特許 5797142 直流電源装置およびその制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5797142

(24)【登録日】2015年8月28日

(45)【発行日】2015年10月21日

(54)【発明の名称】直流電源装置およびその制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20151001BHJP

   H03K 17/687 20060101ALI20151001BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 C

   H02M3/28 Q

   H03K17/687 A

【請求項の数】8

【全頁数】18

(21)【出願番号】特願2012-68726(P2012-68726)

(22)【出願日】2012年3月26日

(65)【公開番号】特開2013-201833(P2013-201833A)

(43)【公開日】2013年10月3日

【審査請求日】2014年1月30日

(73)【特許権者】

【識別番号】000005108

【氏名又は名称】株式会社日立製作所

(73)【特許権者】

【識別番号】000232944

【氏名又は名称】日立水戸エンジニアリング株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000350

【氏名又は名称】ポレール特許業務法人

(72)【発明者】

【氏名】篠宮 健志

(72)【発明者】

【氏名】永浦 康弘

(72)【発明者】

【氏名】児島 徹郎

(72)【発明者】

【氏名】川本 健泰

(72)【発明者】

【氏名】村岡 一史

(72)【発明者】

【氏名】杉浦 徹

【審査官】 松本 泰典

(56)【参考文献】

【文献】 特開平０４−３６８４６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−２３４１０４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−３４１８２０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−２１１８８６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−２７９２１４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０９０４２７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／２８

Ｈ０３Ｋ １７／６８７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電圧源と、主としてスイッチング素子により構成され前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの直流出力側に並列接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と、前記コンバータの出力する直流電力を平滑するリアクトルとコンデンサを含むフィルタ回路とを備え、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子のオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号を供給する制御装置を備えた直流電源装置において、
前記共振用スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在するタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持し、その後の新たなオンゲート信号を禁止する制御手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。

【請求項2】

直流電圧源と、主としてスイッチング素子により構成され前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの直流出力側に並列接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と、前記コンバータの出力する直流電力を平滑化するリアクトルとコンデンサを含むフィルタ回路とを備え、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号を供給する制御装置を備えた直流電源装置において、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在しかつ前記共振用スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在しないタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、その後、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が発生しかつこのオンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持し、その後の新たなオンゲート信号を禁止する制御手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。

【請求項3】

直流電圧源と、主としてスイッチング素子により構成され前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの直流出力側に並列接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と、前記コンバータの出力する直流電力を平滑するリアクトルとコンデンサを含むフィルタ回路とを備え、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子のオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号を供給する制御装置を備えた直流電源装置において、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在するタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を、今回のオン指令が継続する期間だけ維持し、新たなオンゲート信号を禁止する制御手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。

【請求項4】

請求項１において、前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在しかつ前記共振用スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在しないタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、その後、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が発生しかつこのオンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持し、その後の新たなオンゲート信号を禁止することを特徴とする直流電源装置。

【請求項5】

請求項１〜４のいずれかにおいて、前記ＰＷＭインバータは、上下の各アームがそれぞれ２つの主スイッチング素子を直列接続してなり、前記上下の各アーム内の２つの主スイッチング素子の直列接続点同志をクランプダイオードを介して接続した３レベルインバータであることを特徴とする直流電源装置。

【請求項6】

直流電圧源と、前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの直流出力側に並列接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と、前記コンバータの出力する直流電力を平滑するリアクトルとコンデンサを含むフィルタ回路とを備え、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号を供給する直流電源装置の制御方法において、
前記共振用スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在するタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持するステップと、その後に前記主スイッチング素子への前記オンゲート信号の供給を禁止するステップを備えたことを特徴とする直流電源装置の制御方法。

【請求項7】

請求項６において、前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子の前記オンゲート信号が存在しかつ前記共振用スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在しないタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、その後、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が発生しかつこのオンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持するステップと、その後に前記主スイッチング素子へのオンゲート信号の供給を禁止するステップを備えたことを特徴とする直流電源装置の制御方法。

【請求項8】

直流電圧源と、前記直流電圧源の直流電力を交流電力に変換するＰＷＭインバータと、前記ＰＷＭインバータの出力する交流電力を入力する変圧器と、前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータの直流出力側に並列接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と、前記コンバータの出力する直流電力を平滑するリアクトルとコンデンサを含むフィルタ回路とを備え、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子のオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号を供給する直流電源装置の制御方法において、
前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在するタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を、今回のオン指令が継続する期間だけ維持するステップと、当該オンゲート信号の新たな発生を禁止するステップを備えたことを特徴とする直流電源装置の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直流電源装置に関し、特に鉄道車両に設置される半導体スイッチング素子を用いたＤＣ−ＤＣ変換による直流電源装置およびその制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

鉄道車両システムの直流電気車の駆動系では、電力変換装置としてＶＶＶＦインバータが一般的に使用され、直流を可変電圧可変周波数の三相交流に変換して駆動用の誘導電動機に供給するようにしている。

【0003】

一方、直流電気車の非駆動系の、例えば、補機用の直流電源装置として、直流高圧１５００［Ｖ］から、ＤＣ−ＡＣインバータ、降圧変圧器、ＡＣ−ＤＣコンバータを通して、所望の例えば６００［Ｖ］の直流を得るＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。このように、直流電圧の大きさを任意の値に変える場合のほか、不安定な直流電源の安定化、あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を必要とする場合などにも、ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。

