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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】5872458
(24)【登録日】2016年1月22日
(45)【発行日】2016年3月1日
(54)【発明の名称】ノイズ減衰器
(51)【国際特許分類】
H03H 7/09 20060101AFI20160216BHJP
H01F 27/00 20060101ALI20160216BHJP
H01F 17/06 20060101ALI20160216BHJP
【ＦＩ】
H03H7/09 A
H01F15/00 D
H01F17/06 A
H01F17/06 F
【請求項の数】5
【全頁数】22
(21)【出願番号】特願2012-512864(P2012-512864)
(86)(22)【出願日】2011年4月26日
(86)【国際出願番号】JP2011060183
(87)【国際公開番号】WO2011136232
(87)【国際公開日】20111103
【審査請求日】2012年10月18日
【審判番号】不服2014-24532(P2014-24532/J1)
【審判請求日】2014年12月1日
(31)【優先権主張番号】特願2010-101508(P2010-101508)
(32)【優先日】2010年4月26日
(33)【優先権主張国】JP
(73)【特許権者】
【識別番号】503196721
【氏名又は名称】寺川 隆成
(74)【代理人】
【識別番号】100079164
【弁理士】
【氏名又は名称】高橋 勇
(72)【発明者】
【氏名】寺川 隆成
【合議体】
【審判長】
加藤 恵一
【審判官】
久松 和之
【審判官】
吉田 隆之
(56)【参考文献】
【文献】
特開平６−１１２０４８（ＪＰ，Ａ）
【文献】
特開２００６−３３１１３（ＪＰ，Ａ）
【文献】
特開２００１−３１３２１６（ＪＰ，Ａ）
【文献】
特開平３−６２６０７（ＪＰ，Ａ）
【文献】
特開平８−２６４３５５（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）
H03H 7/00 - 7/13
H01F 17/04 - 17/08
H01F 19/00 - 19/08
H01F 37/00
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
電源線等の導体線に重畳するノイズ電流により電子装置に生じる電磁波ノイズ障害を低減するノイズ減衰器であって、
前記導体線が中空孔を貫通するのを許容する筒状磁性材コアと、前記筒状磁性材コアの中空孔を通じて巻き付けた巻線と、この巻線に接続した抵抗素子とを有し、
前記筒状磁性材コアは、低周波から高周波域にわたり磁性損失の小さい広帯域特性を有すると共に、複数の磁性体リングコアにより形成され、
この各磁性体リングコアの内の一部又は全部に磁気ギャップを設けると共に、この各磁気ギャップ同士の位置を、それぞれ各磁性体リングコアの円周方向に沿って相対的にずらして配置したことを特徴とするノイズ減衰器。
前記導体線が中空孔を貫通するのを許容する筒状磁性材コアと、前記筒状磁性材コアの中空孔を通じて巻き付けた巻線と、この巻線に接続した抵抗素子とを有し、
前記筒状磁性材コアは、低周波から高周波域にわたり磁性損失の小さい広帯域特性を有すると共に、複数の磁性体リングコアにより形成され、
この各磁性体リングコアの内の一部又は全部に磁気ギャップを設けると共に、この各磁気ギャップ同士の位置を、それぞれ各磁性体リングコアの円周方向に沿って相対的にずらして配置したことを特徴とするノイズ減衰器。
【請求項2】
請求項１に記載のノイズ減衰器において、
前記各磁性体リングコアを同一形状の磁性体リングコアとすると共に、前記各磁性体リングコアの磁気ギャップを、前記筒状磁性材コアの中心軸線に沿って形成したことを特徴とするノイズ減衰器。
前記各磁性体リングコアを同一形状の磁性体リングコアとすると共に、前記各磁性体リングコアの磁気ギャップを、前記筒状磁性材コアの中心軸線に沿って形成したことを特徴とするノイズ減衰器。
【請求項3】
請求項１又は２に記載のノイズ減衰器において、
前記各磁性体リングコアは、フェライト材で形成したことを特徴とするノイズ減衰器。
前記各磁性体リングコアは、フェライト材で形成したことを特徴とするノイズ減衰器。
【請求項4】
請求項１，２，又は３に記載のノイズ減衰器において、
前記各磁性体リングコアは、その構成素材として透磁率の異なった磁性体リングコアを用いていることを特徴としたノイズ減衰器。
前記各磁性体リングコアは、その構成素材として透磁率の異なった磁性体リングコアを用いていることを特徴としたノイズ減衰器。
【請求項5】
請求項１乃至４の何れか一つに記載のノイズ減衰器において、
前記巻線を複数の独立した巻線により構成すると共に、当該各巻線毎に抵抗素子を個別に装備したことを特徴とするノイズ減衰器。
前記巻線を複数の独立した巻線により構成すると共に、当該各巻線毎に抵抗素子を個別に装備したことを特徴とするノイズ減衰器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、医療機器やコンピュータ制御精密電子装置などに影響を及ぼすノイズ電磁波障害を低減するノイズ減衰器に関する。【背景技術】
【0002】
近年、医療機器やコンピュータ制御精密電子装置などの誤動作、電気自動車やハイブリッドの自動車における運転者の意図しない急加速などが問題視されている。これらの問題は、医療機器やコンピュータ制御精密電子装置などが設置されている環境、或いは電気自動車やハイブリッドの自動車が走行している環境におけるノイズ電磁波の存在が根幹にある問題と考えられる。しかしながら、一方で医療機器やコンピュータ制御精密電子装置などが設置されている場所に大きなノイズ電磁波電磁界が存在しているからと言って、必ずしもノイズ障害が生じているとは限らない。医療機器やコンピュータ制御精密電子装置などが設置されている環境で実際に近接設置されたインバータ電源等による大きなノイズ電磁波の電磁界が存在しているにも拘わらず、医療機器やコンピュータ制御精密電子装置などにノイズ障害が生じていないという状況が存在するからである。従って、前記ノイズ障害は、前記電子装置まわりの配線導体に流れるノイズ電流の周波数およびその大きさと医療機器やコンピュータ制御精密電子装置まわりの配線形状などの要因が重なることによって発生するものと考えられる。
