特許 5812449 電力増幅器およびその動作方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5812449

(24)【登録日】2015年10月2日

(45)【発行日】2015年11月11日

(54)【発明の名称】電力増幅器およびその動作方法

(51)【国際特許分類】

   H03F 1/02 20060101AFI20151022BHJP

   H03F 3/68 20060101ALI20151022BHJP

   H03F 3/24 20060101ALI20151022BHJP

【ＦＩ】

   H03F1/02

   H03F3/68 B

   H03F3/24

【請求項の数】20

【全頁数】28

(21)【出願番号】特願2013-533655(P2013-533655)

(86)(22)【出願日】2012年9月10日

(86)【国際出願番号】JP2012073042

(87)【国際公開番号】WO2013039030

(87)【国際公開日】20130321

【審査請求日】2013年7月23日

(31)【優先権主張番号】特願2011-201680(P2011-201680)

(32)【優先日】2011年9月15日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000006231

【氏名又は名称】株式会社村田製作所

(74)【代理人】

【識別番号】100079108

【弁理士】

【氏名又は名称】稲葉 良幸

(74)【代理人】

【識別番号】100109346

【弁理士】

【氏名又は名称】大貫 敏史

(74)【代理人】

【識別番号】100117189

【弁理士】

【氏名又は名称】江口 昭彦

(74)【代理人】

【識別番号】100134120

【弁理士】

【氏名又は名称】内藤 和彦

(74)【代理人】

【識別番号】100126480

【弁理士】

【氏名又は名称】佐藤 睦

(72)【発明者】

【氏名】高橋 渉

(72)【発明者】

【氏名】松井 俊樹

(72)【発明者】

【氏名】坂爪 順

【審査官】 緒方 寿彦

(56)【参考文献】

【文献】 特開平１０−３０８６３９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−１００９３５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−３１１８５２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 再公表特許第２００７／１２５８９５（ＪＰ，Ａ１）

【文献】 国際公開第２００８／０４４２７６（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｆ １／００ −３／４５， ３／６８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

電力増幅器は、ＲＦ信号入力端子と、第１増幅素子と、第２増幅素子と、負荷素子と、
第１スイッチ回路と、第２スイッチ回路と、インピーダンス調整回路とを具備して、
前記第１増幅素子の共通電極と前記第２増幅素子の共通電極は接地電圧に接続され、前記第１増幅素子の出力電極と前記第２増幅素子の出力電極は前記負荷素子に接続され、
前記第１スイッチ回路は第１電圧レベルのパワーモード信号に応答して前記ＲＦ信号入力端子のＲＦ入力信号を前記第１増幅素子の入力電極と前記第２増幅素子の入力電極とに供給することによって、前記第１増幅素子と前記第２増幅素子とは前記ＲＦ入力信号の並列増幅動作を実行して、
前記第１スイッチ回路は前記第１電圧レベルと異なった第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記ＲＦ信号入力端子の前記ＲＦ入力信号を前記第１増幅素子の前記入力電極に供給する一方、前記第２増幅素子の前記入力電極への前記ＲＦ入力信号の供給を実質的に停止することによって、前記第１増幅素子は前記ＲＦ入力信号の単独増幅動作を実行して、
前記インピーダンス調整回路の一端は前記第１増幅素子の前記出力電極と前記第２増幅素子の前記出力電極とが接続された接続ノードに接続され、前記インピーダンス調整回路の他端は前記第２スイッチ回路の一端に接続され、前記第２スイッチ回路の他端は前記接地電圧に接続され、
前記インピーダンス調整回路は、前記インピーダンス調整回路の前記一端と前記他端との間に接続されたリアクタンス素子を含み、
前記第２スイッチ回路は前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ回路の前記一端と前記他端との間を非導通状態に制御する一方、前記第２スイッチ回路は前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ回路の前記一端と前記他端との間を導通状態に制御し、
前記パワーモード信号が前記第１電圧レベルの場合は、前記電力増幅器の出力インピーダンスが、最小消費電流よりも最高出力電力に有利な値に設定され、
前記パワーモード信号が前記第２電圧レベルの場合は、前記電力増幅器の出力インピーダンスが、最高出力電力よりも最小消費電流に有利な値に設定される、
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項2】

請求項１に記載の電力増幅器において、
前記インピーダンス調整回路の前記一端と前記他端との間に接続された前記リアクタンス素子は、容量性リアクタンスである
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項3】

請求項２に記載の電力増幅器において、
前記インピーダンス調整回路の前記一端と前記他端との間に接続された前記リアクタンス素子は、前記容量性リアクタンスと直列接続された誘導性リアクタンスを含む
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項4】

請求項３に記載の電力増幅器において、
前記電力増幅器は、前記第１増幅素子の前記出力電極と前記第２増幅素子の前記出力電極とに入力端子が接続された出力整合回路を更に具備して、前記出力整合回路の出力端子にはアンテナが接続可能とされた
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項5】

請求項４に記載の電力増幅器において、
前記第１スイッチ回路は、前記第１増幅素子の前記入力電極と前記第２増幅素子の前記入力電極との間に接続された第１スイッチ素子を含み、
前記第１スイッチ回路の前記第１スイッチ素子は前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して導通する一方、前記第１スイッチ回路の前記第１スイッチ素子は前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して非導通となる
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項6】

請求項５に記載の電力増幅器において、
前記第１スイッチ回路は、前記第２増幅素子の前記入力電極と前記接地電圧との間に接続された放電素子を更に含む
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項7】

請求項５に記載の電力増幅器において、
前記第２スイッチ回路は前記第２スイッチ回路の前記一端と前記他端との間に接続された第２スイッチ素子を含み、前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ素子は導通する一方、前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ素子は非導通となる
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項8】

請求項４に記載の電力増幅器において、
前記インピーダンス調整回路の前記一端は、前記出力整合回路の前記入力端子に接続された
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項9】

請求項４に記載の電力増幅器において、
前記インピーダンス調整回路の前記一端は、前記出力整合回路の前記出力端子に接続された
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項10】

請求項４に記載の電力増幅器において、
前記出力整合回路は、前記出力整合回路の前記入力端子と前記出力端子の間の中間ノードを含み、
前記インピーダンス調整回路の前記一端は、前記出力整合回路の前記入力端子と前記中間ノードとの間の接続ノードに接続された
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項11】

請求項４に記載の電力増幅器において、
前記出力整合回路は、前記出力整合回路の前記入力端子と前記出力端子の間の中間ノードを含み、
前記インピーダンス調整回路の前記一端は、前記出力整合回路の前記中間ノードと前記出力端子との間の他の接続ノードに接続された
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項12】

請求項４に記載の電力増幅器において、
前記電力増幅器は、前記第１増幅素子の前記入力電極と前記第２増幅素子の前記入力電極とに接続されたバイアス素子としての他の増幅素子を更に具備して、
前記他の増幅素子の共通電極は前記接地電圧に接続され、前記他の増幅素子の入力電極と出力電極とは前記第１増幅素子の前記入力電極と前記第２増幅素子の前記入力電極とに接続された
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項13】

請求項１２に記載の電力増幅器において、
前記第１増幅素子と前記第２増幅素子と前記他の増幅素子の各増幅素子は、ＭＯＳトランジスタまたはバイポーラトランジスタである
ことを特徴とする電力増幅器。

【請求項14】

ＲＦ信号入力端子と、第１増幅素子と、第２増幅素子と、負荷素子と、第１スイッチ回路と、第２スイッチ回路と、インピーダンス調整回路とを具備する電力増幅器の動作方法であって、
前記第１増幅素子の共通電極と前記第２増幅素子の共通電極は接地電圧に接続され、前記第１増幅素子の出力電極と前記第２増幅素子の出力電極は前記負荷素子に接続され、
前記第１スイッチ回路は第１電圧レベルのパワーモード信号に応答して前記ＲＦ信号入力端子のＲＦ入力信号を前記第１増幅素子の入力電極と前記第２増幅素子の入力電極とに供給することによって、前記第１増幅素子と前記第２増幅素子とは前記ＲＦ入力信号の並列増幅動作を実行して、
前記第１スイッチ回路は前記第１電圧レベルと異なった第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記ＲＦ信号入力端子の前記ＲＦ入力信号を前記第１増幅素子の前記入力電極に供給する一方、前記第２増幅素子の前記入力電極への前記ＲＦ入力信号の供給を実質的に停止することによって、前記第１増幅素子は前記ＲＦ入力信号の単独増幅動作を実行して、
前記インピーダンス調整回路の一端は前記第１増幅素子の前記出力電極と前記第２増幅素子の前記出力電極とが接続された接続ノードに接続され、前記インピーダンス調整回路の他端は前記第２スイッチ回路の一端に接続され、前記第２スイッチ回路の他端は前記接地電圧に接続され、
前記インピーダンス調整回路は、前記インピーダンス調整回路の前記一端と前記他端との間に接続されたリアクタンス素子を含み、
前記第２スイッチ回路は前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ回路の前記一端と前記他端との間を非導通状態に制御する一方、前記第２スイッチ回路は前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ回路の前記一端と前記他端との間を導通状態に制御すし、
前記パワーモード信号が前記第１電圧レベルの場合は、前記電力増幅器の出力インピーダンスが、最小消費電流よりも最高出力電力に有利な値に設定され、
前記パワーモード信号が前記第２電圧レベルの場合は、前記電力増幅器の出力インピーダンスが、最高出力電力よりも最小消費電流に有利な値に設定される、
ことを特徴とする電力増幅器の動作方法。