【0004】

ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、印加周波数を高くすることで絶縁用変圧器を小型化する方式が知られており、この中でも、共振回路を利用してスイッチング損失を低減させるソフトスイッチング方式が、例えば、特許文献１に開示されている。

【0005】

特許文献１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ−ＡＣ変換用ＰＷＭインバータ、変圧器、ＡＣ−ＤＣコンバータ、平滑回路を介して、直流負荷に給電している。

【0006】

ここで、ＤＣ−ＡＣＰＷＭインバータでのスイッチング損失を低減させるソフトスイッチング方式とするために、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力端子間に共振コンデンサとスイッチング素子（以下、共振スイッチと略称する）の直列回路を接続している。そして、変圧器の二次側インダクタンスとにより共振回路を形成し、ＤＣ−ＡＣインバータの主スイッチング素子をターンオフさせるに先立って共振スイッチをオンさせ、共振コンデンサの充放電により、主スイッチング素子が遮断すべき変圧器の二次電流をゼロ、一次電流を変圧器の励磁電流のみのレベルまで低減させ、ソフトスイッチングを実現している。これにより、ＤＣ−ＡＣＰＷＭインバータのターンオフ損失を大幅に低減させることができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特開平４−３６８４６４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

しかしながら、特許文献１に開示された直流電源装置においては、主スイッチング素子および共振スイッチが共にオンしている期間に、過電流検知などに基づく保護動作により、主スイッチング素子をターンオフさせる場合、共振による大電流が流れた状態で主スイッチング素子や共振スイッチをターンオフすることとなる。このため、主スイッチング素子を大電流遮断することとなり、場合によっては、素子破壊に至ってしまう。

【0009】

このため、保護動作により通常は事故を防ぎ、機器を守るべきものが、保護動作として機能できず、逆に機器破壊を引き起こし逆効果となってしまう課題があった。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明はその一面において、主回路として、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭインバータの出力を入力する変圧器と、前記変圧器の出力する交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータと、前記コンバータの直流出力側に接続され共振用スイッチング素子と共振コンデンサの直列回路を含む共振回路と、前記コンバータの出力を平滑するフィルタ回路とを備え、一方、制御回路として、前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子のオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号を供給する制御装置を備え、前記共振用スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在するタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持し、その後の新たなオンゲート信号を禁止することを特徴とする。

【0011】

この結果、主スイッチング素子のいずれかがオンし、共振スイッチがオンしているときには、主スイッチング素子を即座にはターンオフさせず、必ず共振動作の半周期を終えてからターンオフさせ、共振電流によって大電流が流れた状態では遮断させることはない。

【0012】

本発明は他の一面において、前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在しかつ前記共振用スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在しないタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、その後、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が発生しかつこのオンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持し、その後の新たなオンゲート信号を禁止することを特徴とする。

【0013】

本発明はさらに他の一面において、前記ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子への前記オンゲート信号が存在するタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を、今回のオン指令が継続する期間だけ維持し、新たなオンゲート信号を禁止することを特徴とする。

【0014】

これらの結果、主スイッチング素子が一旦オンしたら、その周期のゲートパルスは必ず共振スイッチをオンさせてから、主スイッチング素子と共振スイッチを同時にオフさせるようにし、共振電流によって大電流が流れた状態では遮断させることはない。

【発明の効果】

【0015】

本発明の望ましい実施態様によれば、共振電流によって大電流が流れた状態での遮断を防ぐことによって、主スイッチング素子の破壊を防ぐことができる。また、ソフトスイッチングを確実に行えるので、必ずしも大電流を遮断できるような素子を使う必要がなく、電流定格の低い主スイッチング素子を使用して回路を構成でき、経済的である。

【0016】

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】本発明の実施例１、２を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。

【図2】図１に示した直流電源装置における動作タイミングを示す図である。

【図3】本発明の実施例１における制御装置を示す機能ブロック図である。

【図4】本発明の実施例１におけるゲートパルス制御装置の機能ブロック図である。

【図5】本発明における実施例１の主スイッチング素子をオフする保護動作発生時の主スイッチング素子と共振スイッチの動作タイミングチャートを示す図である。

【図6】本発明の実施例２におけるゲートパルス制御装置の機能ブロック図である。

【図7】本発明における実施例２の主スイッチング素子をオフする保護動作発生時の主スイッチング素子と共振スイッチの動作タイミングチャートを示す図である。

【図8】本発明の実施例３を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。

【図9】本発明の実施例３における制御装置を示す機能ブロック図である。

【図10】本発明の実施例３によるゲートパルス制御装置の機能ブロック図である。

【図11】本発明における実施例３の主スイッチング素子をオフする保護動作発生時の主スイッチング素子と共振スイッチの動作タイミングチャートを示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0018】

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

【実施例1】

【0019】

図１は、本発明の実施例１、２を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図である。この直流電源装置は、直流電圧源１０の電圧を入力し、ＤＣ−ＡＣインバータ１３、変圧器１４、ＡＣ−ＤＣコンバータ１５の組合せにより、絶縁して、電圧の異なる直流電圧を負荷２０に供給するＤＣ−ＤＣコンバータによって構成されている。

