特許 5872500 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5872500

(24)【登録日】2016年1月22日

(45)【発行日】2016年3月1日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20160216BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 E

   H02M3/28 D

【請求項の数】5

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2013-52608(P2013-52608)

(22)【出願日】2013年3月15日

(65)【公開番号】特開2014-180142(P2014-180142A)

(43)【公開日】2014年9月25日

【審査請求日】2015年2月4日

(73)【特許権者】

【識別番号】000005108

【氏名又は名称】株式会社日立製作所

(73)【特許権者】

【識別番号】000232944

【氏名又は名称】日立水戸エンジニアリング株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100100310

【弁理士】

【氏名又は名称】井上 学

(74)【代理人】

【識別番号】100098660

【弁理士】

【氏名又は名称】戸田 裕二

(74)【代理人】

【識別番号】100091720

【弁理士】

【氏名又は名称】岩崎 重美

(72)【発明者】

【氏名】児島 徹郎

(72)【発明者】

【氏名】篠宮 健志

(72)【発明者】

【氏名】川本 健泰

(72)【発明者】

【氏名】村岡 一史

(72)【発明者】

【氏名】杉浦 徹

【審査官】 鈴木 重幸

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００７−０６８３４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０４−２９５２７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０１０４３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−１８７１７３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０５−０８７３７６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ １／００− ３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電圧源と、
前記直流電圧源の供給する直流電圧より交流電圧を生成する直／交電力変換回路と、
前記直／交電力変換回路の交流出力側に接続された絶縁トランスと、
前記絶縁トランスの出力する交流電圧を直流に変換する整流器または交／直電力変換回路と、を備える直流電源装置において、
前記直／交電力変換回路の出力電圧波形のパルスオン時間は、前記直流電圧源の直流電圧に応じた値に制御され、
前記直／交電力変換回路の出力電圧波形のスイッチング周期は、低周波の振幅が高周波の振幅よりも小さい乱数である所定の時系列信号に従って変化することを特徴とした直流電源装置。

【請求項2】

請求項１に記載の直流電源装置において、
前記所定の時系列信号は、所定範囲内で平均値がほぼゼロとなる乱数であることを特徴
とする直流電源装置。

【請求項3】

請求項１または請求項２に記載の直流電源装置において、
前記直／交電力変換回路の出力電圧波形のパルスオン時間は、前記直流電圧源の直流電圧及び直流出力電圧目標値に応じた値に制御されることを特徴とする直流電源装置。

【請求項4】

請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記直／交電力変換回路は、前記絶縁用トランスに正電圧の１パルスと負電圧の１パルスを交互に印加することを特徴とする直流電源装置。

【請求項5】

請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記直流電圧源の供給する直流電圧を検出する直流電圧センサと、
前記直流電圧センサの検出した直流電圧を入力し、前記直／交電力変換回路を駆動するゲート信号を出力する制御装置を備え、
前記制御装置は、
直流出力電圧指令の一次換算値と前記直流電圧センサの検出した直流入力電圧の比よりデューティー比を求める手段と、
前記デューティー比とスイッチング周期の中心値の積よりパルスオン時間を求める手段と、
前記スイッチング周期の中心値から前記パルスオン時間を差し引いてパルスオフ時間の中心値を求める手段と、
所定の時系列信号と前記パルスオフ時間の中心値の積よりパルスオフ時間を求める手段と、
前記パルスオン時間と前記パルスオフ時間の和よりスイッチング周期を求める手段と、
前記パルスオン時間と前記スイッチング周期より前記直／交電力変換回路を駆動するゲート信号を出力するパルス発生装置を備えたことを特徴とする直流電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は，半導体素子を用いた直流電源装置に関するもので，中でも絶縁用トランスを用いた直流電源装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

不安定な直流電圧を安定するときや、直流電圧を変更する場合、あるいは入力と出力を電気的に絶縁する必要がある場合、直流から直流に変換する電源装置（以下、直流電源装置）が用いられる。とりわけ入力と出力を電気的に絶縁する必要がある場合、一次回路で直流電圧より交流電圧を生成し、絶縁用トランスを介して二次回路に交流電圧を送り、二次回路で交流電圧を直流電圧に整流する方式の直流電源装置が一般的に用いられている。