【請求項15】

請求項１４に記載の電力増幅器の動作方法において、
前記インピーダンス調整回路の前記一端と前記他端との間に接続された前記リアクタンス素子は、容量性リアクタンスであり、
前記インピーダンス調整回路の前記一端と前記他端との間に接続された前記リアクタンス素子は、前記容量性リアクタンスと直列接続された誘導性リアクタンスを含み、
前記電力増幅器は、前記第１増幅素子の前記出力電極と前記第２増幅素子の前記出力電極とに入力端子が接続された出力整合回路を更に具備して、前記出力整合回路の出力端子にはアンテナが接続可能とされた
ことを特徴とする電力増幅器の動作方法。

【請求項16】

請求項１５に記載の電力増幅器の動作方法において、
前記第１スイッチ回路は、前記第１増幅素子の前記入力電極と前記第２増幅素子の前記入力電極との間に接続された第１スイッチ素子を含み、
前記第１スイッチ回路の前記第１スイッチ素子は前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して導通する一方、前記第１スイッチ回路の前記第１スイッチ素子は前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して非導通となる
ことを特徴とする電力増幅器の動作方法。

【請求項17】

請求項１６に記載の電力増幅器の動作方法において、
前記第１スイッチ回路は、前記第２増幅素子の前記入力電極と前記接地電圧との間に接続された放電素子を更に含む
ことを特徴とする電力増幅器の動作方法。

【請求項18】

請求項１６に記載の電力増幅器の動作方法において、
前記第２スイッチ回路は前記第２スイッチ回路の前記一端と前記他端との間に接続された第２スイッチ素子を含み、前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ素子は導通する一方、前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号に応答して前記第２スイッチ素子は非導通となる
ことを特徴とする電力増幅器の動作方法。

【請求項19】

請求項１５に記載の電力増幅器の動作方法において、
前記インピーダンス調整回路の前記一端は、前記出力整合回路の前記入力端子に接続された
ことを特徴とする電力増幅器の動作方法。

【請求項20】

請求項１５に記載の電力増幅器の動作方法において、
前記インピーダンス調整回路の前記一端は、前記出力整合回路の前記出力端子に接続された
ことを特徴とする電力増幅器の動作方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力増幅器およびその動作方法に関し、特に第１増幅素子の単独増幅動作と第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作とを実行する際に、電力増幅器の出力インピーダンスを最適化するのに有効な技術に関するものである。

【背景技術】

【0002】

携帯電話等のようにバッテリによって動作する携帯通信機器端末においては、基地局にＲＦ送信信号を送信する電力増幅器の電力効率を向上することが必要とされる。バッテリの１回の充電によって可能な限り長時間の通話時間を可能とするためには、電力増幅器の消費電力を低減することが必要となる。

【0003】

下記特許文献１には、出力トランジスタの素子サイズが高電力に最適化された第１出力段と出力トランジスタの素子サイズが低電力に最適化された第２出力段とを並列接続して、バイアス制御回路が高電力時には第１出力段を選択して低電力時には第２出力段を選択することが記載されている。第１出力段と第２出力段とは単一の出力インピーダンス整合回路に接続され、この単一の出力インピーダンス整合回路は複数の容量と複数のインダクタとを含んでいる。

【0004】

下記非特許文献１には、携帯電話の電力増幅器において、希望出力電力の変化に応答してオン状態のシリコン・ゲルマニュウム(ＳｉＧｅ)のへテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)の個数を調整することが記載されている。低損失のＭＯＳスイッチがトランジスタのベースに使用されることによって、ＳｉＧｅＨＢＴトランジスタを動的にバイアスすることでトランジスタは完全にオンとなるか完全にオフとなる。

【0005】

下記非特許文献２と下記非特許文献３とには、携帯電話の電力増幅器において、ＳｉＧｅＨＢＴトランジスタを高出力グループと低出力グループの２つのグループによって構成して、高出力グループではトランジスタが電源電圧Ｖｃｃにバイアスされ、低出力グループでは２つのトランジスタは直列接続され電源電圧の半分Ｖｃｃ／２にバイアスされることが記載されている。相違したグループの間のスイッチは、ＨＢＴトランジスタのベースの低損失のＭＯＳスイッチによって制御される。電力増幅器が低出力領域となる場合には、高出力グループはオフにスイッチされて、低出力グループはオンにスイッチされる。低出力グループでは、バイアス電圧が低下しているので、ＤＣ電力損失が著しく低減される。高出力グループのＨＢＴトランジスタのベースと低出力グループのＨＢＴトランジスタのベースとは、段間整合回路と低損失のＭＯＳスイッチとを介して駆動段の出力信号によって駆動される。下記非特許文献３には、高出力グループのＨＢＴトランジスタのコレクタが出力整合回路の入力端子に直接接続され、低出力グループの２つのトランジスタのコレクタが２つの容量を介してインダクタの一端に接続されインダクタの他端が出力整合回路の入力端子に接続され、出力整合回路が複数の容量と複数のインダクタによって構成されることが記載されている。

【0006】

下記特許文献２の図１２には、第１増幅素子のゲートに入力信号が直接供給され、第２増幅素子のゲートに入力信号がＭＥＭＳ(マイクロエレクトロメカニカルシステム)スイッチを介して供給され、第１増幅素子のソースと第２増幅素子とのソースが接地電圧に共通接続され、第１増幅素子のドレインと第２増幅素子のドレインが負荷インダクタを介して電源電圧に共通接続されたＲＦ電力増幅器が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】米国特許第７１５７９６６号明細書

【特許文献2】特開２００８−３５４８７号公報

【非特許文献】

【0008】

【非特許文献1】Ｊｕｎｘｉｏｎｇ Ｄｅｎｇ ｅｔ ａｌ， “Ａ Ｈｉｇｈ Ａｖｅｒａｇｅ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ＳｉＧｅ ＨＢＴ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｆｏｒ ＷＣＤＭＡ Ｈａｎｄｓｅｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ” ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮＤ ＴＥＣＨＩＮＩＱＵＥＳ， ＶＯＬ．５３， ＮＯ．２， ＦＥＢＲＵＡＲＹ ２００５， ＰＰ．５２９−５３７．

【非特許文献2】Ｊｕｎｘｉｏｎｇ Ｄｅｎｇ ｅｔ ａｌ， “Ａ ＳｉＧｅ ＰＡ ｗｉｔｈ Ｄｕａｌ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｍｅｍｏｒｙｌｅｓｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｆｏｒ ＷＣＤＭＡ Ｈａｎｄｓｅｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ” ２００５ ＩＥＥＥ Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ， ＶＯＬ．４１， １２−１４ Ｊｕｎｅ ２００５， ＰＰ．２４７−２５０．

【非特許文献3】Ｊｕｎｘｉｏｎｇ Ｄｅｎｇ ｅｔ ａｌ， “Ａ ＳｉＧｅ ＰＡ ｗｉｔｈ Ｄｕａｌ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｍｅｍｏｒｙｌｅｓｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｆｏｒ ＷＣＤＭＡ Ｈａｎｄｓｅｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ” ２００６ ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．４１，ＮＯ．５， ＭＡＹ ２００６，ＰＰ．１２１０−１２２１．

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

本発明者等は本発明に先立って、次世代の携帯電話の通信端末に搭載可能でバッテリの１回の充電により可能な限り長時間の通話時間が可能な電力増幅器の開発に従事した。

【0010】

長時間の通話時間を可能とするためには、背景技術で説明したように携帯電話の電力増幅器の出力トランジスタの素子サイズもしくは使用個数を出力電力レベルに応答して最適化することが必要となる。すなわち、低出力時には出力トランジスタの素子サイズもしくは使用個数を小さな値に設定する一方、高出力時には出力トランジスタの素子サイズもしくは使用個数を大きな値に設定することによって、電力増幅器の電力付加効率(ＰＡＥ：Power Added Efficiency)を改善して長時間の通話時間が可能となる。

【0011】

背景技術で説明した上記特許文献１と上記非特許文献１と上記非特許文献２と上記非特許文献３とに記載された方式は上述した最適化を可能とするものであるが、大きな素子サイズまたは使用個数の多い出力トランジスタと小さな素子サイズまたは使用個数の少ない出力トランジスタを使用するので、半導体チップ占有面積が大きく製品価格も高いと言う問題を有することが、本発明に先立った本発明者等による検討によって明らかとされた。

【0012】

背景技術で説明した上記特許文献２の図１２に記載された方式も上述した最適化を可能とするものであり、第１増幅素子の単独増幅動作により小さな素子サイズまたは使用個数の少ない出力トランジスタを実現する一方、第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作により大きな素子サイズまたは使用個数の多い出力トランジスタを実現するものである。従って、この方式は、半導体チップ占有面積が小さく製品価格も安いと言う利点を有する。