【0020】

ＤＣ−ＡＣインバータ１３は、直流電圧源１０に並列接続された２つのフィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）の直列回路に接続された３レベルＰＷＭインバータである。すなわち、それぞれが逆並列ダイオードを有する４つの主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が直列接続され、２つづつの直列接続体が、それぞれ、上下アームを形成し、前記フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）に並列接続されている。また、上下のアーム内のそれぞれの主スイッチング素子の直列接続点間を、クランプダイオードＤ５，Ｄ６の直列接続回路で結び、かつ、これらダイオードＤ５，Ｄ６の直列接続点は、前記２つのフィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１），１２（ＦＣ１２）の直列接続点に接続されている。そして、上下のアームの直列接続点ａと、フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）の直列接続点ｂとの間が交流出力端子となり、変圧器１４の一次巻線が接続されている。なお、前記フィルタコンデンサ１１（ＦＣ１１）および１２（ＦＣ１２）には、それらの電圧を検出する第１，第２の電圧センサ２２ａ，２２ｂが接続されている。

【0021】

インバータ１３の交流出力電力を入力する変圧器１４は、降圧した交流電力をＡＣ−ＤＣコンバータ１５に出力する。コンバータ１５の直流出力側には、共振スイッチ１６（Ｑｚ）と共振コンデンサ１７の直列回路が接続され、共振スイッチ１６がオンすると、変圧器１４のインダクタンスによる共振リアクトルＬｚとにより共振回路が形成される。ここでは、共振スイッチ１６（Ｑｚ）と共振コンデンサ１７の直列回路を共振回路２１と呼ぶことにする。なお、変圧器１４の出力電流を検出する電流センサ２３が設けられている。

【0022】

さて、コンバータ１５の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル１８（Ｌｄ）とフィルタコンデンサ１９（ＦＣ２）が接続され、このフィルタコンデンサ１９の両端電圧が、負荷２０に供給される。なお、フィルタコンデンサ１９（ＦＣ２）の電圧を検出する第３の電圧センサ２２ｃが設けられている。

【0023】

以上の主回路構成に対し、制御回路として、第１〜第３の電圧センサ２２ａ〜２２ｃと、電流センサ２３の出力信号を入力し、インバータ１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチ１６を構成するスイッチング素子Ｑｚのゲートパルス信号Ｇ１〜Ｇ４およびＧｚを出力する制御装置２４が備えられている。

【0024】

このＤＣ−ＤＣコンバータは、インバータ１３内の主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のターンオフのタイミングに合わせて共振スイッチ１６を動作させ、共振電流Ｉｚを変圧器１４の二次電流Ｉ２に重畳させることによって、一時的に二次電流Ｉ２をゼロ、一次電流Ｉ１を変圧器１４の励磁電流のみのレベルまでに低減させることができる。このタイミングに合わせてインバータ１３内の主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をターンオフさせることで、インバータ１３のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。

【0025】

インバータ１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフしている間、一次電流Ｉ１および二次電流Ｉ２はゼロとなっているが、コンバータ１５を構成するダイオードには還流電流が流れ続けている。その状態から、インバータ１３を構成する主スイッチング素子Ｑ１とＱ２あるいはＱ３とＱ４がターンオンすると、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が流れ始め、二次電流Ｉ２の大きさは負荷電流Ｉｄに一致する。このとき、コンバータ１５を構成するダイオードの半数には二次電流Ｉ２と同じ大きさの電流が流れ、残りの半数のダイオードは電流ゼロとなる。

【0026】

このようなＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、通常動作の場合、例えば、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフするに先だって、共振スイッチＱｚがオンして、共振電流を流した後に、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と共振スイッチＱｚがオフすることによって、ソフトスイッチングが可能となる。

【0027】

図２は、図１に示した直流電源装置における動作タイミングを示す図である。この動作タイミングチャートを用いて、図１の直流電源装置の通常の動作を説明する。

【0028】

時刻ｔ０において、主スイッチング素子Ｑ１がオフ、Ｑ２がオン状態である。この状態から、時刻ｔ１において主スイッチング素子Ｑ１がターンオンし、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には電流Ｉｐが流れる。このとき、コンバータ１５のダイオードＤ２１，Ｄ２４には電流Ｉｒが流れる。

【0029】

時刻ｔ２において、共振スイッチＱｚがターンオンする。これによって共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚによって共振電流Ｉｚが流れ、共振コンデンサＣｚが充電される。この共振動作に伴って、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流Ｉｐと、ダイオードＤ２１，Ｄ２４を流れる電流Ｉｒも増加する。

【0030】

その後、時刻ｔ３で、主スイッチング素子Ｑ１と共振スイッチＱｚのオンゲート信号が無くなるが、共振コンデンサＣｚが放電状態となっており、このとき負荷電流Ｉｄは共振回路２１から供給されている状態であり、ダイオードＤ２１，Ｄ２４の電流Ｉｒは零になっている。したがって、このとき主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を流れる電流Ｉｐも、僅かに変圧器Ｔｒの励磁電流分だけが流れている。したがって、主スイッチング素子Ｑ１と共振スイッチＱｚがオフすることによって、ソフトスイッチングが可能となる。

【0031】

時刻ｔ４では、主スイッチング素子Ｑ３がターンオンする。このとき、共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では、コンバータ１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

【0032】

時刻ｔ５では、主スイッチング素子Ｑ２がターンオフする。Ｑ２に流れている電流は、通常動作時には、転流によって還流するわずかな電流しか流れずほぼゼロであるため、スイッチング損失は極小である。

【0033】

時刻ｔ６では、主スイッチング素子Ｑ４がターンオンし、主スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４には電流Ｉｎが流れる。このとき、コンバータ１５のダイオードＤ２２，Ｄ２３には電流Ｉｏが流れる。