【0003】

一例として特許文献１を示す。特許文献１に示す回路はフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれ、もっとも単純な回路では一次回路を一つのスイッチング素子で構成することができるため、非常にシンプルな直流電源装置を実現することができる。一方、絶縁用トランスをＤＣチョッパ回路の直流リアクトル（チョークコイル）のように直流電圧を印加して使用するため、絶縁用トランスの磁気飽和の制約などから比較的電源容量の小さい用途に限られる。

【0004】

一方、特許文献２に示す直流電源装置は、一次回路をフルブリッジ型コンバータで構成することで、スイッチング素子数が増加して回路構成は複雑になるが、絶縁用トランスに正・負の電圧を印加することができるため、電源容量の比較的大きな用途にも適用することができる。

【0005】

本発明は、比較的電源容量の大きな直流電源装置を対象とし、具体的には一次回路をフルブリッジ型またはハーフブリッジ型などで構成することによって絶縁用トランスに正・負の電圧を交互に印加する１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータを対象とする。

【0006】

絶縁用トランスに正・負の電圧を交互に印加する１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入出力電圧が低く比較的電源容量の小さな用途では、低損失かつ低損失のスイッチング素子を使用することができる。さらにスイッチング損失を低減させるソフトスイッチングなどの技術を組み合わせることで、スイッチング周波数を人間の可聴範囲（約２０ｋＨｚ以下）より高くすることで、スイッチングに伴う電磁騒音の問題から解放される場合が多い。

【0007】

一方、比較的電源容量の大きな用途や、高耐圧のスイッチング素子が必要な入出力電圧の高い電源では、たとえソフトスイッチングなどの技術を用いてもスイッチング周波数を人間の可聴範囲以上に上げるのは困難である場合が多い。

【0008】

加えて、１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータの場合、基本的に発生する電流・電圧高調波はスイッチング周波数の逓数倍のみであるから、発生する電磁騒音も比較的シンプルな音色となり、周波数帯によっては耳障りの良くない騒音になる。たとえば人間の耳に最も敏感とされる２〜４ｋＨｚ前後の周波数ではキーンという金属的な嫌な騒音になる。

【0009】

このような電磁騒音を緩和させる技術として、特許文献３〜６の技術が知られている。特許文献３〜５の技術は、変調波（信号波）と搬送波を比較するサブハーモニック変調を行うＰＷＭインバータにおいて、搬送波の周波数を所定のパターンに従って操作することによって電圧・電流高調波のピークを低減し、発生する電磁騒音の緩和を実現するものである。特許文献６の技術は、ＤＣ／ＤＣチョッパ回路において、スイッチング周期を一定とし、出力パルスのオン時間を一定としながら、オンタイミングを所定のパターンに従って操作することにより、発生する電磁騒音の緩和を狙ったものである。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【特許文献1】特開平3-215166

【特許文献2】特開2006-333569

【特許文献3】特開平6-14557

【特許文献4】特開2000-184731

【特許文献5】特開2010-259326

【特許文献6】特開平11-220876

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0011】

特許文献３〜５の技術は、変調波（信号波）と搬送波を比較するサブハーモニック変調を行うＰＷＭインバータにおいて、搬送波の周波数を所定のパターンに従って操作する。このとき搬送波の周波数（スイッチング周期）を操作しても、スイッチング周期におけるパルスオン時間の比率（デューティー比）は保持される。変調波（信号波）の基本波周波数に対して搬送波周波数（スイッチング周波数）が十分高ければ、デューティー比を保持することによって出力電圧の基本波成分（振幅）が維持される。

【0012】

ところが１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、パルスオン時間をスイッチング毎に操作してしまうと、絶縁トランスに印加する電圧の正負バランスを保つのが難しくなり、最悪の場合、絶縁トランスが磁気飽和（偏磁）してしまう可能性がある。つまり、特許文献３〜５の技術を１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータに適用することは難しい。

【0013】

特許文献６の技術は、ＤＣ／ＤＣチョッパ回路を対象としたものであるが、スイッチング周期を一定とし、出力パルスのオン時間を一定とするため、絶縁トランスに印加する電圧の正負バランスは保持される。すなわち、特許文献６の技術は、１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。ところが、特許文献６の技術を１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータに適用するとデューティー比の比較的大きいために低騒音化の効果が極めて小さいという課題がある。