【0013】

一方、上記特許文献２の図１２に記載された方式では、第１増幅素子の単独増幅動作時での電力増幅器の出力インピーダンスは２〜３Ωと比較的大きな値となる一方、第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作時での電力増幅器の出力インピーダンスは１〜２Ωと比較的小さな値となる。更にこの方式では、上述の単独増幅動作時と上述の並列増幅動作時とで、出力インピーダンスが変化するだけではなく、スミスチャートの上の最高出力電力のプロット図と最小消費電流のプロット図も変化することが、本発明に先立った本発明者等による検討時のロードプル測定によって明らかとされた。ロードプル測定とは、ＲＦ電力増幅器の分野で良く知られているように、出力電力等の測定パラメータを出力トランジスタから見た複素数の負荷の関数としてプロットしたものである。

【0014】

上述した第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作時には最小消費電流よりも最高出力電力を重視して電力増幅器の出力インピーダンスを設定する必要がある一方、上述した第１増幅素子の単独増幅動作時には最高出力電力よりも最小消費電流を重視して電力増幅器の出力インピーダンスを設定する必要がある。

【0015】

しかしながら、上記特許文献２には、上述の単独増幅動作時と上述の並列増幅動作時とで、それぞれ最小消費電流と最高出力電力を重視して電力増幅器の出力インピーダンスを最適化する手法は記載されていない。

【0016】

一方、上記非特許文献１と上記非特許文献２と上記非特許文献３とに記載された方式は、高出力グループと低出力グループとのＨＢＴトランジスタのベースに接続される低損失のＭＯＳスイッチの個数が４個と多いと言う問題が、本発明に先立った本発明者等による検討によって明らかとされた。

【0017】

４個のうちの２個のＭＯＳスイッチは入力信号をＨＢＴトランジスタのベースに供給する一方、残りの２個のＭＯＳスイッチはＨＢＴトランジスタのベース電荷を接地電圧に放電する機能を有している。しかし、この４個のトランジスタには、電力増幅器の比較的大きな電圧振幅のＲＦ入力信号が供給される。その理由は、高出力グループと低出力グループとのＨＢＴトランジスを含む電力増幅回路は電力増幅器の最終増幅段を構成するので、最終増幅段の入力端子は初段増幅段または中間増幅段のＲＦ増幅信号によって駆動されるためである。このように、この４個のＭＯＳトランジスタには比較的高い耐圧が必要とされるので、４個のＭＯＳトランジスタは半導体チップ占有面積が大きく製品価格も高いと言う問題を有することが、本発明に先立った本発明者等による検討によって明らかとされた。

【0018】

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等による検討の結果、なされたものである。

【0019】

従って、本発明の目的とするところは、第１増幅素子の単独増幅動作と第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作とを実行する際に、電力増幅器の出力インピーダンスを最適化することにある。

【0020】

また、本発明の他の目的とするところは、第１増幅素子の単独増幅動作と第１増幅素子と第２増幅素子の並列増幅動作との切り替えを実行するスイッチ回路の半導体チップ占有面積を低減することにある。

【0021】

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

【課題を解決するための手段】

【0022】

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

【0023】

すなわち、本発明の代表的な実施の形態による電力増幅器(１)は、ＲＦ信号入力端子(ＲＦ ｉｎｐｕｔ)と、第１増幅素子(Ｑ１)と、第２増幅素子(Ｑ２)と、負荷素子(Ｌ１)と、第１スイッチ回路(ＳＷ１)と、第２スイッチ回路(ＳＷ２)と、インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)とを具備する。

【0024】

前記第１増幅素子(Ｑ１)の共通電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の共通電極は接地電圧(ＧＮＤ)に接続され、前記第１増幅素子(Ｑ１)の出力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の出力電極は前記負荷素子(Ｌ１)に接続される。

【0025】

前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は第１電圧レベル(ハイレベル“１”)のパワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記ＲＦ信号入力端子のＲＦ入力信号を前記第１増幅素子(Ｑ１)の入力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の入力電極とに供給することによって、前記第１増幅素子(Ｑ１)と前記第２増幅素子(Ｑ２)とは前記ＲＦ入力信号の並列増幅動作を実行する。

【0026】

前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は前記第１電圧レベルと異なった第２電圧レベル(ローレベル“０”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記ＲＦ信号入力端子の前記ＲＦ入力信号を前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記入力電極に供給する一方、前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記入力電極への前記ＲＦ入力信号の供給を実質的に停止することによって、前記第１増幅素子(Ｑ１)は前記ＲＦ入力信号の単独増幅動作を実行する。

【0027】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の一端は前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記出力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記出力電極とが接続された接続ノードに接続され、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の他端は前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の一端に接続され、前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の他端は前記接地電圧(ＧＮＤ)に接続される。

【0028】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)は、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端と前記他端との間に接続されたリアクタンス素子(Ｃ２)を含む。

【0029】

前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)は前記第２電圧レベル(ローレベル“０”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の前記一端と前記他端との間を非導通状態に制御する一方、前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)は前記第１電圧レベル(ハイレベル“１”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の前記一端と前記他端との間を導通状態に制御することを特徴とするものである(図１参照)。

【発明の効果】

【0030】

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

【0031】

すなわち、本発明によれば、第１増幅素子の単独増幅動作と第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作とを実行する際に、電力増幅器の出力インピーダンスを最適化することができる。

【図面の簡単な説明】

【0032】

【図1】本発明の実施の形態１による電力増幅器１の構成を示す図である。

【図2】図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１の動作を示す図である。

【図3】図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１に含まれたインピーダンス調整回路Ｚａｄｊと第２スイッチ回路ＳＷ２の動作を示す図である。

【図4】図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは容量Ｃ２のみを含みインダクタＬ２を含まない場合の出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子に得られる２次高調波成分と３次高調波成分の減衰特性を示す図である。

【図5】図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは容量Ｃ２とインダクタＬ２とを含む場合の出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子に得られる２次高調波成分と３次高調波成分の減衰特性を示す図である。

【図6A】図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊのその他の構成を示す図である。

【図6B】図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊのその他の構成を示す図である。

【図6C】図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊのその他の構成を示す図である。

【図7】本発明の実施の形態２による電力増幅器１の他の構成を示す図である。

【図8】図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１が内蔵される高周波モジュール１の構成を示す図である。

【図9】図７に示す本発明の実施の形態２による電力増幅器１が内蔵される高周波モジュール１の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0033】

１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号は、それが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

【0034】

〔１〕本発明の代表的な実施の形態による電力増幅器(１)は、ＲＦ信号入力端子(ＲＦ ｉｎｐｕｔ)と、第１増幅素子(Ｑ１)と、第２増幅素子(Ｑ２)と、負荷素子(Ｌ１)と、第１スイッチ回路(ＳＷ１)と、第２スイッチ回路(ＳＷ２)と、インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)とを具備する。

【0035】

前記第１増幅素子(Ｑ１)の共通電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の共通電極は接地電圧(ＧＮＤ)に接続され、前記第１増幅素子(Ｑ１)の出力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の出力電極は前記負荷素子(Ｌ１)に接続される。

【0036】

前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は第１電圧レベル(ハイレベル“１”)のパワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記ＲＦ信号入力端子のＲＦ入力信号を前記第１増幅素子(Ｑ１)の入力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の入力電極とに供給することによって、前記第１増幅素子(Ｑ１)と前記第２増幅素子(Ｑ２)とは前記ＲＦ入力信号の並列増幅動作を実行する。

【0037】

前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は前記第１電圧レベルと異なった第２電圧レベル(ローレベル“０”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記ＲＦ信号入力端子の前記ＲＦ入力信号を前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記入力電極に供給する一方、前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記入力電極への前記ＲＦ入力信号の供給を実質的に停止することによって、前記第１増幅素子(Ｑ１)は前記ＲＦ入力信号の単独増幅動作を実行する。

【0038】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の一端は前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記出力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記出力電極とが接続された接続ノードに接続され、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の他端は前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の一端に接続され、前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の他端は前記接地電圧(ＧＮＤ)に接続される。

【0039】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)は、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端と前記他端との間に接続されたリアクタンス素子(Ｃ２)を含む。

【0040】

前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)は前記第２電圧レベル(ローレベル“０”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の前記一端と前記他端との間を非導通状態に制御する一方、前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)は前記第１電圧レベル(ハイレベル“１”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の前記一端と前記他端との間を導通状態に制御することを特徴とするものである(図１参照)。

【0041】

前記実施の形態によれば、第１増幅素子の単独増幅動作と第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作とを実行する際に、電力増幅器の出力インピーダンスを最適化することができる。

【0042】

好適な実施の形態では、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端と前記他端との間に接続された前記リアクタンス素子は、容量性リアクタンス(Ｃ２)であることを特徴とするものである(図１参照)。

【0043】

他の好適な実施の形態では、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端と前記他端との間に接続された前記リアクタンス素子は、前記容量性リアクタンス(Ｃ２)と直列接続された誘導性リアクタンス(Ｌ２)を含むことを特徴とするものである(図１参照)。

【0044】

更に他の好適な実施の形態による電力増幅器(１)は、前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記出力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記出力電極とに入力端子が接続された出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)を更に具備して、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)の出力端子(ＲＦ ｏｕｔｐｕｔ)にはアンテナが接続可能とされたことを特徴とするものである(図１参照)。