【0003】
現在、電磁波によるノイズ障害問題は、医療機器やコンピュータ制御精密電子装置などにおいて対処すべき重要な障害問題となっているため、多種多様のノイズ対策品が開発され、市販されている。しかし、これら多種多様のノイズ対策品の選択及び利用法とノイズ障害低減効果創出については、ノイズ対策品を利用する前記医療機器、コンピュータ制御精密電子装置メーカにおける技術担当者の技術的裁量に委ねられているというのが実情である。【0004】
次に、前述の電磁波ノイズ電流の形態につき述べる。ノイズ障害を引き起こす電磁波ノイズ電流の形態は、一般にノーマルモード（或いはディファレンシャルモード電流）と、コモンモード電流（或いは不平衡電流）とに分類されている。コモンモードノイズ電流とノーマルモードノイズ電流が共に電子機器に接続された信号伝送導体線の正規信号電流に重畳する現象は良く知られている。
【0005】
それ故、現用ノイズフィルタはノーマル、コモンの両モードノイズ電流に対処すべく構成されている。一般に前記医療機器やコンピュータ制御精密電子装置における電磁波ノイズ障害は、主に電力線に接続された電源線およびアースラインを経由して発生すると考えられ、そのために電源線用ノイズフィルタが市販、多用されている。また単線のアースラインではノーマルモードノイズ電流の存在は無いが、アースラインの本来機能である保安機能を阻害するノイズ対策品をラインに挿入使用すること許されないから、その対策用品は機能的に限られたものとなる。【0006】
一方、現在市販されている電源線用ノイズフィルタは図１０に示す構成が基本形となっており、インダクタコイルに用いるフェライトトロイダルコア２０には高周波領域においても透磁率が大きく、かつ低損失特性を有する優れた広帯域特性フェライト材が用いられている。しかし、そのフェライト材は前述のように優れた広帯域特性を持つ磁性材ではあるがインダクターとして使用する場合、小電流値でも磁気飽和し易いという欠点がある。そのため、多くの市販電源ライン用ノイズフィルタでは１つのフェライトトロイダルコア２０に２つのコイル２１，２２が巻き付けられており（例えば特開平６−２３３５２１号）、電源線を流れる数アンペアから数十アンペアのノーマルモード電源電流ではフェライトトロイダルコア２０が磁気飽和してインダクター機能を失わないようにフェライトトロイダルコア２０内の磁束Φが、図１１に示すごとく互いに打ち消し合うように巻かれている。従って、２つのコイル２１，２２はノーマルモードノイズ電流に対してはインダクター機能はなく、その阻止機能を持たない。しかし、電源線に重畳したとしてもフェライトトロイダルコア２０に磁気飽和を起こさない程の微小電流と考えられるコモンモードのノイズ電流に対しては、磁束Φの向きは同方向となるので、コイル２１，２２は共にインダクターとしての機能を果たすこととなる。つまり、フェライトトロイダルコア２０に巻かれた二つのコイル２１，２２はコモンモードノイズ電流の阻止機能を目的にしたコイルであって、電源電流によって磁気飽和せぬよう図られているのである。尚、一般に前記コイル２１，２２の巻線数は同一に採られており、ノーマルモード電源電流値の大きさ如何に拘わらず磁気飽和を阻止すべく図られているのが実情である。【先行技術文献】
【特許文献】
【0007】
【特許文献1】特開平６−２３３５２１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
前述の様に、電源線等の導体線に使用されているノイズフィルタのインダクタコイルはコモンモードノイズ電流が電子装置側に流入するのを妨げる機能を果たすのみでノーマルモードノイズ電流の流入阻止の機能をもたない。図１０に示す基本構成による現用電源線ノイズフィルタにおいては、ノーマル，コモンの両モードのノイズ電流の電子装置側への流入阻止機能は、主にコンデンサＣによって短絡状態を作り出し、ノイズ周波電流が電子装置側に流れ込まないように図られている。【0009】
次に、よく知られ、普及しているとして図１２に示す様なフェライト材を使ったノイズ対策品につき述べる。この形のノイズ対策品は多くのフェライト材メーカ（ＴＤＫ株式会社，ＮＥＣトーキン株式会社など）から市販されている。前記ノイズ対策品は、筒状のフェライトコア２３の挿通孔２３ａに導体線を通すことでノイズ電流低減効果があるとされている。また、図１３に示すノイズ対策品は、図１２の円筒状フェライト材ノイズ対策品の発展型で、板状フェライトコア２４に複数の挿通孔２４ａを並列に設けてこれに複数本の導体線を挿通して使用するものである。【0010】
これら図１２及び図１３に示すフェライトを用いたノイズ対策品は、導体線に流れる正規信号電流の周波数領域である低周波数領域では磁性体損失が小さく、信号周波数領域を超えた高周波ノイズ周波数領域では磁性体損失が大となるようにフェライト材を配合、焼結加工しているものと想定されるが、材料配合及び焼結作業によるノイズ電流の阻止周波数領域を任意に調整することは至難の業と考えられる。また、これらのノイズ対策品は、信号電流としては小さな電流値が想定されていて、挿通した導体線の電流によるフェライト材の磁気飽和を考慮しなくともよい導体線にのみ適用されている。
【0011】
本発明の目的は、電源線やアース線などの導体線に重畳したノイズ電流を前記導体線と巻線間の電磁誘導により、そのノイズ電力の一部を巻線側回路に配された抵抗で消費すると共に導体線に重畳するノイズ電流を抑制することにより、医療機器やコンピュータ制御精密電子装置に生じるノイズ障害を低減するノイズ減衰器を提供することにある。【課題を解決するための手段】
【0012】
すなわち、本発明に係るノイズ減衰器は、図１（a）、（ｂ）に示すごとく、筒状コア２に高周波領域においても損失の少ないフェライト材を用い、筒状コア２の中空部を貫通した巻線３を巻き付け、その巻線３にインピーダンス素子４を配していることを特徴としている。前記巻線を施した筒状コア２の中空部２ａ内に導体線１を貫通させることにより、前記導体線１に重畳するノイズ電流を前記巻線３への電磁誘導作用によって巻線３へ誘導してインピーダンス素子４で消費すると共に、ノイズ障害の低減をも図っているものである。本発明に係るノイズ減衰器において使用する筒状コアとしては既存の広帯域特性トロイダルコアを複数個重ねて円筒形状を形成しても良いし、当初から筒状に焼結加工されたものを用いてもよい。なお、フェライト材に代えて他の磁性材を用いてもよい。【0013】