【0034】

時刻ｔ７において、共振スイッチＱｚがターンオンする。これによって共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚによって共振電流Ｉｚが流れ、共振コンデンサＣｚが充電される。この共振動作に伴って、主スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる電流Ｉｎと、ダイオードＤ２２，Ｄ２３を流れる電流も増加する。

【0035】

その後、時刻ｔ８では、主スイッチング素子Ｑ４と共振スイッチＱｚのオンゲート信号が無くなるが、共振コンデンサＣｚが放電状態となっており、このとき負荷電流は共振回路２１から供給されている状態であり、ダイオードＤ２２，Ｄ２３の電流Ｉｒは零になっている。したがって、このとき主スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を流れる電流Ｉｎも、僅かに変圧器Ｔｒの励磁電流分だけが流れている。したがって、主スイッチング素子Ｑ４と共振スイッチＱｚがオフすることによって、ソフトスイッチングが可能となり、ターンオフに伴うスイッチング損失は発生しない。

【0036】

時刻ｔ９では、主スイッチング素子Ｑ２がターンオンする。このとき、共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では、コンバータ１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

【0037】

時刻ｔ１０では、主スイッチング素子Ｑ３がターンオフする。Ｑ３に流れている電流は、通常動作時には、転流によって還流するわずかな電流しか流れずほぼゼロであるため、スイッチング損失は極小である。

【0038】

以上のようにして、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータを用いた直流電源装置におけるＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子のソフトスイッチングを実現している。

【0039】

図３は、本発明の実施例１における制御装置を示す機能ブロック図であり、図１における制御装置２４の具体的な構成例を示す。直流電源装置の制御装置は、第３の電圧センサ２２ｃの出力信号を入力する第１のＡ／Ｄ変換器１０１ａと、第１の電流センサ２３の出力信号を入力する第２のＡ／Ｄ変換器１０１ｂと、第１の電圧センサの出力信号を入力する第３のＡ／Ｄ変換器１０１ｃと、第２の電圧センサの出力信号を入力する第４のＡ／Ｄ変換器１０１ｄと、直流出力電圧指令Ｖｄ＊と第１のＡ／Ｄ変換器１０１ａの出力信号（直流出力電圧）Ｖｄの偏差を求める第１の減算器１０２ａと、第１の減算器１０２ａの出力信号を入力して負荷電流指令Ｉｄ＊を出力する第１のＰＩ制御器１０４ａと、第１のＰＩ制御器１０４ａの出力する負荷電流指令Ｉｄ＊と第２のＡ／Ｄ変換器１０１ｂの出力信号（負荷電流推定値）Ｉｄ’の偏差を求める第２の減算器１０２ｂと、第２の減算器１０２ｂの出力信号を入力する第２のＰＩ制御器１０４ｂと、第２のＰＩ制御器１０４ｂの出力信号と第１のＡ／Ｄ変換器１０１ａの出力信号（直流出力電圧）Ｖｄを加算する加算器１０３ａと、第３のＡ／Ｄ変換器１０１ｃの出力信号と第４のＡ／Ｄ変換器１０１ｄの出力信号を加算する加算器１０３ｂと、加算器１０３ｂの出力信号を１／２で乗算する乗算器１０５ａと、加算器１０３ａの出力信号を乗算器１０５ａの出力信号で除算する除算器１０６と、除算器１０６の出力信号と変圧器１４の巻数比ｎを乗算し通流率γを演算する乗算器１０５ｂと、通流率γとインバータ制御周期Ｔｃと、共振スイッチＱｚのオン時間Ｔｚと、主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令ＯＮｃを入力し、主スイッチング素子Ｑ１〜４のゲートパルス信号Ｇ１〜４および共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚを出力するゲートパルス制御装置１０７から構成される。

【0040】

図４は、本発明の実施例１におけるゲートパルス制御装置の機能ブロック図であり、図３におけるゲートパルス制御装置１０７内の機能ブロックを示しており、共振スイッチのオンゲート信号が存在する間、コンバータの主スイッチング素子のオンゲート信号を維持させる構成例を示す。

【0041】

ところで、図２に示したように、主スイッチング素子Ｑ２およびＱ３のターンオン、ターンオフは、変圧器１４の一次側に電流がほとんど流れていない状態、すなわち電流Ｉｐ，Ｉｎ，Ｉ１がゼロの状態で行われ、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のターンオン，ターンオフによって電流が流れ出したり、遮断されたりする動作となる。このため、ここでは、主スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲートパルス信号の生成については省略している。

【0042】

ゲートパルス制御装置１０７は、コンバータ制御周期Ｔｃと、通流率γと、主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令信号ＯＮｃと、共振スイッチＱｚのオン時間信号Ｔｚを入力としている。そして、制御周期Ｔｃと通流率γを乗算し、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン時間Ｔｏｎを乗算器１によって演算する。また、乗算器１の出力である主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン時間Ｔｏｎと共振スイッチＱｚのオン時間Ｔｚの差分時間Ｔｂを、減算器２によって演算する。次に、コンバータ制御周期Ｔｃと主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン時間Ｔｏｎと主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令信号ＯＮｃを入力し、ゲートパルス制御器３によって、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン指令パルスＧ１’またはＧ４’を出力する。一方、コンバータ制御周期Ｔｃと主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン時間Ｔｏｎと主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令信号ＯＮｃと差分時間Ｔｂを入力し、ゲートパルス制御器４によって、共振スイッチＱｚのオン指令パルスＧｚ’を出力する。さらに、ワンショット出力演算器５では、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰの立ち上がりを検知して、所定の時間だけゲートオフ保護パルス信号ＨＳＴＰＳを出力する。