【0045】

より好適な実施の形態では、前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は、前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記入力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記入力電極との間に接続された第１スイッチ素子(Ｑ３)を含む。

【0046】

前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)の前記第１スイッチ素子(Ｑ３)は前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して導通する一方、前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)の前記第１スイッチ素子(Ｑ３)は前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して非導通となることを特徴とするものである(図１参照)。

【0047】

他のより好適な実施の形態では、前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は、前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記入力電極と前記接地電圧(ＧＮＤ)との間に接続された放電素子(Ｒ２)を更に含むことを特徴とするものである(図１参照)。

【0048】

更に他のより好適な実施の形態では、前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)は前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の前記一端と前記他端の間に接続された第２スイッチ素子(Ｑ５)を含み、前記第１電圧レベルの前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ素子(Ｑ５)は導通する一方、前記第２電圧レベルの前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ素子(Ｑ５)は非導通となることを特徴とするものである(図１参照)。

【0049】

別のより好適な実施の形態では、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端は、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)の前記入力端子に接続されたことを特徴とするものである(図１参照)。

【0050】

更に別のより好適な実施の形態では、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端は、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)の前記出力端子(ＲＦ ｏｕｔｐｕｔ)に接続されたことを特徴とするものである(図７参照)。

【0051】

具体的な実施の形態では、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)は、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)の前記入力端子と前記出力端子(ＲＦ ｏｕｔｐｕｔ)の間の中間ノードを含む。

【0052】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端は、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)の前記入力端子と前記中間ノードとの間の接続ノードに接続されたことを特徴とするものである。

【0053】

他の具体的な実施の形態では、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)は、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)の前記入力端子と前記出力端子(ＲＦ ｏｕｔｐｕｔ)の間の中間ノードを含む。

【0054】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端は、前記出力整合回路(ＭＮ＿Ｃ)の前記中間ノードと前記出力端子(ＲＦ ｏｕｔｐｕｔ)との間の他の接続ノードに接続されたことを特徴とするものである。

【0055】

より具体的な実施の形態による電力増幅器(１)は、前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記入力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記入力電極とに接続されたバイアス素子としての他の増幅素子(Ｑ４)を更に具備する。

【0056】

前記他の増幅素子(Ｑ４)の共通電極は前記接地電圧(ＧＮＤ)に接続され、前記他の増幅素子(Ｑ４)の入力電極と出力電極とは前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記入力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記入力電極とに接続されことを特徴とするものである図１参照)。

【0057】

最も具体的な実施の形態では、前記第１増幅素子(Ｑ１)と前記第２増幅素子(Ｑ２)と前記他の増幅素子(Ｑ４)の各増幅素子は、ＭＯＳトランジスタまたはバイポーラトランジスタであることを特徴とするものである。

【0058】

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、ＲＦ信号入力端子(ＲＦ ｉｎｐｕｔ)と、第１増幅素子(Ｑ１)と、第２増幅素子(Ｑ２)と、負荷素子(Ｌ１)と、第１スイッチ回路(ＳＷ１)と、第２スイッチ回路(ＳＷ２)と、インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)とを具備する電力増幅器(１)の動作方法である。

【0059】

前記第１増幅素子(Ｑ１)の共通電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の共通電極は接地電圧(ＧＮＤ)に接続され、前記第１増幅素子(Ｑ１)の出力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の出力電極は前記負荷素子(Ｌ１)に接続される。

【0060】

前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は第１電圧レベル(ハイレベル“１”)のパワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記ＲＦ信号入力端子のＲＦ入力信号を前記第１増幅素子(Ｑ１)の入力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の入力電極とに供給することによって、前記第１増幅素子(Ｑ１)と前記第２増幅素子(Ｑ２)とは前記ＲＦ入力信号の並列増幅動作を実行する。

【0061】

前記第１スイッチ回路(ＳＷ１)は前記第１電圧レベルと異なった第２電圧レベル(ローレベル“０”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記ＲＦ信号入力端子の前記ＲＦ入力信号を前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記入力電極に供給する一方、前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記入力電極への前記ＲＦ入力信号の供給を実質的に停止することによって、前記第１増幅素子(Ｑ１)は前記ＲＦ入力信号の単独増幅動作を実行する。

【0062】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の一端は前記第１増幅素子(Ｑ１)の前記出力電極と前記第２増幅素子(Ｑ２)の前記出力電極とが接続された接続ノードに接続され、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の他端は前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の一端に接続され、前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の他端は前記接地電圧(ＧＮＤ)に接続される。

【0063】

前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)は、前記インピーダンス調整回路(Ｚａｄｊ)の前記一端と前記他端との間に接続されたリアクタンス素子(Ｃ２)を含む。

【0064】

前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)は前記第２電圧レベル(ローレベル“０”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の前記一端と前記他端との間を非導通状態に制御する一方、前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)は前記第１電圧レベル(ハイレベル“１”)の前記パワーモード信号(ＰＭ)に応答して前記第２スイッチ回路(ＳＷ２)の前記一端と前記他端との間を導通状態に制御することを特徴とするものである(図１参照)。

【0065】

前記実施の形態によれば、第１増幅素子の単独増幅動作と第１増幅素子と第２増幅素子との並列増幅動作とを実行する際に、電力増幅器の出力インピーダンスを最適化することができる。

【0066】

２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

【0067】

［実施の形態１］
《電力増幅器の構成》
図１は、本発明の実施の形態１による電力増幅器１の構成を示す図である。

【0068】

図１に示した電力増幅器１は、具体的にはバッテリによって動作可能な携帯電話の通信端末に搭載されることが可能な高周波モジュール１として構成されている。高周波モジュール１は、シリコン半導体集積回路の半導体チップＩＣと多層配線基板ＰＣＢとによって構成されている。シリコン半導体集積回路の半導体チップＩＣには、ＣＭＯＳ半導体製造プロセスによって微細化されたＮチャネルとＰチャネルのＭＯＳトランジスタや抵抗が集積化される。多層配線基板ＰＣＢには、表面実装型のコンデンサとインダクタさらにはストリップラインによるインダクタさらには多層層間接続配線による寄生インダクタによるインダクタを含んでいる。

【0069】

《電力増幅部》
半導体チップＩＣには電力増幅器１の電力増幅部(ＰＡ)１０が形成され、電力増幅部(ＰＡ)１０はＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５と演算増幅器ＯＰＡと抵抗Ｒ１、Ｒ２と容量Ｃ１とを含んでいる。

【0070】

トランジスタＱ１とトランジスタＱ２はそれぞれ第１増幅素子と第２増幅素子として機能するものであり、トランジスタＱ１のソースとトランジスタＱ２のソースとは接地電圧ＧＮＤに接続される。具体的には、半導体チップＩＣの主表面に形成されたトランジスタＱ１のソースとトランジスタＱ２のソースとは、半導体チップＩＣの内部に形成されたビア導電層を介して、半導体チップＩＣの裏面に形成された裏面接地電極に接続される。半導体チップＩＣの裏面接地電極は、多層配線基板ＰＣＢの内部に形成されたビア導電層を介して、携帯電話の通信端末のマザーボートの接地配線に接続される。その結果、ソース接地増幅素子として
トランジスタＱ１、Ｑ２は電気的にまた熱的に安定した増幅動作を実行する。

【0071】

トランジスタＱ１、Ｑ２の両ゲート間に第１スイッチ回路ＳＷ１のトランジスタＱ３のドレイン・ソース電流経路が接続され、トランジスタＱ３のゲートにはパワーモード信号ＰＭが供給される。ハイレベル“１”のパワーモード信号ＰＭに応答してトランジスタＱ３がオン状態となるので、ＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔが容量Ｃ１を介してトランジスタＱ１、Ｑ２の両ゲートに印加される。その結果、パワーモード信号ＰＭがハイレベル“１”の場合には、第１増幅素子と第２増幅素子として機能するトランジスタＱ１とトランジスタＱ２とはＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔの並列増幅動作を実行する。一方、パワーモード信号ＰＭがローレベル“０”の場合には、トランジスタＱ３がオフ状態となるので、ＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔが容量Ｃ１を介してトランジスタＱ１のゲートにのみ印加され、トランジスタＱ２のゲートの電位は第１スイッチ回路ＳＷ１の抵抗Ｒ２を介して接地電圧ＧＮＤに設定される。その結果、パワーモード信号ＰＭがローレベル“０”の場合には、第１増幅素子として機能するトランジスタＱ１はＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔの単独増幅動作を実行する。ここで、ＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔは携帯電話端末に搭載されるＲＦ信号処理半導体集積回路(ＲＦＩＣ)の送信信号処理ユニットで生成され、パワーモード信号ＰＭは携帯電話端末に搭載されるＲＦ信号処理半導体集積回路(ＲＦＩＣ)とベースバンドプロセッサとのいずれかから生成されることが可能である。