本発明によれば、アース線や電源線などの導体線をノイズ減衰器の筒状コアに挿通することにより、ノイズ障害を低減することができ、且つノイズ電力の再放射を最小限にとどめて電磁環境の浄化に寄与できる。さらに、前記導体線が単線のアース線や２線或いは３線の電源線であったとしても、個々の導体線毎に挿通し適用することができ、アース線や多線式電源線に生じている電磁波ノイズ障害の低減にも有効利用できる。
さらにまた、前記導体線を筒状コアに挿通設置するだけで、前記導体線との結線接続作業が不要となるため、現状の配線関係を維持したままでのノイズ障害対策を行うことができるという利点もある。
尚、前記図１（a）、（ｂ）では巻線に接続されたインピーダンス素子が純抵抗で表示してあるが、コンデンサやインダクターを含む周波数応答性をもつインピーダンス素子であっても良い。しかし、本発明におけるノイズ電磁波環境浄化機能の説明を明確にするために、以下の本発明の実施形態においては図１（a）、（ｂ）の純抵抗のみの場合によって説明する。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】（ａ）は、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を示す斜視図、（ｂ）は本発明の実施形態に係るノイズ減衰器に用いる筒状コアの断面を示す図面である。
【図2】（ａ）は、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器に導体線を挿通してノイズ障害低減を行う際の状態を説明する回路図、（ｂ）は (a）のノイズ減衰器部分を拡大して説明に供する構造図であるが、図１の（ｂ）と重複呈示してある。
【図3】本発明の実施形態に係るノイズ減衰器におけるノイズ減衰機能を示す等価回路図である。
【図4】本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を複数個使用し、ノイズ電磁波障害低減効果を高める方法を示す説明図面で、図４（ａ）はアースラインなどの単線ラインに本発明に係るノイズ減衰器を複数個挿通使用した適用例、図４（ｂ）は従来の電源線などの２線式導体線への適用例を示す図面である。
【図5】本発明に係るノイズ減衰器とコンデンサを併用した電源線用ノイズフィルタの実施形態を示す回路図である。
【図6】磁性体コア材の透磁率の周波数特性を示す特性図である。
【図7】磁性体コア材の透磁率の周波数特性を示す特性図である。
【図8】インダクターのインダクタンスと筒状コアの飽和電流値を調節する磁気ギャップ付きコアを使用した本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を示す斜視図である。
【図10】汎用電源線用ノイズフィルタの構成回路図を示す図面である。
【図11】汎用電源線用ノイズフィルタのインダクター内磁界を示す説明図である。
【図12】汎用の市販ビーズ型フェライトノイズ対策品を示す斜視図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【0015】
例えば自動車のエンジンルーム内にはコンピュータ制御電子機器間を繋ぐハーネス（導体線）が組み込まれており、そのハーネスの全長も十数ｍにも達することがある。イグニッションノイズ電磁波は数十キロヘルツから数メガヘルツの高周波であり、前記ハーネスの導体線は線状受信アンテナとして作動すると考えられる。つまり、如何なる導体線も全て線状アンテナとして作動することはアンテナ工学の分野で良く知られた事柄であり、前記ハーネス（導体線）も例外ではない。従って、路面反射等を含めてエンジンルーム内に侵入したイグニッションノイズ電磁波は、前記ハーネスの導体線が線状受信アンテナとして作動することにより、前記ハーネスの導体線にコモンモードノイズ電流を生じる要因となりうる。
【0016】
このことから、ハーネスの導体線上に生じたノイズ電流が電子制御回路に電磁波ノイズ障害を引き起こし、運転者の意図しない急加速などの問題を生じさせる可能性が考えられる。【0017】
本発明は、以上の状況に基づいてなされた発明であり、電磁波ノイズに対する技術的対策の理論的検討により、ノイズ障害事故の低減に資するものである。本発明の実施形態に係るノイズ減衰器は図１（ａ）（ｂ）に示す様に、ノイズが重畳する電力線或いはアース線などの導体線１が中空孔２ａに貫通する筒状磁性材コア（以下、筒状コアという）２と、前記筒状コア２の中空孔２ａに通して前記筒状コア２に巻き付けた巻線３と、前記巻線３に接続したインピーダンス素子４とを有する構成を基本構成としたものである。この場合、前記導体線１と前記巻線３との間は電気的に絶縁してある。
【0018】
具体的に説明すると、本実施形態では図１（ａ）（ｂ）に示す様に、低周波から高周波域にわたり磁性損失の小さい、所謂広帯域特性を持つ磁性体リングコア（例えば、フェライト製のトロイダルコア）２１，２２・・・２ｎを複数個重ねて筒状コア２を形成している。前記筒状コア２に磁気飽和現象が生じると、巻線３がインダクターとして機能しなくなりノイズ電流阻止効果と抵抗４によるノイズ電力消費効果とが期待できなくなるため、前記筒状コア２の磁気飽和を最小限に止めるべく電源線等の導体線１を筒状コア２の中空孔２ａに挿通して使用するだけの形態をとり、図１２のフェライトビーズと同様に電源電流等の信号線電流が筒状コア２内に作る磁束が最少となって筒状コア２の磁気飽和に対処すべく図られている。
現在市販されている前記図１２の現用ノイズ対策品も前記導体線を挿通して使用する形態ではあるが、そのフェライトコアは高周波領域での磁性損失が大なるように作られているが、ＭＨｚ以下のノイズ周波数領域でのノイズ抑制効果が小さい。
他方、本発明による図１、図２に示す実施形態では、８個の広帯域低損失特性を持つトロイダルコア（磁性体リングコア）２１，２２・・・２ｎを複数個重ねて筒状コア２を形成する形態を示している。この場合、複数個重ね合わせるトロイダルコア２１，２２・・・２ｎの使用個数は、数が少ない場合は挿通する導体線１に対して呈するインダクタンスの値が小さくなり、多い場合には大きくなるため、筒状コア２を形成するトロイダルコア２１，２２・・・２ｎの個数、前記抵抗４の値と巻線３の巻線数Ｎとを変えてノイズ電流抑制値とその有効下限周波数を調整することができる。なお、トロイダルコア（磁性体リングコア）２１，２２・・・２ｎの個数は８個に限られるものではない。複数の磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎとして、フェライト製のトロイダルコアを用いたが、これ以外の磁性体リングコアを用いてもよい。