【0043】

論理積回路６ａは、共振スイッチＱｚのオン指令パルスＧｚ’の論理否定信号と、ゲートオフ保護ワンショットパルス信号ＨＳＴＰＳを入力し、論理積演算を行ってゲートストップ信号ＧＳＴＰを出力する。また、論理積回路６ｂは、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン指令パルスＧ１’またはＧ４’と、ゲートストップ信号ＧＳＴＰの論理否定信号を入力し、論理積演算を行って主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオンゲート信号Ｇ１またはＧ４を出力する。さらに、論理積回路６ｃは、共振スイッチのオン指令パルスＧｚ’と、ゲートストップ信号ＧＳＴＰの論理否定信号を入力し、論理積演算を行って共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚを出力する。

【0044】

図５は、本発明における実施例１の主スイッチング素子をオフする保護動作発生時の主スイッチング素子と共振スイッチの動作タイミングチャートを、本発明を採用しない場合と対比して示す図である。

【0045】

まず、本発明を採用しない場合を図５（Ａ）にて説明する。保護動作の検知がない状態でオン指令パルスＧ１’またはＧ４’が出力されると、オンゲート信号Ｇ１，Ｇ４もオンとなり、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４がターンオンし、電流Ｉ１が流れる。その後、オン指令パルスＧｚ’が出力されると、共振スイッチＱｚへのオンゲート信号Ｇｚもオンし、これにより共振スイッチＱｚがターンオンし、共振動作に伴う電流Ｉ１が流れる。

【0046】

このときに過電流などの保護動作によりゲートオフさせるべき保護を検知したとすると、オンゲート信号Ｇ１またはＧ４、およびＧｚは即座にオフさせることとなる。したがって、変圧器１４の一次側に、共振に伴う大電流Ｉ１が流れた状態で、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４をターンオフする。このとき、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４にかかる電圧は大電流遮断となるため、ＩＧＢＴ等の一般的な高耐圧半導体スイッチング素子では、電源電圧よりも高い跳ね上がり電圧が発生し、場合によっては半導体素子の耐圧を超えて破壊してしまう場合がある。

【0047】

次に、本発明の実施例１を採用した場合を図５（Ｂ）にて説明する。

【0048】

本発明では、保護動作によりゲートオフさせるべき異常事態を検知したときのターンオフでも、跳ね上がり電圧を抑え、半導体素子の破壊を防ぐようなゲートオフ保護論理を採る構成とした。ターンオフ時の跳ね上がり電圧を抑えることにより、適用する主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４も低い耐圧の素子を用いた構成とすることが可能となる。

【0049】

まず、保護動作の検知がない状態でオン指令パルスＧ１’またはＧ４’が出力されると、オンゲート信号Ｇ１またはＧ４もオンとなり、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４がターンオンし、電流Ｉ１が流れる。その後、オン指令パルスＧｚ’が出力されると、オンゲート信号Ｇｚもオンし、これにより共振スイッチＱｚがターンオンし、Ｉ１に共振動作に伴う電流が流れる。

【0050】

このとき、過電流などの保護動作によりゲートオフさせるべき保護を検知したとすると、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなる。これによりゲートオフ保護ワンショットパルス信号ＨＳＴＰＳが所定の時間オン出力される。本発明の第１の実施形態による図４の構成では、オンゲート信号Ｇ１またはＧ４およびＧｚは即座にオフとならず、共振スイッチＱｚのオン指令パルスＧｚ’がオンのとき、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなっても主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオンゲート信号Ｇ１またはＧ４と共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚはオンのままとなる。

【0051】

その後、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン指令パルスＧ１’またはＧ４’と共振スイッチのオン指令パルスＧｚ’がオフとなると、初めて、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオンゲート信号Ｇ１またはＧ４と、共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚはオフとなる。

【0052】

以上の実施例１においては、ＤＣ−ＤＣコンバータによって構成された直流電源装置内の、ＰＷＭインバータ１３内の主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子のオンゲート信号のうち後半の所定の期間に共振用スイッチング素子Ｑｚに対してオンゲート信号を供給する制御装置２４を備え、前記共振用スイッチング素子Ｑｚへの前記オンゲート信号Ｇｚが存在するタイミングＴｚ（図１）で、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令ＨＳＴＰを入力したとき、前記共振用スイッチング素子に対する前記オンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を維持し、その後の新たなオンゲート信号を禁止する制御手段６ａ−６ｃを備えている。

【0053】

これによって、共振動作中にゲートオフ保護検知しても、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４と共振スイッチＱｚはオンを継続し、電流Ｉ１がほぼゼロとなったところでオフすることとなり、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４の大電流遮断を回避できる。

【0054】

なお、一旦、保護によりオフした後は、保護が解除され再スタートがかかるまではオンしない。

【0055】

以上の実施例においては、ＰＷＭインバータとして、３レベルインバータを採用していることにより、使用する主スイッチング素子の組合せを変えることで、主回路としての損失を低減することができ、回路を小型化できる利点がある。

【実施例2】

【0056】

図６は、本発明の実施例２におけるゲートパルス制御装置の機能ブロック図である。

【0057】

図６が、図４と異なる点は、論理和演算器７を設け、オン指令パルスＧ１’またはＧ４’とオン指令パルスＧｚ’を入力し、論理和演算を行った結果を論理積回路６ａへ出力することである。これにより以下の動作を実現できる。