【0014】

本発明の対象とする１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図の一例を図１に示す。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電圧源１００と、直流電圧源１００の供給する直流電圧を検出する直流電圧センサ１０１と、直流電圧源１００の供給する直流電圧より、交流電圧を生成するハーフブリッジ型コンバータ１０２と、コンバータ１０２の交流出力側に接続された絶縁トランス１０３と、絶縁トランス１０３の出力する交流電圧を整流して直流に変換する整流回路１０４と、整流回路１０４の出力する直流出力電流を平滑化する直流出力リアクトル１０５と、直流出力リアクトル１０５の出力する直流出力電流を充電する直流出力コンデンサ１０６と、直流出力コンデンサ１０６に並列接続された負荷１０７と、直流電圧センサ１０１の検出した直流電圧Ｖｓを入力し、コンバータ１０２を駆動するゲート信号Ｇｐ、Ｇｎを出力する制御装置１０８から構成されている。

【0015】

図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、低騒音化の技術を一切適用しない場合のトランス一次電流（Ｉ１）の周波数分布を図５に、直流出力リアクトルを流れる直流出力電流（Ｉｄ）の周波数分布を図６に示す。スイッチング周波数一定とし、直流入力電圧Ｖｓと直流出力電圧目標値Ｖｄ＊の比から求められるデューティー比一定で駆動したものとする。

【0016】

図５は、横軸は周波数、縦軸は各周波数における電流の大きさをｄＢ表示したもので、基本波成分の大きさを基準（０ｄＢ）にとり、各高調波の相対的な大きさを示している。トランス一次電流（Ｉ１）の電流高調波は、基本波＝１次、３次、５次、７次・・・と奇数次の高調波が分布する。

【0017】

図６も同様に、横軸は周波数、縦軸は各周波数における電流の大きさをｄＢ表示したもので、基本波成分の大きさを基準（０ｄＢ）にとり、各高調波の相対的な大きさを示している。直流出力電流（Ｉｄ）の電流高調波は、基本波（直流）＝０次、２次、４次、６次・・・と偶数時の高調波が分布する。

【0018】

図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、特許文献６の技術を適用した場合のトランス一次電流（Ｉ１）の周波数分布を図７に、直流出力リアクトルを流れる直流出力電流（Ｉｄ）の周波数分布を図８に示す。スイッチング周波数一定とし、直流入力電圧Ｖｓと直流出力電圧目標値Ｖｄ＊の比から求められるデューティー比一定とした上で、パルスオンのタイミングを一様分布乱数（ホワイトノイズ）にて操作したものとする。一様分布乱数の周波数特性を図１１に示す。

【0019】

図７は、横軸は周波数、縦軸は各周波数における電流の大きさをｄＢ表示したもので、図５の基本波成分の大きさを基準（０ｄＢ）にとり、各高調波の相対的な大きさを示している。図８も同様に、図６の基本波成分の大きさを基準（０ｄＢ）にとり、各高調波の相対的な大きさを示している。

【0020】

図５と図７、図６と図８を比較して分かるように、特許文献６の技術を適用しても電流高調波の大きさはほとんど変化していないことから、特許文献６の技術は電圧・電流高調波に起因する電磁騒音の低減効果が極めて小さいことが分かる。

【0021】

特許文献６の技術は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（降圧チョッパ）に適用することを前提にしており、定格動作条件におけるデューティー比が低い（スイッチング周期内に占めるオンパルス時間の割合が短い）ため、パルスのオンタイミングを操作する範囲を広く取れるため、それなりの騒音低減効果が期待できるが、絶縁トランスを用いた１パルス駆動のＤＣ／ＤＣコンバータを適用した場合などにおいては、効率的な設計を行おうとした際に定格動作条件におけるデューティー比は高くなる傾向があり、つまり、スイッチング周期内に占めるオンパルス時間の割合が長いため、スイッチング周期におけるオンタイミングを操作する範囲が狭くなり、特定周波数の電流高調波を抑えることができず、電圧・電流高調波に起因する電磁騒音の低減効果が小さくなる。

【0022】

本発明の課題は、絶縁トランスを磁気飽和させることなく、電圧・電流高調波に起因する電磁騒音をより低減・緩和する手段を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0023】

上記課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、直／交電力変換回路の出力電圧波形のパルスオン時間は、直流電圧源の直流電圧に応じた値に制御され、直／交電力変換回路の出力電圧波形のスイッチング周期は、低周波の振幅が高周波の振幅よりも小さい乱数である所定の時系列信号に従って変化させる。

【発明の効果】

【0024】

上記構成により、本発明の直流電源装置は、絶縁トランスを磁気飽和させることなく電圧・電流高調波に起因する電磁騒音をより低減・緩和することができる。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】本発明の回路構成を示す