【0020】
さらに、図１（ａ）の二次側の巻線回路Ｐにおける巻線３は図１（ｂ）に示す様に、前記筒状コア２の中空孔２ａを通してＮ回巻き付けられ、その端子３ａ，３ｂ間には抵抗４が接続されている。また、前記巻線３は、前記挿通した導体線１との電気的接触のないように筒状コア２に巻き付けてある。ここで、前記巻線回路Ｐに、抵抗４だけでなくインダクターやコンデンサを併用して熱消費のノイズ電力に周波数特性を持たせてもよい。 なお、前記本発明の基本構成において、筒状コア２が導体線１に呈するインダクタンスＬ０と、前記巻線３の巻線数Ｎに依存するインダクタンスＬ１との関係およびノイズ障害低減機能の詳細については後述する。
【0021】
以上の構成により、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器は、前記筒状コア２の中空孔２ａに貫通させた電源線やアース線などの導体線１にノイズ電流が重畳すると、前記ノイズ電流の一部が前記導体線１から前記巻線３へ電磁誘導されて前記巻線３に流れ、前記巻線３に配された抵抗４で熱消費されるとともに電磁波ノイズ障害を生じている医療機器やコンピュータ制御精密電子装置への流入ノイズ電力を低減し、ノイズ電磁波障害を除去しようとするものである。【0022】
この様に本発明に係るノイズ減衰器において、筒状コア２の中空孔２ａに導体線１を挿通して使用する場合にも、ノイズ障害の状況と被障害電子装置の設置された電磁環境に応じて、筒状コア２を形成する磁性体リングコアの使用個数、巻線３の巻線数、巻線３側の抵抗４の抵抗値を、適宜決定すれば良い。【0023】
次に、本発明に係るノイズ減衰器のノイズ障害低減機能を説明するに、図２（ａ）に示す回路構成モデルによって行うこととする。図２（ａ）において、電源線等の導体線１の信号電流に重畳して流れているノイズ電流Ｉ０は、導体線１が線状アンテナとして作動した結果流れているノーマルモード電流であって、前記線状アンテナの受信電圧をノイズ電圧源Ｅとして表示している。また、図２（ａ）では、ノイズ電流Ｉ０がノーマルモード電流の形態を示しているが、コモンモードノイズ電流に対しても後述する等価ノイズ負荷抵抗ＲＬを想定することで、同じ回路モデルにより説明できる。すなわち、ノイズ電流がコモンモード電流であれ、ノーマルモード電流であれ、前記医療機器やコンピュータ制御精密装置にノイズ障害を生じる際には必ずノイズ電力の消費を伴うものと考えられ、その電力消費量をＩ０２ＲＬとしてこのＲＬを等価ノイズ負荷抵抗と定義できると考えている。したがって、コモンモードノイズ電流の場合でも前記装置の筐体と大地間に形成される迷容量の介在による電流であることを考慮して、図２（a）に示したモデルによってノイズ障害の対処をすればよい。
【0024】
上述した様に、本発明の実施形態では、導体線１に重畳したノイズ電流Ｉ０の一部を巻線３に電磁誘導作用により誘導することで抵抗４において熱消費し、かつ等価ノイズ負荷抵抗ＲＬでの消費ノイズ電力Ｉ０２ＲＬを低減することにより、前記装置に対するノイズ障害低減効果を創出するものである。本発明者は、前記筒状コア２の中空孔２ａに挿通した導体線１の呈するインダクタンスＬ０と、前記巻線３が呈するインダクタンスＬ１との関係をＬ，Ｃ，Ｒメータに依って実測し、前記導体線１を筒状コア２の中空孔２ａに挿通した場合の導体線１のインダクタンスがＬ０であり、巻線３の呈するインダクタンスがＬ１であるとき、巻線３の巻線数Ｎとの間では、
Ｌ１≒Ｎ２Ｌ０ （１）
の関係が成立していることを導き出した。
【0025】
次に、前記式（１）の関係に基づくことにより、ノイズ電流Ｉ０を低減する効果について述べる。図２（ａ）において、等価ノイズ負荷抵抗ＲＬで消費されるノイズ電力ＰＲＬについて求める。このノイズ電力ＰＲＬは、ノイズ電流Ｉ０に基づいてノイズ障害を電子機器に与える電力であり、言い換えるとノイズ障害に費やされる電力である。
前記電力ＰＲＬは、式（２）、（３）に示す連立微分方程式で、２式をノイズ源電圧がe=Ｅejωｔ、ノイズ電流Ｉ０がｉ０＝Ｉ０ｅｊωｔ，巻線３に電磁誘導されて流れるノイズ電流がｉ１＝Ｉ１ｅｊωｔなる正弦波であると仮定して解いた結果の式（４）、（５）から、式（８）の形で得られる。ここに、Ｉ０は導体線１に重畳するノイズ電流、Ｉ１は巻線３に電磁誘導されて流れるノイズ電流である。Ｌ０は前述のように筒状コア２に挿通した導体線１が呈するインダクタンス、Ｌ１は前記巻線３が呈するインダクタンス、ＲＬは前記等価ノイズ負荷の抵抗値、Ｒ１は巻線３に接続した抵抗４の抵抗値である。
式（２）（３）の連立微分方程式の解は、
となる。
（１）式のＬ１≒Ｎ２Ｌ０の関係と式（６）、（７）から、
が得られる、ＰＲＬは等価ノイズ負荷抵抗ＲＬで消費されるノイズ電力、ＰＲ１は巻線３の抵抗４で消費されるノイズ電力である。式（８）（９）において、ωはノイズ電圧，電流の角周波数である。
【0026】
本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を用いない場合に等価ノイズ負荷抵抗ＲＬで消費されるノイズ電力は、Ｅ２／ＲＬである。これに対して、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を用いた場合、ノイズ電流Ｉ０の一部を巻線３に電磁誘導させて巻線３の抵抗４で熱消費しつつ、一部のノイズ電力は再放射される。式（８）で、
とおけば、式（１０）に示すαは明らかに１より小さくなるから、本発明によるノイズ減衰器を用いないときの等価ノイズ負荷抵抗ＲＬで消費されるノイズ電力のＥ２／ＲＬより小となり、ノイズ障害を低減する機能を持つことが示されている。そして、そのノイズ電力の一部が巻線３側の抵抗４により式（９）に示す電力ＰＲ１として消費されていることを示している。
以上の様に、本発明に係るノイズ減衰器を用いることで、等価ノイズ負荷抵抗ＲＬでノイズ障害を生じるのに消費する電力ＰＲＬを低減することでノイズ障害除去効果が期待できる。
【0027】