【0058】

図７は、本発明における実施例２の主スイッチング素子をオフする保護動作発生時の主スイッチング素子と共振スイッチの動作タイミングチャートを、本発明を採用しない場合と対比して示す図である。

【0059】

まず、本発明を採用しない場合を図７（Ａ）にて説明する。保護動作の検知がない状態でオン指令パルスＧ１’またはＧ４’が出力されると、オンゲート信号Ｇ１またはＧ４もオンとなり、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４がターンオンし、電流Ｉ１が流れる。

【0060】

このとき、過電流などの保護動作によりゲートオフさせるべき保護を検知したとすると、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなる。これにより、ゲートオフ保護ワンショットパルス信号ＨＳＴＰＳが所定の時間オン出力される。本発明を採用しない場合、図７（Ａ）に示すように、オンゲート信号Ｇ１またはＧ４は即座にオフとなる。これにより、共振に伴うゼロ電流付近でのソフトスイッチングが行えず、ハードスイッチングによって主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４をターンオフすることとなる。このとき、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４にかかる電圧はソフトスイッチング動作に比べ、大電流遮断となるため、ＩＧＢＴ等の一般的な高耐圧半導体スイッチング素子では、電源電圧よりも高い跳ね上がり電圧が発生し、場合によっては半導体素子の耐圧を超えて破壊してしまう場合がある。

【0061】

これに対して、図６に示す本発明の第２の実施形態によれば、図７（Ｂ）に示すように、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなった後、オンゲート信号Ｇ１またはＧ４、およびＧｚは即座にオフとならず、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン指令パルスＧ１’またはＧ４’と、共振スイッチのオン指令パルスＧｚ’がオンのとき、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなっても、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオンゲート信号Ｇ１またはＧ４はオンのままとなり、共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚは、所定のタイミングでオンとなる。

【0062】

その後、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン指令パルスＧ１’またはＧ４’と共振スイッチのオン指令パルスＧｚ’がオフとなると、初めて、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオンゲート信号Ｇ１またはＧ４と、共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚはオフとなる。

【0063】

以上の実施例２においては、ＰＷＭインバータ内の主スイッチング素子へパルス幅変調されたゲート信号を供給するとともに、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号を供給する制御装置を備えた直流電源装置において、ＰＷＭインバータ１３内の主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４へのゲート信号Ｇ１またはＧ４がオンであり、かつ前記共振用スイッチング素子Ｑｚへのオンゲート信号Ｇｚが存在しないタイミング（図７）で、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令ＨＳＴＰを入力したとき、その後、前記共振用スイッチング素子Ｑｚに対する前記オンゲート信号Ｇｚが発生しかつこのオンゲート信号が終了するまで、前記主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４へのオンゲート信号Ｇ１またはＧ４を維持し、その後の新たなオンゲート信号を禁止する制御手段７，６ａ（図６）、２２６，２２５ａ（図１０）を備えている。

【0064】

これによって、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４がオンしている間に、ゲートオフ保護を検知しても、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４と共振スイッチＱｚはオンを継続し、電流Ｉ１がほぼゼロとなったところでオフするソフトスイッチングが可能となり、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４の大電流遮断を回避できる。

【0065】

なお、一旦、保護によりオフした後は、保護が解除され再スタートがかかるまではオンしない。

【0066】

ところで、図６の実施例２においては、共振スイッチＱｚへのオン指令パルスＧｚ’を、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４へのオン指令パルスＧ１’またはＧ４’の後半の一部期間に発生させるものとしている。このため、制御装置に異常がなければ、論理和回路７への入力は、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４へのオン指令パルスＧ１’またはＧ４’のみとした場合に等しいと言える。

【0067】

したがって、インバータ１３内の主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４へパルス幅変調されたゲート信号Ｇ１またはＧ４を供給するとともに、前記主スイッチング素子のオンゲート信号のうち後半の所定の期間に前記共振用スイッチング素子に対してオンゲート信号Ｇｚを供給する制御装置を備えた直流電源装置において、前記インバータ内の主スイッチング素子への前記ゲート信号がオンであるタイミングで、前記主スイッチング素子をオフすべき保護動作指令を入力したとき、前記主スイッチング素子へのオンゲート信号を、今回のオン指令が継続する期間だけ維持し、一旦当該ゲート信号がオフとなった後に、新たにオンとなることを禁止する制御手段を備えるように構成しても良い。

【0068】

ただし、主スイッチング素子へのオンゲート信号Ｇ１またはＧ４の終端と、共振スイッチへのオンゲート信号Ｇｚの終端とのタイミングのずれは、素子破壊を招くので、絶対に許されない。このため、図６の実施例は、これらのタイミングを正確に一致させ得る点で望ましいと言える。