【図2】図１に示す制御装置の詳細図

【図3】図２に示すパルス発生装置の動作波形

【図4】本発明による電流波形

【図5】低騒音化技術を適用しない場合のトランス一次電流の周波数特性

【図6】低騒音化技術を適用しない場合の直流出力電流の周波数特性

【図7】特許文献６によるトランス一次電流の周波数特性

【図8】特許文献６による直流出力電流の周波数特性

【図9】本発明によるトランス一次電流の周波数特性

【図10】本発明による直流出力電流の周波数特性

【図11】一様分布乱数の周波数特性

【図12】低域除去乱数の周波数特性

【図13】一様分布乱数を用いたときの直流出力電圧波形

【図14】一様分布乱数を用いたときの直流出力電圧波形（直流出力側コンデンサの静電容量を４倍）

【図15】一様分布乱数を用いたときの直流出力電圧波形（直流出力側コンデンサの静電容量を１６倍）

【図16】低域除去乱数を用いたときの直流出力電圧波形

【図17】低域除去乱数を用いたときの直流出力電圧波形（直流出力側コンデンサの静電容量を４倍）

【図18】低域除去乱数を用いたときの直流出力電圧波形（直流出力側コンデンサの静電容量を１６倍）

【発明を実施するための形態】

【0026】

図１は、本発明の直流電源装置の回路構成の一例を示す。図１において、本発明の直流電源装置は、直流電圧源１００と、直流電圧源１００の供給する直流電圧を検出する直流電圧センサ１０１と、直流電圧源１００の供給する直流電圧より、交流電圧を生成するハーフブリッジ型コンバータ１０２と、コンバータ１０２の交流出力側に接続された絶縁トランス１０３と、絶縁トランス１０３の出力する交流電圧を整流して直流に変換する整流回路１０４と、整流回路１０４の出力する直流出力電流を平滑化する直流出力リアクトル１０５と、直流出力リアクトル１０５の出力する直流出力電流を充電する直流出力コンデンサ１０６と、直流出力コンデンサ１０６に並列接続された負荷１０７と、直流電圧センサ１０１の検出した直流電圧Ｖｓを入力し、コンバータ１０２を駆動するゲート信号Ｇｐ、Ｇｎを出力する制御装置１０８から構成されている。ここで、ゲート信号Ｇｐは、ハーフブリッジ型コンバータ１０２の正側半導体素子を駆動するためのゲート信号であり、ゲート信号Ｇｎは、負側半導体素子を駆動するためのゲート信号である。

【0027】

本実施例では、トランス一次側回路として交流電圧を生成するハーフブリッジ型コンバータ１０２を用いた例について説明するが、本発明は、絶縁用トランスに正・負の電圧を交互に印加する１パルス駆動式のＤＣ／ＤＣコンバータであれば適用が可能であるため、一次回路をフルブリッジ型などで構成した回路にも適用することが可能である。

【0028】

また、本実施例では、トランス二次側回路として、整流器により交流を直流に変換する例を示しているが、スイッチング素子を備えたコンバータにより交流を直流に変換する回路を整流器に代えて適用することも可能である。

【0029】

図２は、図１に示す回路構成における制御装置１０８の詳細を示す。図２において、制御装置１０８は、直流出力電圧目標値Ｖｄ＊と絶縁トランス１０３の一次／二次巻線比ｎの積より直流出力電圧目標値Ｖｄ＊の一次換算値を求める乗算器２００と、乗算器２００の出力した直流出力電圧目標値Ｖｄ＊の一次換算値を直流電圧センサ１０１の検出した直流入力電圧Ｖｓで除算してデューティー比ｄを求める除算器２０１と、スイッチング周期の中心値Ｔｃ＊と除算器２０１の出力したデューティー比ｄの積よりパルスオン時間の中心値Ｔｏｎ＊を求める乗算器２０２と、スイッチング周期の中心値Ｔｃ＊より乗算器２０２の出力したパルスオン時間の中心値Ｔｏｎ＊を減じてパルスオフ時間の中心値Ｔｏｆｆ＊を求める減算器２０６と、所定の時系列信号に従って±１の範囲内で平均値がゼロとなる乱数ｒを出力する乱数発生器２０３と、乱数発生器２０３の出力する乱数ｒと乱数変調率ｍの積を求める乗算器２０４と、乗算器２０４の出力する乱数と減算器２０６の出力するパルスオフ時間の中心値Ｔｏｆｆ＊の積よりパルスオフ時間の操作量を求める乗算器２０５と、パルスオフ時間の中心値Ｔｏｆｆ＊と乗算器２０５の出力するパルスオフ時間の操作量の和よりパルスオフ時間Ｔｏｆｆを求める加算器２０７と、乗算器２０２の出力するパルスオン時間の中心値Ｔｏｎ＊と加算器２０７の出力するパルスオフ時間Ｔｏｆｆの和よりスイッチング周期Ｔｃを求める加算器２０８と、乗算器２０２の出力するパルスオン時間の中心値Ｔｏｎ＊と加算器２０８の出力するスイッチング周期Ｔｃよりコンバータ１０２を駆動するゲート信号Ｇｐ、Ｇｎを出力するパルス発生装置２０９から構成されている。