また、ノイズ減衰器の巻線３の抵抗４で消費されるノイズ電力ＰＲ１を表す式（９）でと置けば、式（１０）、（１１）のＮとＲ１の値を選ぶことで、種々のα、βを得ることができるから、ノイズ対策現場における環境電磁波ノイズの低減を図りながらのノイズ障害除去作業が可能となる。そこで、この作業を行う場合のαとβの値についての数値例を挙げておく。
図１の筒状コア２における式（１）のＬ０にインピーダンスメータによる実測値６４μＨを用いて、この値を使っての式（１０）および式（１１）によるα、βの値は、巻線３の巻線数Ｎ＝３、抵抗４の抵抗値Ｒ１＝１ｋΩ、等価ノイズ負荷抵抗ＲＬの抵抗値ＲＬ＝５０Ωとすると、αについてはノイズ周波数が１００ＫＨｚである場合に−３．２ｄＢ、ノイズ周波数が５００ＫＨｚである場合に−９ｄＢ、ノイズ周波数が２ＭＨｚである場合に−１０ｄＢ、１０ＭＨｚ以上のノイズ周波数帯域でも−１０ｄＢとなる。また、βについてはノイズ周波数が１００ＫＨｚである場合、β＝０．１２、ノイズ周波数が５００ＫＨｚである場合、β＝０．２１、ノイズ周波数が１ＭＨｚ以上の場合であってもβ＝０．２１となる。
つまり、この場合は５００ｋＨｚ以上でのノイズ周波電力Ｅ２／ＲＬは、その２１％が抵抗４で熱消費され、等価ノイズ負荷抵抗ＲＬでの障害電力は１０％〜１２％に軽減されて、残余のノイズ周波電力が反射電力となることを示している。
一方、前記条件と同じ、Ｌ０＝６４μＨ、Ｎ＝３、ＲＬ＝５０Ωで、巻線３の抵抗４の抵抗値Ｒ１を５ＫΩに変えると、αの値はノイズ周波数が１００ＫＨｚの場合−２．３ｄＢ、ノイズ周波数が５００ＫＨｚの場合−１２ｄＢ、ノイズ周波数が２ＭＨｚ以上の場合は−２０ｄＢとなって前記Ｒ１＝１ｋΩのときより５００ｋＨｚ以上のノイズ周波数で等価ノイズ負荷抵抗ＲＬの消費ノイズ電力が減少し、ノイズ障害低減効果は向上する。
しかし、他方、βの値は、ノイズ周波数が１００ＫＨｚである場合は０．０３、ノイズ周波数が５００ＫＨｚである場合は０．０７、ノイズ周波数が２ＭＨｚ以上である場合は０．０８となり、巻線３の抵抗４での熱消費電力が大幅に減少し、したがって反射電力も大幅に増大してノイズ電磁波についての電磁環境緩和に寄与する効果が低下している。
上述した様に、前記筒状コア２に挿通した導体線１が呈するインダクタンスＬ０と、前記巻線３が呈するインダクタンスＬ１と、前記巻線３の巻線数Ｎとを前記式（１）に示す関係から、この条件下で巻線３の巻線数Ｎと抵抗４の抵抗値Ｒ１を選ぶことにより、種々のα，βを得ることでき、適宜αとβの値を選ぶことで電磁環境の浄化と共にノイズ障害の低減を図ることができる。
なお、ＣＥマーキング等の現状法的ノイズ規制下においては大きな環境ノイズ電磁界の存在は考えられないから、前記導体線１に流れるノイズ電流Ｉ０が大きい場合は等価ノイズ負荷抵抗ＲＬが小さいものと考えられ、ノイズ電流Ｉ０が小さい場合にはＲＬの値が大きいと考えられる。それ故、本実施形態では等価ノイズ負荷抵抗ＲＬを最大でも５０Ω程度と見積もっている。
また、式（８）〜（１１）が示すように巻線３の巻数Ｎが固定された状態で等価ノイズ負荷抵抗ＲＬの抵抗値が変われば、巻線３に接続した抵抗４の抵抗値Ｒ１の値を適宜変えてノイズ障害に対処すれば良いし、また前記巻線３の巻数Ｎを変えてノイズ障害解消のための最適なＲ１値を選定しても良い。つまり、電磁波ノイズ障害下にある電子装置において、ノイズ障害を低減除去し、かつその設置現場における電磁環境の改善に供する最適Ｎ，Ｒ１の値を選定できることとなる。但し、ＲＬの値はノイズ障害をうけている電子装置における特有の値と考えられ、計測作業によって得られる値ではなく、クランプ型オシロスコープ電流計による導体線１のノイズ周波電流計測値と環境ノイズ電磁波の電磁界計測値から推定する値である。
なお、本発明に係るノイズ減衰器において前記抵抗４のかわりに可変抵抗器によりその抵抗値を可変にすることでも、上記電磁波ノイズ障害に対処することができることは言うまでもない。
【0028】
次に本発明によるノイズ低減効果およびノイズ電磁波環境浄化機能を図３によって説明する。図３は、図２（a）及び図２（ｂ）に示した磁性体リングコア２１、２２・・・２ｎを積層した筒状コア２の中空孔２ａを貫通する導体線１を一次巻線とし、前記筒状コア２の中空孔２ａに挿通して前記筒状コア２に巻かれた巻線３１，３２・・・３ｎを二次巻線とした変成器に相当する等価回路図である。
ただし、図２（ａ）（ｂ）では、二次巻線としての巻線３の数を１、その巻線３による巻線回路Ｐの回路素子を純抵抗４としてあるが、これに限られるものではなく、図３のようにしてもよい。すなわち、図３に示す様に、前記筒状コア２に個々に独立して巻かれる巻線３１，３２，・・・３ｎが複数であっても良く、複数の巻線３１，３２，・・・３ｎによる個々に独立した巻線回線Ｐ１，Ｐ２・・・Ｐｎを複数に設定しても良い。さらに、複数の二次巻線の巻線３１，３２，・・・３ｎに接続するインピーダンス素子４は、純抵抗の単独のものばかりではなく、抵抗，インダクター及びコンデンサを含むインピーダンス素子４であっても良い。
従って図３では、図２に示す抵抗４の代わりにインピーダンス素子４をＺ１〜Ｚｎで表示してある。また図３において、Eは導体線１がアンテナとして作動しノイズ電流I０を派生するときの電圧を示している。I１、I２〜IｎはI０および各巻線３１，３２，・・・３ｎへの相互誘導作用によって派生するノイズ電流を示している。従って、図３から、以下の式が与えられる。
（１２）式（行列式）において、ωはノイズ電流の角周波数、M０１等は一次側巻線（導体線１）および二次側の各巻線３１，３２，・・・３ｎ間の相互誘導係数であるが、図３では図の煩雑さを避けて一次側巻線（導体線１）と二次側の各巻線３１，３２，・・・３ｎ間の相互誘導係数のみを表示してある。良く知られているように、Ｍmn＝Ｍnmである。また巻線３１，３２・・・３ｎの巻線数N１、N２等は巻線３１，３２・・・３ｎの番号及び巻線数を示すものとし、これらの添字番号と電流I、巻き線のインダクタンスLの添字番号を一致させてある。また前記相互誘導係数Mnmは
以上を考慮して（１２）式を解けばI０〜Iｎが求められ、従って前記ノイズ障害電力I０２RLと二次側の各巻線３１，３２，・・・３ｎの各インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚｎで消費されるノイズ電力とが分かることになる。
【0029】