【実施例3】

【0069】

図８は、本発明の実施例３を適用できる直流電源装置の主回路の構成例を示す図であり、ＤＣ−ＡＣインバータを２レベル構成とした場合の実施例を示す。

【0070】

インバータ２０１は、直流電圧源２００と、直流電圧源２００に並列接続されたフィルタコンデンサ２０９（ＦＣ１）と、フィルタコンデンサ２０９（ＦＣ１）の電圧を検出する第４の電圧センサ２１０ａと、フィルタコンデンサ２０９の直流電力を交流電力に変換するインバータ２０１と、インバータ２０１の出力する交流電力を入力する変圧器２０２と、変圧器２０２の出力電流を検出する第２の電流センサ２１１と、変圧器２０２の出力する交流電力を直流電力に変換するコンバータ２０３と、コンバータ２０３の直流出力側に接続された共振スイッチ２０４（Ｑｚ）と、共振コンデンサ２０５から構成された共振回路と、コンバータ２０３の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル２０６とフィルタコンデンサ２０７（ＦＣ２）と、フィルタコンデンサ２０７（ＦＣ２）の電圧を検出する第５の電圧センサ２１０ｂと、フィルタコンデンサ２０７に並列接続された負荷２０８と、第４の電圧センサ２１０ａと第５の電圧センサ２１０ｂと第２の電流センサ２１１の出力信号を入力し、インバータ２０１および共振スイッチ２０４を構成する半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑｚのオンゲート信号Ｇ１〜Ｇ４、Ｇｚを制御する制御装置２１２から構成されている。

【0071】

図９は、本発明の実施例３における制御装置を示す機能ブロック図である。直流電源装置の制御装置は、第５の電圧センサ２１０ｂの出力信号を入力する第５のＡ／Ｄ変換器２１３ａと、第２の電流センサ２１１の出力信号を入力する第６のＡ／Ｄ変換器２１３ｂと、第４の電圧センサの出力信号を入力する第７のＡ／Ｄ変換器２１３ｃと、直流出力電圧指令Ｖｄ＊と第５のＡ／Ｄ変換器２１３ａの出力信号（直流出力電圧）Ｖｄの偏差を求める第３の減算器２１４ａと、第３の減算器２１４ａの出力信号を入力して負荷電流指令Ｉｄ＊を出力する第３のＰＩ制御器２１５ａと、第３のＰＩ制御器２１５ａの出力する負荷電流指令Ｉｄ＊と第６のＡ／Ｄ変換器２１３ｂの出力信号（負荷電流推定値）Ｉｄ’の偏差を求める第４の減算器２１４ｂと、第４の減算器２１４ｂの出力信号を入力する第４のＰＩ制御器２１５ｂと、第４のＰＩ制御器２１５ｂの出力信号と第５のＡ／Ｄ変換器の出力信号（直流出力電圧）Ｖｄを加算する加算器２１６と、加算器２１６の出力信号を第７のＡ／Ｄ変換器２１３ｃの出力信号で除算する除算器２１７と、除算器２１７の出力信号と変圧器２０２の巻数比ｎを乗算し通流率γを演算する乗算器２１８と、通流率γとコンバータ制御周期Ｔｃと、共振スイッチＱｚのオン時間Ｔｚと、主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン信号ＯＮｃを入力し、主スイッチング素子Ｑ１〜４のオンゲート信号Ｇ１〜４および共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚを出力するゲートパルス制御装置２１９から構成される。

【0072】

図１０は、本発明の実施例３によるゲートパルス制御装置の機能ブロック図である。

【0073】

ゲートパルス制御装置２１９は、インバータの制御周期Ｔｃと、通流率γと、主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令信号ＯＮｃと、共振スイッチＱｚのオン時間Ｔｚを入力とし、制御周期Ｔｃと通流率γを乗算し、主スイッチング素子Ｑ１またはＱ４のオン時間Ｔｏｎを演算する乗算器２２０と、乗算器２２０の出力である主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオン時間信号Ｔｏｎと共振スイッチＱｚのオン時間Ｔｚの差分時間Ｔｂを演算する減算器２２１と、インバータ制御周期Ｔｃと主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオン時間Ｔｏｎと主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令ＯＮｃを入力し、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオン指令パルスＧ１’，Ｇ４’またはＧ２’，Ｇ３’を出力するゲートパルス制御器２２２と、インバータ制御周期Ｔｃと主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオン時間Ｔｏｎと主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および共振スイッチＱｚをオンさせるオン指令ＯＮｃと差分時間Ｔｂを入力し、共振スイッチＱｚのオン指令Ｇｚ’を出力するゲートパルス制御器２２３と、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰを入力信号の立ち上がりを検知して、所定の時間だけゲートオフ保護ワンショットパルス信号ＨＳＴＰＳをオン出力するワンショット出力演算器２２４と、オン指令パルスＧ１’，Ｇ４’またはＧ２’，Ｇ３’およびＧｚ’を入力し論理和演算を行った結果を出力する論理和演算器２２６と、論理和演算器２２６の出力信号の論理否定信号とゲートオフ保護ワンショット信号ＨＳＴＰＳを入力し、論理積演算を行ってゲートストップ信号ＧＳＴＰを出力する論理積回路２２５ａと、オン指令パルスＧ１’，Ｇ４’またはＧ２’，Ｇ３’とゲートストップ信号ＧＳＴＰの論理否定信号を入力し、論理積演算を行って主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオンゲート信号Ｇ１，Ｇ４またはＧ２，Ｇ３を出力する論理積演算器２２５ｂと、オン指令パルスＧｚ’とゲートストップＧＳＴＰの論理否定信号を入力し、論理積演算を行って共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚを出力する論理積回路２２５ｃとで構成される。

【0074】

図１１は、本発明における実施例３の主スイッチング素子をオフする保護動作発生時の主スイッチング素子と共振スイッチの動作タイミングチャートを、本発明を採用しない場合と対比して示す図である。

【0075】

まず、本発明を採用しない場合を図１１（Ａ）にて説明する。保護動作の検知がない状態でオン指令パルスＧ１’，Ｇ４’またはＧ２’，Ｇ３’が出力されると、オンゲート信号Ｇ１，Ｇ４、またはＧ２，Ｇ３もオンとなり、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３がターンオンし、電流Ｉ１が流れる。