【0030】

図３は、図２に示した制御装置１０８おけるパルス発生装置２０９の動作波形の一例を示す。図３において、スイッチング周期Ｔｃは、周期ごとに異なる値を取り、順にＴｃ（１）、Ｔｃ（２）、Ｔｃ（３）・・・とする。パルスオン時間Ｔｏｎは、中心値Ｔｏｎ＊のまま一定とする。パルス発生装置２０９は内部にタイマカウンタを持ち、カウンタは一定の割合でインクリメントしていき、スイッチング周期毎にゼロクリアされる。カウンタがセロになると、ゲート信号ＧｐまたはＧｎのいずれかがオンとなり、カウンタがパルスオン時間Ｔｏｎを過ぎるとオフになる。ゲート信号ＧｐとＧｎは交互にオンとなる。

【0031】

図４は、パルス発生装置２０９が図３に示す動作を行った場合におけるトランス励磁電流（Ｉ０）、トランス一次電流（Ｉ１）、直流出力電流（Ｉｄ）の波形を示す。スイッチング周期およびパルスのオフ時間は乱数に起因して常に変動しているが、ゲート信号ＧｐとＧｎのパルスオン時間は、直流入力電圧に基づいてほぼ一定となるのため、トランスに印加される磁束も一定となり、励磁電流（Ｉ０）の振幅も変わらないことが分かる。すなわち、スイッチング周期およびパルスのオフ時間を操作しても、絶縁トランスが磁気飽和（偏磁）する心配が無い。一方、トランス一次電流（Ｉ１）と直流出力電流（Ｉｄ）は、スイッチング毎に振幅が変動しており、スペクトルの拡散および騒音の低減効果が期待できる。

【0032】

ここで、直流電源装置が一定電圧を出力する場合には、直流出力電圧目標値Ｖｄ＊は一定値となるため、パルスオン時間Ｔｏｎは、直流入力電圧Ｖｓに基づき制御される。つまり、直流入力電圧Ｖｓが一定であれば、パルスオン時間Ｔｏｎも一定となる。

【0033】

また、直流電源装置が複数の電圧を出力する場合には、直流出力電圧目標値Ｖｄ＊が複数の値に変更されるため、パルスオン時間Ｔｏｎは、出力電圧目標値Ｖｄ＊と直流入力電圧Ｖｓに基づき制御される。つまり、直流入力電圧Ｖｓが一定であれば、パルスオン時間Ｔｏｎは直流出力電圧目標値Ｖｄ＊の値に対応しあた固定値となる。

【0034】

図４に示す電流波形となった場合のトランス一次電流（Ｉ１）の周波数分布を図９に、直流出力リアクトルを流れる直流出力電流（Ｉｄ）の周波数分布を図１０に示す。なお、乱数発生器２０３は一様分布乱数（ホワイトノイズ）とし、周波数特性を図１１に示す。

【0035】

図９は、横軸は周波数、縦軸は各周波数における電流の大きさをｄＢ表示したもので、図５の基本波成分の大きさを基準（０ｄＢ）にとり、各高調波の相対的な大きさを示している。図１０も同様に、図６の基本波成分の大きさを基準（０ｄＢ）にとり、各高調波の相対的な大きさを示している。

【0036】

図５と図９、図６と図１０を比較して分かるように、本発明を適用することにより、トランス一次電流（Ｉ１）および直流出力電流（Ｉｄ）のスペクトルは拡散し、電流のピークレベルを低減することができ、電圧・電流高調波に起因する電磁騒音を低減・緩和できる。