【0072】

トランジスタＱ４のゲートとドレインは共通接続され更に演算増幅器ＯＰＡの非反転入力端子に接続され、演算増幅器ＯＰＡの反転入力端子と出力端子とは共通接続され更に演抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のゲートに接続される。トランジスタＱ４のドレイン・ソース電流経路にバイアス電流Ｂｉａｓが供給されることによって、ゲート・ソース間にバイアス電圧が発生される。トランジスタＱ４のゲート・ソース間バイアス電圧は、ボルテージフォロワとして動作する演算増幅器ＯＰＡを介してトランジスタＱ１、Ｑ２の両ゲートに印加可能とされている。従って、トランジスタＱ４とトランジスタＱ１、Ｑ２とは、ボルテージフォロワとして動作する演算増幅器ＯＰＡを介して、カレントミラーの回路形式に接続されている。その結果、半導体チップＩＣの製造プロセス変動や温度変動や電源電圧変動に対しても、トランジスタＱ１、Ｑ２は安定した増幅動作を実行することが可能となる。尚、トランジスタＱ１のゲートと演算増幅器ＯＰＡの出力端子の間に接続された抵抗Ｒ１は、演算増幅器ＯＰＡの出力端子に流入するＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔの信号成分を減衰する機能を有するものである。

【0073】

トランジスタＱ１のドレインとトランジスタＱ２のドレインとは共通接続され、更にボンディングワイヤＢＷ１の一端に接続されている。

【0074】

半導体チップＩＣには、ゲートにパワーモード信号ＰＭが供給されるトランジスタＱ５と一端がトランジスタＱ５のドレインに接続され他端に電源電圧ＶＤＤが供給される抵抗Ｒ３とを含む第２スイッチ回路ＳＷ２が形成されている。この第２スイッチ回路ＳＷ２の機能と動作に関しては後に詳述する。

【0075】

《出力整合部》
多層配線基板ＰＣＢには電力増幅器１の出力整合部(ＭＮ)２０が形成され、出力整合部(ＭＮ)２０はインダクタＬ１と容量Ｃ３と出力整合回路ＭＮ＿Ｃとインピーダンス調整回路Ｚａｄｊとを含んでいる。

【0076】

インダクタＬ１の一端は電源電圧ＶＤＤに接続され、インダクタＬ１の他端はボンディングワイヤＢＷ１の他端に接続されている。従って、インダクタＬ１は、実際には出力整合部(ＭＮ)２０には含まれず、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２の共通のドレイン負荷素子として機能する。

【0077】

容量Ｃ３の一端は電源電圧ＶＤＤとインダクタＬ１の一端に接続され、容量Ｃ３の他端は接地電圧ＧＮＤに接続されている。従って、容量Ｃ３は、実際には出力整合部(ＭＮ)２０には含まれず、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２のドレインに流入する電源リップル成分を減衰する機能を有するものである。

【0078】

出力整合回路ＭＮ＿Ｃは、電力増幅部(ＰＡ)１０のトランジスタＱ１、Ｑ２の共通のドレインにおける数Ω程度の低い出力インピーダンスと携帯電話の通信端末の送信アンテナの５０Ωの比較的高いインピーダンスとを整合する機能を有するものである。携帯電話の通信端末の送信アンテナは、図示しないアンテナスイッチ等を介して出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔに接続される。

【0079】

従って、出力整合回路ＭＮ＿Ｃは、トランジスタＱ１、Ｑ２の共通ドレインとＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔとの間に直列接続された複数のインダクタＬＭＮ１、ＬＭＮ３、ＬＭＮ５、ＬＭＮ７と容量ＣＭＮ４とを含んでいる。また更に出力整合回路ＭＮ＿Ｃは、第１中間ノードと接地電圧ＧＮＤとの間に直列接続された容量ＣＭＮ１とインダクタＬＭＮ２とを含み、第２中間ノードと接地電圧ＧＮＤの間に直列接続された容量ＣＭＮ２とインダクタＬＭＮ４とを含み、第３中間ノードと接地電圧ＧＮＤとの間に直列接続された容量ＣＭＮ３とインダクタＬＭＮ６とを含んでいる。

【0080】

インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、本発明の実施の形態によって特に電力増幅器１に追加されたものである。すなわち、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、第１増幅素子としてのトランジスタＱ１の単独増幅動作時の電力増幅器１の出力インピーダンスは２〜３Ωと比較的大きな値となる一方、第１増幅素子と第２増幅素子としてのトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作時の電力増幅器の出力インピーダンスは１〜２Ωと比較的小さな値となることを考慮して、電力増幅器１に追加されたものである。更にインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、この単独増幅動作時とこの並列増幅動作時とで、出力インピーダンスが変化するだけではなく、スミスチャートの上の最高出力電力のプロット図と最小消費電流のプロット図も変化することを考慮して、電力増幅器１に追加されたものである。

【0081】

またインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、電力増幅部(ＰＡ)１０のトランジスタＱ１、Ｑ２の共通のドレインと第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインとの間に接続されている。すなわち、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは容量Ｃ２とインダクタＬ２とを含み、容量Ｃ２の一端はトランジスタＱ１、Ｑ２の共通のドレインと接続され、容量Ｃ２の他端はインダクタＬ２の一端に接続され、インダクタＬ２の他端はボンディングワイヤＢＷ２を介して第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインと接続されている。

【0082】

従って、半導体チップＩＣに形成された第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５は、ハイレベル“１”のパワーモード信号ＰＭに応答してトランジスタＱ１、Ｑ２がＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔの並列増幅動作を実行する際に、ハイレベル“１”のパワーモード信号ＰＭに応答してオン状態に制御される。その結果、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオン状態に制御されることで、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは活性状態に制御される。

【0083】

それに対して、半導体チップＩＣに形成された第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５は、ローレベル“０”のパワーモード信号ＰＭに応答してトランジスタＱ１がＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔの単独増幅動作を実行する際には、ローレベル“０”のパワーモード信号ＰＭに応答してオフ状態に制御される。その結果、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオフ状態に制御されることで、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは非活性状態に制御される。

【0084】

《最高出力電力と最小消費電流》
図２は、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１の動作を示す図である。

【0085】

すなわち、図２は図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１がトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中でのスミスチャートの上の最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔのプロット図と出力電力と消費電流から計算された最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆのプロット図とを示す図である。

【0086】

まず、図２に示すスミスチャートは、インピーダンスの実数部である抵抗の抵抗値がゼロ(０)と無限大(∞)とを結ぶ直線と、抵抗がゼロのレジスタンス円と、抵抗が０．５(２５Ω)のレジスタンス円と、抵抗が１．０(５０Ω)のレジスタンス円とを含んでいる。更に図２に示すスミスチャートは、インピーダンスの虚数部であるリアクタンスが０．５のリアクタンス円弧と、リアクタンスが１．０のリアクタンス円弧と、リアクタンスが２．０のリアクタンス円弧と、リアクタンスが−０．５のリアクタンス円弧と、リアクタンスが−１．０のリアクタンス円弧と、リアクタンスが−２．０のリアクタンス円弧とを含んでいる。

【0087】

図２の左下には、図２に示した大きなスミスチャートの左の抵抗の抵抗値がゼロ(０)の付近の拡大図画が示されている。最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆのプロット図は、同一の効率である等効率線を複数含む同心円となっている。最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆのプロット図である同心円の略中心において、最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆが実現されるものである。最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔのプロット図は、同一の出力電力である等出力電力線を複数含む同心円となっている。最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔのプロット図である同心円の略中心において、最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔが実現されるものである。

【0088】

図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１がトランジスタＱ１の単独増幅動作の実行期間中のスミスチャートも、図２に示したスミスチャートと略同様になる。しかし、トランジスタＱ１の単独増幅動作の実行期間中のスミスチャートでは、最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆの同心円の位置と最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔの同心円の位置とは、図２に示したスミスチャートの場合よりも右側の０．５(２５Ω)のレジスタンス円の方向にそれぞれ移動する。

【0089】

図２の左下に示した拡大図がトランジスタＱ１の単独増幅動作の実行期間中の動作を示すと仮定すると、この拡大図に示した最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆの同心円の略中心にトランジスタＱ１の単独増幅動作の実行期間中の電力増幅器１の出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｓが位置するように、この出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｓの値を２〜３Ωと比較的大きな値に設定する。従って、トランジスタＱ１の単独増幅動作の実行期間中に、最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔよりも最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆを重視した電力増幅器１の出力インピーダンスを設定することが可能となる。

【0090】

一方、図２の左下に示した拡大図は、実際には電力増幅器１のトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中のスミスチャートの拡大図である。しかし、電力増幅器１のトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中の電力増幅器１の出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐ(１〜２Ωの抵抗値に設定される)が、図２の拡大図に示した最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔの同心円の略中心に位置していないことが理解される。すなわち、最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔの同心円の略中心は、並列増幅動作の実行期間中の電力増幅器１の１〜２Ωの抵抗値の出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐよりも抵抗値がゼロ(０)の方向にシフトしている。これでは、電力増幅器１のトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中に、最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆよりも最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔを重視した電力増幅器１の出力インピーダンスを設定することが不可能となる。

【0091】

そこで、本発明の実施の形態１による電力増幅器１に追加されたインピーダンス調整回路Ｚａｄｊと第２スイッチ回路ＳＷ２とは、特に重要な機能と動作とを発揮する。

【0092】

図３は、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１に含まれたインピーダンス調整回路Ｚａｄｊと第２スイッチ回路ＳＷ２の動作を示す図である。

【0093】

すなわち、図３は図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１のトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊと第２スイッチ回路ＳＷ２の動作によって調整出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐ＿ａｄｊが最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔの同心円の略中心に移動する様子を示す図である。