【0076】

このとき、過電流などの保護動作によりゲートオフさせるべき保護を検知したとすると、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなる。これによりゲートオフ保護ワンショットパルス信号ＨＳＴＰＳが所定の時間オン出力され、オンゲート信号Ｇ１，Ｇ４またはＧ２，Ｇ３は即座にオフとなる。これにより、共振に伴うゼロ電流付近でのソフトスイッチングが行えず、ハードスイッチングによって主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３をターンオフすることとなる。このとき、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４、またはＱ２，Ｑ３にかかる電圧はソフトスイッチング動作に比べ、大電流遮断となるため、ＩＧＢＴ等の一般的な高耐圧半導体素子では電源電圧よりも高い跳ね上がり電圧が発生し、場合によっては半導体素子の耐圧を超えて破壊してしまう場合がある。

【0077】

一方、本発明の実施例３を採用した図１０に示す構成によれば、図１１（Ｂ）に示すように、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなった後、オンゲート信号Ｇ１，Ｇ４またはＧ２，Ｇ３、およびＧｚは即座にオフとならず、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオン指令パルスＧ１’，Ｇ４’またはＧ２’，Ｇ３’と、共振スイッチのオン指令パルスＧｚ’がオンのとき、ゲートオフ保護信号ＨＳＴＰがオンとなっても主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオンゲート信号Ｇ１，Ｇ４またはＧ２，Ｇ３はオンのままとなり、共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚは所定のタイミングでオンとなる。その後、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオン指令パルスＧ１’，Ｇ４’またはＧ２’，Ｇ３’と共振スイッチのオン指令パルスＧｚ’がオフとなると、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３のオンゲート信号Ｇ１，Ｇ４またはＧ２，Ｇ３、および共振スイッチＱｚのオンゲート信号Ｇｚはオフとなる。これによって主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３がオンしている間に、ゲートオフ保護を検知しても、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３と共振スイッチＱｚはオンを継続し、電流Ｉ１がほぼゼロとなったところでターンオフするソフトスイッチングが可能となり、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３の大電流遮断を回避できる。

【0078】

一度保護によりオフした後は、保護が解除され再スタートされるまではオンしない。

【0079】

なお、ここでは主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中でＱｚがオフ中に保護動作が発生した場合の例を示したが、実施例１に示すようなＱｚがオンの時に限って、即座に主スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と共振スイッチＱｚがすぐにターンオフしないような構成を実施例３で示したような２レベル回路に適用してもよい。

【符号の説明】

【0080】

１，１０５ａ，１０５ｂ，２１８，２２０…乗算器、２…加算器、３，４，２２２，２２３…パルス制御器、５，２２４…ワンショット出力演算器、６ａ〜６ｃ，２２５ａ〜２２５ｃ…論理積（ＡＮＤ）回路、７，２２６…論理和（ＯＲ）回路、１０，２００…直流電圧源、１１，１２…フィルタコンデンサ、１３，２０１…ＰＷＭインバータ、１４，２０２…変圧器、１５，２０３…コンバータ、１６，２０４…共振スイッチ（Ｑｚ）、１７，２０５…共振コンデンサ、１８，２０６…フィルタリアクトル、１９，２０７，２０９…フィルタコンデンサ、２０，２０８…負荷、２１…共振回路、２２ａ〜２２ｃ，２１０ａ，２１０ｂ…電圧センサ、２３，２１１…電流センサ、２４，２１２…制御装置、１０１ａ〜１０１ｄ，２１３ａ〜２１３ｃ…Ａ／Ｄ変換器、１０２ａ，１０２ｂ，２１４ａ，２１４ｂ，２２１…減算器、１０３ａ，１０３ｂ，２１６…加算器、１０４ａ，１０４ｂ，２１５ａ，２１５ｂ…ＰＩ制御器、１０６，２１７…除算器、１０７，２１９…ゲートパルス制御装置、Ｄ５，Ｄ６…クランプダイオード、Ｄ２１〜Ｄ２４…整流ダイオード、Ｇ１〜Ｇ４…Ｑ１〜Ｑ４へのオンゲート信号、Ｇｚ…共振スイッチＱｚへのオンゲート信号、Ｇ１’〜Ｇ４’…Ｑ１〜Ｑ４のオン指令パルス、Ｇｚ’…共振スイッチＱｚのオン指令パルス、ＧＳＴＰ…ゲートストップ信号、ＨＳＴＰ…ゲートオフ保護信号、ＨＳＴＰＳ…ゲートオフ保護ワンショットパルス信号、Ｉ１…一次電流、Ｉ２…二次電流、Ｉｄ…負荷電流、Ｉｄ＊…負荷電流指令、Ｉｐ，Ｉｎ…インバータ内電流、Ｉｏ，Ｉｒ…コンバータ内電流、Ｉｚ…共振電流、Ｌｚ…共振リアクトル、ＯＮｃ…オン指令信号、Ｑ１〜Ｑ４…インバータ内主スイッチング素子、Ｔｂ…スイッチング素子オン時間と共振スイッチＱｚオン時間の差、Ｔｃ…制御周期、Ｔｏｎ…スイッチング素子オン時間、Ｔｚ…共振スイッチＱｚオン時間、Ｖｄ…直流出力電圧、Ｖｄ＊…直流出力電圧指令、γ…通流率。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】