また本発明者は、前記筒状コア２の中空孔２ａに挿通された導体線１が呈するインダクタンスＬ０と、前記巻線３が呈するインダクタンスＬmとの関係をＬ，Ｃ，Ｒメータに依って実測し、前記（１）式と同様に、低損失の筒状コア２の中空孔２ａに挿通した導体線１が呈するインダクタンスL０と巻線数Ｎmの巻線３が呈するインダクタンスLm間で、（１３）式が成立していることを導き出した。Ｌm≒Ｎm２Ｌ０ （１３）
【0030】
（１３）式の関係を用いて（１２）式の計算を行う場合、Ｌm=Nm2L0とおけるから、Mnm=±NnNmL0となる。また、ノイズ電力の消費量に注目し、図３におけるインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２・・・Ｚｎを単に純抵抗Ｒ１，Ｒ２・・・Ｒｎとおけば、（１２）式のＺ０，Ｚ１，Ｚ２・・・Ｚｎは、Ｚ０＝ＲL+ｊωＬ0、Ｚ１＝Ｒ1+ｊωＬ1＝Ｒ1+Ｎ12ｊωＬ0、・・・Ｚn=Ｒn+ｊωＬn=Ｒn+Ｎn2ｊωＬ０となり、各電流値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２・・・ＩｎからＲLおよび二次側の巻線３１，３２，・・・３ｎの抵抗Ｒ１、Ｒ2,・・Ｒnでのノイズ電力消費量を求めると、
【0031】
二次側の巻線の数ｎ＝１の場合。が得られる。
【0032】
二次側の巻線の数ｎ＝２の場合。が得られる。
【0033】
二次側の巻線の数ｎ＝３の場合。が得られる。
【0034】
二次側の巻線の数ｎ＝ｎの場合も同様にして求められる。【0035】
（１４）〜（２２）式において、Ｅ2／ＲLは図２における本発明のノイズ減衰器が無い場合に等価ノイズ負荷抵抗ＲLで消費されるノイズ電力を示しており、αはノイズ減衰器が存在した時のＲLで消費されるノイズ電力の低減度を示している。またβは二次側の巻線３１，３２・・・３ｎの各抵抗Ｚ１，Ｚ２・・・Ｚｎで消費されるノイズ電力のＥ2／ＲLに対する割合を示している。換言すると、βはノイズ環境浄化への寄与率を示している。従って、図２に示す本発明のノイズ減衰器が存在することにより、図２に示す本発明のノイズ減衰器が無い場合に等価ノイズ負荷抵抗ＲLで消費されるノイズ電力Ｅ2／ＲLは、(１４)，（１６）及び（１９）式から明らかなように低減され、その低減された電力分は、（１５），（１７），（１８），（２０），（２１）及び（２２）式から明らかなように、二次側の巻線３１，３２・・・３ｎの各抵抗Ｚ１，Ｚ２・・・Ｚｎで消費される。
従って、本発明によるノイズ減衰器においては、ノイズ負荷におけるノイズの消費電力つまりノイズ低減効果は１巻線回路の場合と同じであるが、二次側の巻線回路Ｐの巻線３に接続したインピーダンス素子４によるノイズの電力消費量は、二次側の巻線回路Ｐが１巻線回線Ｐより複数の巻線回線Ｐとした場合の方が増大し、二次側の巻線回路Ｐの数が多ければ多いほど増大する。つまりノイズ環境浄化機能が増大する。
【0036】
次に、図２に示す本発明による実施形態の変更例を説明する。図２に示す本発明による実施形態では、１個のノイズ減衰器Ｄの筒状コア２の中空孔２ａに図１に示す導体線１を貫通させている形態を示してあるが、被ノイズ電磁波障害電子装置へのノイズ障害低減効果を優先し、環境ノイズ電磁波低減効果を犠牲にする場合には、図４（ａ）に示す様に、導体線１をｍ（ｍ＝１〜ｎ）個のノイズ減衰器Ｄの筒状コア２の中空孔２ａに挿通使用してもよい。この場合の実施形態として、ｍが３の場合の効果につき述べる。まず、挿通個数がｍ個の場合の式（１０）に示すαの値は、式（２６）で示すαｍの形となるが、式（２６）の導出過程について説明するに、図１（ｂ）において、筒状コア２の中空孔２ａに挿通した導体線１側から巻線３側を見たインピーダンスＺ、つまり変圧器において１次側から２次巻線側を見たインピーダンスは、式（２３）で示され、
となるから、これをｍ個直列にした場合のノイズ源Ｅ側から見た入力インピーダンスＺｉｎは、式（２４）で示す、
となり、式（２４）から
を得て、
βについても同様に、
式（２６），式（２７）で、Ｌ０＝６４μＨ、Ｎ＝３、巻線３に接続した抵抗４の純抵抗値Ｒ１を１ＫΩとし、ｍ＝３とすると、αｍの値は、ノイズ周波数が１００ｋＨｚの場合−９ｄＢ、５００ｋＨｚの場合−１６．６ｄＢ、ノイズ周波数が２ＭＨｚ以上である場合は−１７．７ｄＢとなって、よりノイズ障害低減効果を上げることができている。しかし、Ｒ１によるノイズ電力の吸収効果を示すβｍの値は、ノイズ周波数１００ｋＨｚでは０．１０、５００ｋＨｚでは０．１１、２ＭＨｚ以上のノイズ周波数でも０．１１となって電磁環境浄化機能は単独つまり、ｍ＝１の場合よりも低下している。
また、巻線３に接続した抵抗４の純抵抗値Ｒ１を５ｋΩとした場合のαｍの値は、ノイズ周波数が１００ｋＨｚの場合は―８．５ｄＢ、５００ｋＨｚの場合−２１．４ｄＢ、２ＭＨｚでは−２８．９ｄＢ、１０ＭＨｚ以上のノイズ周波数では−３０．７ｄＢとなり、電子装置側へのノイズ電力低減効果は増大するものの、βｍの値はノイズ周波数１００ｋＨｚの場合０．０２、５００ｋＨｚ以上のノイズ周波数でも０．０３となり、電磁環境浄化機能は僅か３％程度と大幅に劣化する。
この様に本発明に係るノイズ減衰器を複数個用い、その複数個のノイズ減衰器の筒状コア２の中空孔２ａに導体線１を挿通して使用する場合にも、ノイズ障害の状況と被障害電子装置の設置された電磁環境に応じて、使用個数ｍ、巻線３の巻線数Ｎ、巻線３に接続した抵抗４の抵抗値Ｒ１を式（２６）、式（２７）の数値計算により適宜決定すれば良いことが示されている。
【0037】
ノイズ電磁波による障害は、電子機器に接続されたアース線や電源線等の導体線１がアンテナとして作動することにより生じる。従って、導体線１に伝わるノイズ電流のモードは基本的にはコモンモードであるが、電源線などの導体線１は２線式であり、それが直角に曲げられたり引き回されたりしているためにノーマル（ディファレンシャル）モードのノイズ電流に変換され、導体線１には二つのモードのノイズ電流が混在する。本発明の実施形態に係るノイズ減衰器で電源線等の２線の導体線１を挿通して使用した場合は、理論上前記基本ノイズ電流であるコモンモードのノイズ電流に対してのみのノイズ障害低減効果があると考えられ、ノーマル（ディファレンシャル）モードノイズ電流は２本の導体線１を互いに逆方向に流れて筒状コア２内に作る磁束を打ち消し合うため、ノーマルモード電流に対してのノイズ障害低減効果がないものと考えられる。