【0094】

図３の左下にも、図３に示した大きなスミスチャートの左の抵抗の抵抗値がゼロ(０)の付近の拡大図画が示されている。

【0095】

ハイレベル“１”のパワーモード信号ＰＭに応答して電力増幅器１がトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行を開始したとしても、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオフ状態であれば、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは非活性状態に制御される。このインピーダンス調整回路Ｚａｄｊが非活性状態での場合のトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中の電力増幅器１の出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐは、１〜２Ωの比較的大きな抵抗値となっている。これでは、この出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐを、図２の拡大図に示した最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔの同心円の略中心に位置させることは不可能である。

【0096】

それに対して図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１によれば、ハイレベル“１”のパワーモード信号ＰＭに応答して電力増幅器１がトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行を開始するのと略同時に、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオン状態となって、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊが活性状態に制御される。従って、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊに含まれた容量Ｃ２の機能によって、電力増幅器１の出力インピーダンスは最初の出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐから調整出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐ＿ａｄｊへ変化する。

【0097】

すなわち、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊの容量Ｃ２の機能によって、トランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中の電力増幅器１の出力インピーダンスは、最初の値Ｚｏｕｔ＿ｐから出発して定コンダクタンス円の円弧の上で時計方向に移動する。その際の移動量は、容量Ｃ２のアドミッタンスｊωＣ２に対応するωＣ２の大きさである。尚、ωは、角周波数である。

【0098】

従って、移動先の出力インピーダンスとしての調整出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐ＿ａｄｊが、図２に示した最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔの同心円の略中心に位置するように、移動量ωＣ２の大きさが設定される。

【0099】

以上説明したように、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１によれば、電力増幅器１のトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中に、最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆよりも最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔを重視した電力増幅器１の出力インピーダンスを設定することが可能となる。

【0100】

従って、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１によれば、トランジスタＱ１の単独増幅動作とトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作とを実行する際に電力増幅器１の出力インピーダンスを最適化すると言う当初の目的を達成することが可能となる。

【0101】

更に図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１によれば、トランジスタＱ１の単独増幅動作とトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作とを切り替える第１スイッチ回路ＳＷ１は、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ２の２素子で実現される。従って、単独増幅動作と並列増幅動作を切り替えるスイッチ回路のチップ占有面積を低減すると言う当初の他の目的を、達成することが可能となる。

【0102】

図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１におけるトランジスタＱ１の単独増幅動作とトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作との切り替え動作をより正確に説明すると、以下のようになる。

【0103】

すなわち、トランジスタＱ１の単独増幅動作からトランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作へ動作が切り替ると、等出力電力線を複数個含んだ最大出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔのプロット図と等効率線を複数個含んだ最効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆのプロット図は図２に示したスミスチャートにおいて左下方向にシフトする。従って、トランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作へ動作が切り替されると、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオン状態となって、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊが活性状態に制御される。

【0104】

その結果、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊの容量Ｃ２の機能によって、トランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作の実行期間中の電力増幅器１の出力インピーダンスは、最初の値Ｚｏｕｔ＿ｐから出発して定コンダクタンス円の円弧の上で移動量ωＣ２の大きさで時計方向に移動する。従って、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊの容量Ｃ２の機能によって調整された電力増幅器１の調整出力インピーダンスＺｏｕｔ＿ｐ＿ａｄｊは、最大効率Ｍａｘ＿Ｅｆｆの点と最高出力電力Ｍａｘ＿Ｐｏｕｔの点との略中間の点に位置するものとなる。その結果、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１によれば、電力効率と出力電力とがバランスした好適なＲＦ電力増幅特性を実現することが可能となる。

【0105】

《高調波成分の抑圧》
しかしながら、本発明が完全に完成するまでの途中の設計段階では、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは容量Ｃ２のみを含み、インダクタＬ２を含まないものであった。

【0106】

このように、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊが容量Ｃ２のみを含みインダクタＬ２を含まない場合には、電力増幅器１の出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔに得られるＲＦ出力信号には基本波成分だけではなく高レベルの２次高調波成分と３次高調波成分とを含むと言う問題が、本発明者等の検討によって明らかとされた。

【0107】

図４は、図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは容量Ｃ２のみを含みインダクタＬ２を含まない場合の出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子に得られる２次高調波成分と３次高調波成分の減衰特性を示す図である。

【0108】

図４の縦軸は出力整合回路ＭＮ＿Ｃの入力端子から出力端子との間での減衰量を示す一方、図４の横軸は周波数を示す。

【0109】

図４の基本波成分(１ＨＤ)はＧＳＭ（登録商標）８５０の送信周波数８２４〜８４９ＭＨｚとＧＳＭ９００の送信周波数８８０〜９１５ＭＨｚとを示し、図４の２次高調波成分(２ＨＤ)はＧＳＭ８５０の送信周波数の２倍の１６４８〜１６９８ＭＨｚとＧＳＭ９００の送信周波数の２倍の１７６０〜１８３０ＭＨｚとを示し、図４の３次高調波成分(３ＨＤ)はＧＳＭ８５０の送信周波数の３倍の２４７２〜２５４７ＭＨｚとＧＳＭ９００の送信周波数の３倍の２６４０〜２７４５ＭＨｚとを示している。目標仕様では、２次高調波成分(２ＨＤ)と３次高調波成分(３ＨＤ)の減衰量は−４０ｄＢ以下であったが、図４の破線で示したローパワーモード(すなわち、パワーモード信号ＰＭがローレベル“０”でトランジスタＱ１の単独増幅動作)の場合に減衰量が目標仕様の−４０ｄＢ以下を達成できない言う問題が、本発明者等の検討によって明らかとされた。

【0110】

ＤＣＳ１８００の送信周波数が１７１０〜１７８５ＭＨｚで、ＰＣＳ１９００の送信周波数が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるので、ＧＳＭ９００の送信周波数の２倍の１７６０〜１８３０ＭＨｚに対応する２次高調波成分(２ＨＤ)がＤＣＳ１８００の送信周波数１７１０〜１７８５ＭＨｚに対する妨害電波となることが理解できる。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile Communicationの略、ＤＣＳはDigital Cellar Systemの略、ＰＣＳはPersonal Communication Systemの略である。図４の破線で示すローパワーモードの場合に減衰量が最悪となるのは３次高調波成分(３ＨＤ)の付近で、この付近の高調波はＤＣＳ１８００の送信周波数１７１０〜１７８５ＭＨｚに対する妨害電波やＰＣＳ１９００の送信周波数の１８５０〜１９１０ＭＨｚに対する妨害電波となることはないが、他の通信システムの妨害電波となる可能性がある。

【0111】

また、図４の実線は、ハイパワーモード(すなわち、パワーモード信号ＰＭがハイレベル“１”で、トランジスタＱ１、Ｑ２の並列増幅動作)の減衰特性を示している。この実線で示した２次高調波成分(２ＨＤ)と３次高調波成分(３ＨＤ)の減衰量は、目標仕様の−４０ｄＢ以下を達成していることが理解される。

【0112】

本発明者等が図４の破線で示したローパワーモードにおける高調波の減衰量が目標仕様の−４０ｄＢ以下を達成できない原因を検討したところ、以下の結論に到達した。

【0113】

それは、ローパワーモードでは、ローレベル“０”のパワーモード信号ＰＭによってインピーダンス調整回路Ｚａｄｊと接地電圧ＧＮＤの間に接続された第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオフ状態に制御されて、このオフ状態のトランジスタＱ５がローパワーモードにおける高調波の原因となる波形歪みを発生すると言うものである。すなわち、負荷素子のインダクタＬ１に接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２の共通のドレインには大きな電圧振幅のＲＦ出力信号が生成されるので、この大振幅のＲＦ出力信号がインピーダンス調整回路Ｚａｄｊの容量Ｃ２を介して第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインに印加される。

【0114】

大振幅のＲＦ出力信号の負の半サイクルの期間に、トランジスタＱ５のドレイン信号波形が所定の負電圧でクランプされ、このクランプの際に高レベルの高調波が発生することが本発明者等の検討によって明らかとされた。その理由は、以下のように推測される。

【0115】

それは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであるトランジスタＱ５のＰ型ウェル領域(Ｐ型サブストレート)がＮ型ソース領域とともに接地電圧ＧＮＤに接続されているので、トランジスタＱ５のＮ型ドレイン領域に負電圧が印加されると、Ｐ型ウェル領域とＮ型ドレイン領域で形成される寄生ダイオードがオン状態となり、負電圧の電圧クランプが発生すると言うものである。

【0116】

従って、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１においては、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインと正の電源電圧ＶＤＤとの間に接続された抵抗Ｒ３による正電圧印加の機能によって、トランジスタＱ５の寄生ダイオードによる負電圧の電圧クランプの効果を軽減するものである。

【0117】

しかし、第２スイッチ回路ＳＷ２の抵抗Ｒ３の追加によってもトランジスタＱ５の寄生ダイオードによる負電圧の電圧クランプを完全に防止することはできす、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオフ状態に制御される図４の破線で示したローパワーモードにおける高調波の発生を防止できないものである。

