主要原理は、特定の変調方式に限定されるものではない。本明細書で説明した技法は、アップリンクベースにせよダウンリンクベースにせよ、ロングタームエボルーション（ＬＴＥ）だけではない、あらゆる時間基準の方法に適用される。例えば、本明細書で開示した技術は、ＬＴＥ ＴＤＤ、ＬＴＥ ＦＤＤ、進化型ＬＴＥ、ＷｉＭＡＸ、ＷＬＡＮといった他の無線アクセス技術にも適用され得る。提案の解決策は、よって、信号検出全般に関連するものである。さらに、本明細書で説明した技術および実施形態は、適応閾値を使用して行われる到着時刻測定から導出されるＲＳＴＤといったタイミング測定など、任意の測定法にも適用される。

【0101】

基準信号時間差（ＲＳＴＤ）は、２つ異なる基地局からの基準信号間の到着時間差である。ＲＳＴＤは、（それぞれ式１１を使用して求められる）２つの到着時刻測定の差を算出することにより計算することができる。例えば、基準信号時間差（ＲＳＴＤ）は、近隣セルｊと基準セルｉとの相対的タイミング差とすることができ、Ｔ_{ＳｕｂｆｒａｍｅＲｘｊ}−Ｔ_{ＳｕｂｆｒａｍｅＲｘｉ}として定義され、式中、Ｔ_{ＳｕｂｆｒａｍｅＲｘｊ}はＵＥがセルｊからあるサブフレームの開始を受け取る時刻であり、Ｔ_{ＳｕｂｆｒａｍｅＲｘｉ}はＵＥがセルｉから、セルｊから受け取られるサブフレームに時間的に最も近いあるサブフレームの対応する開始を受け取る時刻である。観測サブフレーム時間差についての基準点は、ＵＥのアンテナコネクタとして取られる。「３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１４，ｓｅｃｔｉｏｎ ５．１．１２」などを参照されたい。

【0102】

以上の説明は多くの特殊性を含むが、これらの特殊性は本発明の範囲を限定するものではなく、単に、現在の好ましい実施形態のいくつかの例示を提供するにすぎないものと解釈すべきである。本発明の範囲は、当業者には自明となり得る他の実施形態を完全に包含し、よってその範囲は必要以上に限定されるべきではないことが理解されるであろう。単数形の要素への言及は、明示的にそう指示しない限り、「唯一」ではなく、「１つまたは複数」を意図するものである。当業者に公知である前述の実施形態の要素のあらゆる構造的、機能的均等物は、本明細書に明示的に組み込まれ、本明細書によって包含されるべきものである。さらに、ある機器または方法は、それが本明細書に包含されるからといって、本発明によって解決されることが求められるありとあらゆる問題に対処するものであるとは限らない。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図4A】

【図4B】

【図4C】

【図5】

【図6A】

【図6B】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】