【0037】

図２において、乱数の変調率ｍは、パルスオフ時間Ｔｏｆｆが負にならない条件より、０≦ｍ≦１の範囲に設定する必要がある。変調率ｍを大きくするにつれて電流のスペクトルは拡散し、ピークレベルも低減していくが、副作用として直流出力電圧Ｖｄの脈動が大きくなるので、変調率ｍは、電磁騒音の大きさと直流出力電圧Ｖｄを考慮して、０から１の間の値で調整する必要がある。

【0038】

直流出力電圧Ｖｄの脈動波形を図１３〜１４に示す。図１３に対し、図１４は直流出力コンデンサ１０６の静電容量を４倍、図１５は直流出力コンデンサ１０６の静電容量を１６倍にした場合の脈動波形である。静電容量を大きくするにつれて、直流出力電圧Ｖｄの高周波成分は大きく減衰していくが、低周波成分はほとんど減衰しないで残り、電圧脈動の大きさはあまり変わらないことが分かる。

【0039】

ちなみに図１３〜１５において、直流出力電圧Ｖｄが周期的に脈動しているように見える。これは乱数発生器２０３が、あらかじめ計算された乱数テーブルを順に読み出して、テーブルの最後まで達すると再びテーブルの先頭から読み出すように構成されているためである。乱数テーブルはスイッチング周期毎に読み出されるので、人間の可聴範囲の下限値を２０Ｈｚとすると、乱数テーブルの要素数は少なくともスイッチング周波数の１／２０以上あることが望ましい。

【0040】

図１６〜図１８は、乱数発生器２０３を低域除去乱数とした場合の直流出力電圧Ｖｄの脈動波形を示したものである。低周波成分除去乱数の周波数特性を図１２に示す。図１２に示すように、この低周波成分除去乱数では低周波成分の振幅を、高周波成分よりも減少された乱数となっている。図１６に対し、図１７は直流出力コンデンサ１０６の静電容量を４倍、図１８は直流出力コンデンサ１０６の静電容量を１６倍にした脈動波形である。図１２に示すような低周波成分を除去した乱数を用いることで、直流出力コンデンサの静電容量に応じて電圧脈動の大きさを低減できる。

【0041】

上述したように、本発明は、絶縁トランスを磁気飽和させることなく、電圧・電流高調波に起因する電磁騒音をより低減・緩和させることを目的としている。つまり、スイッチング毎にトランス一次電流（Ｉ１）と直流出力電流（Ｉｄ）の振幅を変動させて、スペクトルの拡散および騒音の低減を実現するとともに、パルスオン時間を直流入力電圧に基づきほぼ一定とし、トランスに印加される磁束もほぼ一定とすることで、励磁電流（Ｉ０）の振幅の変動を抑制して絶縁トランスが磁気飽和（偏磁）することを抑制しようとするものである。

【0042】

そのために、直流出力電圧目標値Ｖｄ＊に基づきパルスオン時間をほぼ一定とするとともに、スイッチング周期が一様分布乱数（ホワイトノイズ）によりランダムに変化するようにトランスの一次側の半導体素子のスイッチングを制御する。

【符号の説明】

【0043】

１００ 直流電圧源
１０１ 直流電圧センサ
１０２ ハーフブリッジ型コンバータ
１０３ 絶縁用トランス
１０４ 整流回路
１０５ 直流出力リアクトル
１０６ 直流出力コンデンサ
１０７ 負荷
１０８ 制御装置
２００、２０２、２０４、２０５ 乗算器
２０１ 除算器
２０３ 乱数発生器
２０６ 減算器
２０７、２０８ 加算器
２０９ パルス発生装置
ｄ コンバータデューティー比
Ｇｐ コンバータ上アーム素子のゲート信号
Ｇｎ コンバータ下アーム素子のゲート信号
Ｉ０ トランス励磁電流
Ｉ１ トランス一次電流
Ｉｄ 直流出力電流
ｍ 乱数変調率
ｎ トランス一次／二次巻線比
ｒ 乱数
Ｔｃ＊ スイッチング周期中心値
Ｔｃ スイッチング周期
Ｔｏｆｆ＊ パルスオフ時間中心値
Ｔｏｆｆ パルスオフ時間
Ｔｏｎ＊ パルスオン時間中心値
Ｔｏｎ パルスオン時間
Ｖｄ＊ 直流出力電圧目標値
Ｖｄ 直流出力電圧
Ｖｓ 直流入力電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】