【0118】

そこで、本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊにおいて容量Ｃ２に直列に接続されたインダクタＬ２は、特に重要な機能と動作とを発揮する。例えば、容量Ｃ２の容量値とインダクタＬ２のインダクタンスとは、容量Ｃ２とインダクタＬ２の直列共振周波数が、基本波成分(１ＨＤ)と２次高調波成分(２ＨＤ)との略中間の周波数となるように設定される。

【0119】

図５は、図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは容量Ｃ２とインダクタＬ２とを含む場合の出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子に得られる２次高調波成分と３次高調波成分の減衰特性を示す図である。

【0120】

図５から実線に示したハイパワーモードと破線に示したローパワーモードのいずれの場合も、２次高調波成分(２ＨＤ)と３次高調波成分(３ＨＤ)の高調波の減衰量が、目標仕様の−４０ｄＢ以下を達成していることが理解される。その理由は、以下のように推測される。

【0121】

それは、インピーダンス調整回路ＺａｄｊへのインダクタＬ２の追加によって、出力整合回路ＭＮ＿Ｃとインピーダンス調整回路Ｚａｄｊと第２スイッチ回路ＳＷ２を含んだ出力整合部(ＭＮ)２０のローパスフィルタ特性の性能指数(Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ)が向上したためと推測される。

【0122】

実際に、図５から明らかなように、基本波成分(１ＨＤ)での減衰量は小さく設定される一方、２次高調波成分(２ＨＤ)と３次高調波成分(３ＨＤ)の高調波では目標仕様の−４０ｄＢ以下の大きな減衰量を実現している。

【0123】

《その他のインピーダンス調整回路》
図６Ａ〜図６Ｃは、図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１のインピーダンス調整回路Ｚａｄｊのその他の構成を示す図である。

【0124】

図６Ａに示すインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、図１に示したインピーダンス調整回路Ｚａｄｊにて直列接続された容量Ｃ２とインダクタＬ２との接続順序を反転させたものである。

【0125】

図６Ｂに示すインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、容量とインダクタとの直列接続を２個並列接続して構成したものである。すなわち、図６Ｂに示すインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、容量Ｃ２１とインダクタＬ２１の第１直列接続と容量Ｃ２２とインダクタＬ２２の第２直列接続の並列接続によって構成されている。

【0126】

図６Ｃに示すインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、容量とインダクタとの直列接続を３個またはそれ以上並列接続して構成したものである。すなわち、図６Ｃに示すインピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、容量Ｃ２１とインダクタＬ２１の第１直列接続と容量Ｃ２２とインダクタＬ２２の第２直列接続の並列接続と容量Ｃ２ＭとインダクタＬ２Ｍの第Ｍ直列接続の並列接続とによって構成されている。

【0127】

《高周波モジュール》
図８は、図１に示す本発明の実施の形態１による電力増幅器１が内蔵される高周波モジュール１の構成を示す図である。

【0128】

図８に示す本発明の実施の形態１による高周波モジュール１は、デュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡとフロントエンドモジュールＦＥＭとを内蔵したものである。

【0129】

後で詳述する図９に示す本発明の実施の形態２による高周波モジュール１に内蔵されたデュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡと外部接続されるフロントエンドモジュールＦＥＭと比較して、図８に示す本発明の実施の形態１による高周波モジュール１に内蔵されたフロントエンドモジュールＦＥＭには図９に示されたローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌが含まれていない。図９に示されたローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌの機能は、ＲＦ送信出力信号に含まれる基本波成分(１ＨＤ)を可能な限り小さな減衰量にて出力する一方、２次高調波成分(２ＨＤ)と３次高調波成分(３ＨＤ)等の高調波を可能な限り大きな減衰量で抑圧することである。

【0130】

従って、図８に示す本発明の実施の形態１による高周波モジュール１に内蔵された第１出力整合部(ＭＮ)２０Ｈと第２出力整合部(ＭＮ)２０Ｌは、出力インピーダンス整合の機能と図９のローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌの高調波抑圧の機能とを発揮するものである。

【0131】

一方、図８に示した本発明の実施の形態１による高周波モジュール１のデュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡは、第１電力増幅部(ＰＡ)１０Ｈと第１出力整合部(ＭＮ)２０Ｈと第２電力増幅部(ＰＡ)１０Ｌと第２出力整合部(ＭＮ)２０Ｌと第１電力結合器３０Ｈと第２電力結合器３０Ｌと制御部４０とを含んでいる。第１電力増幅部(ＰＡ)１０Ｈの第１ＲＦ信号入力端子には、送信周波数が１７１０〜１７８５ＭＨｚのＤＣＳ１８００と送信周波数が１８５０〜１９１０ＭＨｚのＰＣＳ１９００のハイバンドの第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢが供給される。第２電力増幅部(ＰＡ)１０Ｌの第２ＲＦ信号入力端子には、送信周波数が８２４〜８４９ＭＨｚのＧＳＭ８５０と送信周波数が８８０〜９１５ＭＨｚのＧＳＭ９００のローバンドの第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢが供給される。ハイバンドの第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとローバンドの第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢとは、携帯電話端末に搭載されるＲＦ信号処理半導体集積回路(ＲＦＩＣ)の送信信号処理ユニットから供給される。制御部４０にはＲＦ信号処理半導体集積回路(ＲＦＩＣ)から自動パワー制御のためのランプ電圧Ｖｒａｍｐと第１電力結合器３０Ｈまたは第２電力結合器３０Ｌからのパワー検出電圧Ｖｄｅｔが供給されることによって、自動パワー制御電圧Ｖａｐｃを生成して第１電力増幅部(ＰＡ)１０Ｈと第２電力増幅部(ＰＡ)１０Ｌに供給する。自動パワー制御によってパワー検出電圧Ｖｄｅｔの電圧レベルが目標のランプ電圧Ｖｒａｍｐの電圧レベルと一致するように、自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによって第１電力増幅部(ＰＡ)１０Ｈと第２電力増幅部(ＰＡ)１０Ｌの増幅ゲインが制御される。具体的には、図１に示す電力増幅部(ＰＡ)１０においてトランジスタＱ４のドレイン・ソース電流経路に流れるバイアス電流Ｂｉａｓが自動パワー制御電圧Ｖａｐｃの変化に応答して変化することによって、自動パワー制御のための増幅ゲインの制御が実行される。従って、図８に示した本発明の実施の形態１による高周波モジュール１のデュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡに含まれる第１電力増幅部(ＰＡ)１０Ｈと第２電力増幅部(ＰＡ)１０Ｌとは、図１に示した電力増幅部(ＰＡ)１０の回路構成によってそれぞれ構成されている。

【0132】

図８に示した本発明の実施の形態１による高周波モジュール１のデュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡの第１電力増幅部(ＰＡ)１０Ｈの出力から生成される第１ＲＦ送信出力信号は、第１出力整合部(ＭＮ)２０Ｈと第１電力結合器３０Ｈとを介してフロントエンドモジュールＦＥＭのアンテナスイッチ(ＡＮＴ＿ＳＷ)５０の一方の入力端子に供給される。更に、デュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡの第２電力増幅部(ＰＡ)１０Ｌの出力から生成される第２ＲＦ送信出力信号は、第２出力整合部(ＭＮ)２０Ｌと第２電力結合器３０Ｌとを介してフロントエンドモジュールＦＥＭのアンテナスイッチ(ＡＮＴ＿ＳＷ)５０の他方の入力端子に供給される。

【0133】

上述したように図８に示す本発明の実施の形態１による高周波モジュール１に内蔵されたフロントエンドモジュールＦＥＭには、図９に示されたローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌが含まれていない。従って、図８に示した本発明の実施の形態１による高周波モジュール１に内蔵された第１出力整合部(ＭＮ)２０Ｈと第２出力整合部(ＭＮ)２０Ｌは、出力インピーダンス整合の機能と図９のローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌの高調波抑圧の機能とを発揮する必要がある。この理由から、図８に示した本発明の実施の形態１による高周波モジュール１に内蔵された第１出力整合部(ＭＮ)２０Ｈと第２出力整合部(ＭＮ)２０Ｌは、図１に示した出力整合部(ＭＮ)２０の回路構成によってそれぞれ構成されている。その結果、図５で説明したように、基本波成分(１ＨＤ)の減衰量は小さく設定される一方、２次高調波成分(２ＨＤ)と３次高調波成分(３ＨＤ)等の高調波では大きな減衰量を実現することが可能となる。

【0134】

［実施の形態２］
《電力増幅器の他の構成》
図７は、本発明の実施の形態２による電力増幅器１の他の構成を示す図である。

【0135】

図７に示す本発明の実施の形態２による電力増幅器１が、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１と相違するのは、次の点である。

【0136】

すなわち、図７に示した本発明の実施の形態２による電力増幅器１においては、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊの接続個所が図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１とは相違している。図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１において、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、電力増幅部(ＰＡ)１０のトランジスタＱ１、Ｑ２の共通ドレインすなわち出力整合回路ＭＮ＿Ｃの入力端子と第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインとの間に接続されていた。

【0137】

それに対して、図７に示した本発明の実施の形態２による電力増幅器１においては、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは、出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔと第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインとの間に接続されている。その他の回路接続に関しては、両者間に相違は無い。