そこで、前記２つのモードのノイズ電流に対して本発明の実施形態に係るノイズ減衰器を同時に有効とするには、図４（ａ）（ｂ）に示す構成を提案する。但し、この場合は図４（ｂ）に示したように２つの導体線１ａ，１ｂの１線ずつを本発明の実施形態に係る図１のノイズ減衰器Ｄの筒状コア２の中空孔２ａに貫通させるため、周知の「アンベア周回積分」の法則から電源電流等の大電流による磁束が筒状コア２の内部に生じる。
しかし、上述した様に本実施形態においては、導体線１を挿通して使用する形態であるから変圧器の一次巻線数が１である場合に相当し、インダクターとしての最も磁気飽和を抑えた使用形態となっていて、また前記筒状コア２のコア径の大なるものの使用により磁気飽和に至らずに、電源電流等の大きな電流値に耐えうるものが実現可能と考える。
【0038】
また、図４（ｂ）に示す構成では複数個の本ノイズ滅衰器Ｄを使用してノーマル（ディファレンシャル）モードの両ノイズ電流に対応しているが、この場合、個々のノイズ減衰器Ｄは巻線３の巻線数Ｎと抵抗４の各抵抗値Ｒ１が夫々異なっていてもよい。さらに、図５に示す様に、従来のノイズフィルタの技術を併用して、ノイズ減衰器Ｄに貫通させた導体線１ａ，１ｂの入出力端に並列コンデンサＣを加えて使用しても良い。
【0039】
以上説明したように本発明の実施形態によれば、アース線や電力線などの導体線をノイズ減衰器の筒状コアに挿通することにより、電磁波ノイズ障害を低減することができ、且つノイズ電磁波の反射（換言すれば無効電力）を低減し、電磁波ノイズ環境を浄化できる。さらに、導体線をノイズ減衰器の筒状コアに挿通することにより設置することができるため、前記導体線１が単線のアース線や２線或いは３線の電源線であったとしても、複数本のアース線や電源線に重畳するノイズ電流による障害を有効に低減することができる。また、前記導体線をノイズ減衰器の筒状コアに挿通して使用することで前記導体線の結線接続作業が不要となる場合が多くなり、利便性が大である。
【0040】
次に、本発明の実施形態の変更例を説明する。その変更例は、図１に示す筒状コア２を形成するフェライト等の磁性体リングコア２１，２２，・・・２ｎの磁性体コア材に透磁率が異なったものを用い、透磁率の異なる磁性体リングコア２１，２２，・・・２ｎを複数個重ねることにより、図１に示す筒状コア２を形成したものである。その他の巻線３及びインピーダンス素子４を含む構成は図１（ａ）（ｂ）に示す構成と同様である。図１における筒状コア２は、透磁率が等しい磁性体リングコア（例えばトロイダルコア）２１，２２，２３，・・・２ｎを複数個重ねた場合を説明したが、前記筒状コア２は、異なる透磁率の磁性体リングコア２１，２２，２３，・・・２ｎを複数個重ねて形成してもよいものである。
前記異なる透磁率の磁性体リングコア２１，２２，２３，・・・２ｎとしては、フェライト，アモーファス等の磁性体コア材を用いる。これらの異なる透磁率の磁性体リングコア２１，２２，２３，・・・２ｎを複数個重ねて筒状コア２を形成してなるノイズ減衰器は、そのノイズ減衰機能を各磁性体リングコアの透磁率（μ＝μ´−ｊμ´´）に依存する。そして、（μ´），（μ´´）はそれぞれ電流の周波数によって変化する。また周知のことであるが、（μ´）は電流に依存する磁界が磁性体リングコア内に作る磁束の比例定数であり、（μ´´）は磁界により磁性体リングコア内で発生する消費電力の比例定数である。つまり、磁性体リングコアにおいての自己インダクタンスL０は、
で与えられている。
式（２８）において、Nは磁性体リングコア（例えばトロイダルコア２１，２２，・・・２ｎ）に巻かれた巻線の巻数、Ａは磁性体リングコア（例えばトロイダルコア２１，２２，・・・２ｎ）の断面積、ρは磁性体リングコア（例えばトロイダルコア２１，２２，・・・２ｎ）の平均磁路長である。
この場合、式（２８）におけるμは透磁率、（μ＝μ´−ｊμ´´）の左辺のμではなく、（μ´）のことであり、正確には左辺のμを（μ´）と書かねばならないのであるが、一般には磁性体損失を表す（μ´´）が０であるものとしても差し支えないので、単にμと標記されている（文献：DOVER PUBLICATION,INC. Minecola,New York“,Roger F,Harrington”,「Electromagnetic Engineering」ｐｐ２４５）。
【0041】
従って、ノイズ減衰器における式（１）式に示した、Ｌ１≒Ｎ２Ｌ０に関係するμは（μ´）であり、その値は周波数特性を有している。磁性体リングコア（例えばトロイダルコア２１，２２，・・・２ｎ）としては、Ni-Zn、Mn-Zn系フェライトやアモーファスなど（μ´），（μ´´）に様々な周波数を持つものが市販されている。一例を挙げると、図６に示すように（μ´）値は低いが周波数特性が１００MHｚ以上までインダクター特性を有するものから、図７に示すように（μ´）値が高く、しかし数十MHｚまでしかインダクター特性を示さないものがある。
本発明の実施形態に係るノイズ減衰器は、磁性体リングコア（例えばトロイダルコア２１，２２，・・・２ｎ）のインダクター機能を利用して２次側の巻線回路Ｐの抵抗（インピーダンス素子）４によりノイズ電力を吸収することにより、ノイズ障害を低減除去する目的を持たせたものであるから、図１における磁性体リングコア材２１〜２ｎには、（μ´）値に上述したような様々な周波数特性を持たせたものを混合させて広帯域にわたってノイズ低減効果を持たせるようにすることが望ましい。
尚、（μ´´）は、電流によって派生した磁界のエネルギーをフェライトなどの磁性体リングコア材内で消費されるエネルギーの比例定数であるから、図１に示すノイズ減衰器における巻線３の効果には依存しない。つまり、磁性体リングコア２１〜２ｎの材質のみに依存するノイズ電力消費効果を示す定数である。
従って、本発明の実施形態に係るノイズ減衰器においては、商用電源周波数などの低周波周波数帯域内における（μ´´）の値は０に等しいことが望ましく、ノイズ周波帯域では大きな値を呈する磁性体リングコアを採用することが望ましい。また、一般にフェライト、アモーファス磁性体においては透磁率の実部（μ´）における値がMHｚ帯域で急速に低下し、虚部（μ´´）が増加する特性をもつものが多い。しかし、この特性は図１２及び図１３に示す従来のフェライトビーズにおけるノイズ対策品と同機能であって、本発明品への適用は可能である。
【0042】