【0138】

図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１と図７に示した本発明の実施の形態２による電力増幅器１のいずれにおいても、出力整合回路ＭＮ＿ＣにおけるＲＦ信号振幅は下記のような順序で変化する。すなわち、電力増幅部(ＰＡ)１０のトランジスタＱ１、Ｑ２の共通ドレインすなわち出力整合回路ＭＮ＿Ｃの入力端子のＲＦ信号電圧振幅よりも、インダクタＬＭＮ１とインダクタＬＭＮ３との共通接続点の第１中間ノードのＲＦ信号電圧振幅の方が大きくなる。更にインダクタＬＭＮ１とインダクタＬＭＮ３との共通接続点の第１中間ノードのＲＦ信号電圧振幅よりも、インダクタＬＭＮ３とインダクタＬＭＮ５との共通接続点の第２中間ノードのＲＦ信号電圧振幅の方が大きくなる。更にインダクタＬＭＮ３とインダクタＬＭＮ５との共通接続点の第２中間ノードのＲＦ信号電圧振幅よりも、インダクタＬＭＮ５とインダクタＬＭＮ７との共通接続点の第３中間ノードのＲＦ信号電圧振幅の方が大きくなる。また更にインダクタＬＭＮ５とインダクタＬＭＮ７との共通接続点の第３中間ノードのＲＦ信号電圧振幅よりも、出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔのＲＦ信号電圧振幅の方が大きくなる。

【0139】

この理由は、出力整合回路ＭＮ＿Ｃは電力増幅部(ＰＡ)１０のトランジスタＱ１、Ｑ２の共通のドレインでの数Ω程度の低い出力インピーダンスと携帯電話の通信端末の送信アンテナの５０Ωの比較的高いインピーダンスを整合する機能を有するからである。すなわち、インピーダンスが、出力整合回路ＭＮ＿Ｃの入力端子と第１中間ノードと第２中間ノードと第３中間ノードとＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔの順序で、次第に数Ωから５０Ωまで増加している。

【0140】

従って、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１においては、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインには電力増幅部(ＰＡ)１０のトランジスタＱ１、Ｑ２の共通ドレインすなわち出力整合回路ＭＮ＿Ｃの入力端子の最小ＲＦ信号電圧振幅が印加されていた。この最小ＲＦ信号電圧振幅の印加の理由によって、図１に示した本発明の実施の形態１では、オフ時のトランジスタＱ５から発生する高調波成分の抑制が可能となっていた。

【0141】

それに対して、図７に示した本発明の実施の形態２においては、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインには出力整合回路ＭＮ＿Ｃの最大ＲＦ信号電圧振幅が印加される。この最大ＲＦ信号電圧振幅の印加の理由によって、図７に示した本発明の実施の形態２によるオフ時のトランジスタＱ５から発生する高調波成分は、図１に示した本発明の実施の形態１によるオフ時のトランジスタＱ５から発生する高調波成分よりも大きくなると言う欠点を有する。

【0142】

しかし、この欠点は、図９に示す本発明の実施の形態２による高周波モジュール１に内蔵されたデュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡと外部接続されるフロントエンドモジュールＦＥＭにより容易に解消されることが可能である。

【0143】

図９は、図７に示す本発明の実施の形態２による電力増幅器１が内蔵される高周波モジュール１の構成を示す図である。

【0144】

図８に示した本発明の実施の形態１による高周波モジュール１に内蔵されたフロントエンドモジュールＦＥＭと比較すると、図９に示したフロントエンドモジュールＦＥＭにはローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌが追加されている。図９に示されたローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌの機能は、ＲＦ送信出力信号に含まれる基本波成分(１ＨＤ)を可能な限り小さな減衰量で出力する一方、２次高調波成分(２ＨＤ)と３次高調波成分(３ＨＤ)等の高調波を可能な限り大きな減衰量で抑圧することである。

【0145】

以上の理由によって、図７に示した本発明の実施の形態２によるオフ時のトランジスタＱ５から発生する高調波の欠点は、図９に示したフロントエンドモジュールＦＥＭにより容易に解消されることができる。

【0146】

一方、図７に示した本発明の実施の形態２による電力増幅器１においても、インピーダンスが、出力整合回路ＭＮ＿Ｃの入力端子と第１中間ノードと第２中間ノードと第３中間ノードとＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔの順序で、次第に数Ωから５０Ωまで増加している。

【0147】

インピーダンス調整回路Ｚａｄｊの接続個所としては、図７のようにインピーダンス調整回路Ｚａｄｊを出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔと第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５のドレインとの間に接続した方が、図１の場合よりも電力損失が小さいことが本発明者等の検討によって確認された。

【0148】

すなわち、ハイパワーモードで、ハイレベル“１”のパワーモード信号ＰＭに応答してトランジスタＱ１、Ｑ２がＲＦ入力信号ＲＦ ｉｎｐｕｔの並列増幅動作を実行する際に、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５はハイレベル“１”のパワーモード信号ＰＭに応答してオン状態に制御される。その結果、第２スイッチ回路ＳＷ２のトランジスタＱ５がオン状態に制御されることで、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊは活性状態に制御されるが、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊと第２スイッチ回路ＳＷ２とに電流が流れて、電力損失が発生する。

【0149】

図７の場合の方が図１の場合よりもインピーダンス調整回路Ｚａｄｊの接続個所の出力整合回路ＭＮ＿Ｃのインピーダンスが高いので、ハイパワーモードのインピーダンス調整回路Ｚａｄｊと第２スイッチ回路ＳＷ２との電力損失は、図７の場合の方が図１の場合よりも小さいことが本発明者等の検討によって確認された。従って、図７の場合の方が、図１の場合よりも、消費電流と消費電力とを低減することが可能となる。

【0150】

従って、高調波の発生量は大きいというデメリットはあるがハイパワーモードの電力損失と消費電流と消費電力とが小さいと言う特性を持った図７に示した本発明の実施の形態２による電力増幅器１が、図９に示したように高調波減衰の機能を有するローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｈ、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０Ｌが追加されフロントエンドモジュールＦＥＭと組み合わされて使用されるものである。

【0151】

尚、冒頭では説明しなかったが、電力増幅部(ＰＡ)１０に含まれたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５には、ＬＤ型と呼ばれる高周波増幅と高出力増幅とに適したＭＯＳトランジスタが使用されたものである。尚、ＬＤは、Laterally Diffused(横型拡散)の略である。

【0152】

以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

【0153】

例えば、図８に示した本発明の実施の形態１による高周波モジュール１のデュアルバンド高周波電力増幅器ＨＰＡでは、電力検出のための第１電力結合器３０Ｈと第２電力結合器３０Ｌとは、方向性結合器(Directional Coupler)を使用したものであった。それ以外の電力検出方法としては、カレントセンス型電力検出方法を採用することも可能である。カレントセンス型電力検出方法は、電力増幅器の出力トランジスタと並列に素子サイズの小さな検出トランジスタを接続して、出力トランジスタのＡＣ・ＤＣ動作電流に比例する小さな検出Ｃ・ＤＣ動作電流を検出トランジスタに流すことによって電力を検出するものである。

【0154】

また例えば、図１に示した本発明の実施の形態１による電力増幅器１において、インピーダンス調整回路ＺａｄｊをトランジスタＱ１、Ｑ２の共通ドレインに接続するのではなく、出力整合回路ＭＮ＿ＣのインダクタＬＭＮ１、ＬＭＮ３の共通接続点の第１中間ノードに接続するように接続個所を変更することも可能である。

【0155】

更に例えば、図７に示した本発明の実施の形態２による電力増幅器１において、インピーダンス調整回路Ｚａｄｊを出力整合回路ＭＮ＿ＣのＲＦ出力信号端子ＲＦ ｏｕｔｐｕｔに接続するのではなく、出力整合回路ＭＮ＿ＣのインダクタＬＭＮ５、ＬＭＮ７の共通接続点の第３中間ノードに接続するように接続個所を変更することも可能である。

【0156】

更に電力増幅部(ＰＡ)１０に含まれたトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５は、ＬＤ型ＮチャネルＭＯＳトランジスタ以外に、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)や、ＧａＡｓやＩｎＰ等の化合物半導体を使用したＭＥＳＦＥＴやＨＥＭＴのＮチャネル電界効果トランジスタを使用することも可能である。

【符号の説明】

【0157】

１…高周波モジュール、電力増幅器
１０…電力増幅部(ＰＡ)
２０…出力整合部(ＭＮ)
ＩＣ…半導体チップ
ＰＣＢ…多層配線基板
Ｑ１〜Ｑ５…トランジスタ
ＯＰＡ…演算増幅器
ＳＷ１…第１スイッチ
ＳＷ２…第２スイッチ
ＰＭ…パワーモード信号
Ｒ１〜Ｒ３…抵抗
Ｃ１〜Ｃ３…容量
Ｌ１〜Ｌ２…インダクタ
Ｚａｄｊ…インピーダンス調整回路
ＭＮ＿Ｃ…出力整合回路
ＬＭＮ１〜ＬＭＮ７…インダクタ
ＣＭＮ１〜ＣＭＮ４…容量
ＢＷ１、ＢＷ２…ボンディングワイヤ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6A】

【図6B】

【図6C】

【図7】

【図8】

【図9】