さらに、本発明の実施形態の他の変更例を説明する。前記他の変更例は図８に示すように、図１に示す筒状コア２を形成する磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの全部（或いは一部）に磁気ギャップ５を設け、前記磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの磁気ギャップ５同士の位置をリングコアの円周方向に相対的にずらせて配置したものである。その他の巻線３及びインピーダンス素子４を含む構成は図１（ａ）（ｂ）に示す構成と同様である。【0043】
フェライトやアモーファスなどの磁性体リングコア２１，２２に磁気ギャップ５を設けることにより、磁気抵抗を増加させて、磁気ギャップ５の無いときより磁気飽和電流を大きくする技術が広く用いられている。この場合、磁気ギャップ５の幅により磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの磁気抵抗が変化し、実効的な（μ´）の値も磁気ギャップ５の無い時より大きく低下することは、良く知られている事柄である。本発明の実施形態に係るノイズ減衰器においては、上述した式（１），（１０），（１１）から分かるように、（μ´）値の低下は、筒状コア２の中空孔２ａに挿通した導体線１のインダクタンスＬ０の低下となり、ノイズ減衰効果の低下につながる。
しかし、前述のように磁気ギャップ５の存在は、信号（電源等）電流による磁性体リングコア２１，２２の磁気飽和を緩和する、つまり、より大きな使用電流値まで磁気飽和現象を延ばすことができるから、電源電流等の大きな電流に重畳しているノイズ電流を除去しようとする際には、磁気ギャップ５を有する磁性体リングコアの採用は不可欠である。
しかしながら、ノイズ減衰器において、筒状コア２の中空孔２ａに挿通した導体線１のインダクタンスＬ０の値の低下と電源電流等の信号電流値とを最適な状態におくことは至難の技である。つまり、信号電流値で磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎが磁気飽和しない限界の磁気ギャップ５の長さに設定して、筒状コア２の中空孔２ａに挿通した導体線１のインダクタンスＬ０の値を可能な限りの最大値に留めるという作業は、不可能ではないが困難を極めることとなる。
【0044】
そこで、図８に示すように、隣接する磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの端面同士を突き合わせ、磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎに設けた磁気ギャップ５の位置を磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの円周方向に相対的にずらせることにより、磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの磁気ギャップ５の位置を相対的にずらせて配置している。このように、磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの磁気ギャップ５の位置を相対的にずらせて配置することにより、隣接する一方の磁性体リングコアの磁気ギャップ５における漏洩磁束が隣接する他方の磁性体リングコアの磁気ギャップ５又は磁気ギャップ５が無い端面によって再び隣接する他方の磁性体リングコア内に結合するため、磁気ギャップ５の効果が低下し、結果として巻線３を流れる電流による磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎの磁気飽和と、巻線３と磁性体リングコア２１，２２・・・２ｎによるインダクタンスを最適値に設定することができる。このように、電源電流等の信号電流により筒状コア２に生じる磁気飽和を最小限にとどめて、大きな信号電流にも対応して汎用性を高めることもできる。
【0045】
実験例として、例えば隣接する２個の磁性体リングコア２１，２２の磁気ギャップ５の位置を、磁性体リングコア２１，２２の円周方向に相対的にずらせた場合のインダクタンス値を測定した例を説明する。【0046】
図８に示すように、隣接して２段に重ねられ且つ磁気ギャップ５，５を有する２個の磁性体リングコア２１，２２に５０ターンの巻線３を巻き付け、一方の磁性体リングコア２１又は２２の磁気ギャップ５の位置を他方の磁性体リングコア２２又は２１の磁気ギャップ５の位置に対してθ°ズラした場合のインピーダンス値をインピーダンスメータによって計測した結果を図９に示す。【0047】
図９において、２つの磁気ギャップ５の位置を示すθ°と巻線３が呈するインダクタンスの値Ｌ（Ｌ０）とは、上段が磁気ギャップ５のズレ角度θを、下段が巻線３の呈するインダクタンス値Ｌ（Ｌ０）ｍＨを示している。そして、この場合のインピーダンスZは、純リアクタンスと見て差し支えないから、
Ｚ＝ｊＸ＝ｊωＬ１、とおいて、L１＝Ｘ／ωとおけば、θの変化に対するインダクタンス値であるＬ〔ｍＨ〕が求められる。
尚、この時、使用した２個の磁性体リングコア２１，２２としてフェライトコアを用い、その２個の磁性体リングコア２１，２２のサイズは、外径６０〔ｍｍ〕、内径４０〔ｍｍ〕、厚さ１８〔ｍｍ〕で、磁気ギャップ５の幅は共に４〔ｍｍ〕とした。
又、これとは別に、この４〔ｍｍ〕の磁気ギャップ５の無い同一形状の２個の磁性体リングコアに５０ターンの巻線３を巻き付けた場合におけるインダクタンスを、インピーダンスメータで計測すると、その計測値は５６〔ｍＨ〕の固定値が得られた。
【0048】
実験例から明らかなように、磁性体リングコア２１，２２の磁気ギャップ５の位置関係が円周方向にずれることにより、前記磁気ギャップ５における漏洩磁束が夫々相手方の磁性体リングコア２１又は２２の磁気ギャップ５或いは磁気ギャップのない端面によって再び相手側磁性体リングコア２２又は２１内に結合するため、磁気ギャップ５の効果が低下し、結果として電流による磁性体リングコアの磁気飽和とインダクタンス値とを最適値に設定することができるという効果が確かめられた。【0049】
本発明の実施形態を示した図１，図８における巻線３は１巻だけを示してあるが、これを複数巻としてもよい。【産業上の利用可能性】
【0050】
本発明は、ノイズ電磁波環境の浄化に寄与しながら、かつ医療機器やコンピュータ制御精密電子装置におけるノイズ障害を低減できるものである。【符号の説明】
【0051】
１ 導体線２ 筒状コア
３ 巻線
４ 抵抗
５ 磁気ギャップ