特許 5874458 同期整流電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5874458

(24)【登録日】2016年1月29日

(45)【発行日】2016年3月2日

(54)【発明の名称】同期整流電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20160218BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 H

   H02M3/28 T

【請求項の数】6

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2012-58671(P2012-58671)

(22)【出願日】2012年3月15日

(65)【公開番号】特開2013-192421(P2013-192421A)

(43)【公開日】2013年9月26日

【審査請求日】2014年11月17日

(73)【特許権者】

【識別番号】000000295

【氏名又は名称】沖電気工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001025

【氏名又は名称】特許業務法人レクスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】岡本 祐司

【審査官】 下原 浩嗣

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−２３５６６３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−１６６７９４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−１８６２５８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−２５９６７３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−２５９６７４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

トランスと、前記トランスの一次巻線に直列接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して前記一次巻線に供給すべき直流電圧を受け入れる入力端子対と、前記トランスの二次巻線に直列接続された整流用及び転流用トランジスタと、前記スイッチング素子のスイッチングに同期して前記整流用及び転流用トランジスタの各々をオンオフ制御する同期整流制御部と、前記整流用及び転流用トランジスタの整流作用によって得られた直流電圧を平滑化して平滑化電圧を得る平滑部と、前記平滑化電圧を出力する出力端子対と、前記出力端子対間の過電圧を検出して過電圧検出信号を発する過電圧検出部と、前記スイッチング素子をスイッチングし且つ前記過電圧検出信号に応じて当該スイッチングを停止するスイッチ制御部と、
前記出力端子対を介した外部からの検査指令を検出して検査モード移行指令を発する検査指令検出部と、
前記検査モード移行指令に応じて、前記整流用及び転流用トランジスタの各々を強制的に動作停止状態とする検査モード移行制御部と、を含む同期整流電源装置であって、
前記検査指令検出部は、前記出力端子対を介して外部から電流が流入したことを検出して前記検査モード移行指令を発することを特徴とする同期整流電源装置。

【請求項2】

前記検査指令は、前記出力端子対に入力された過大電圧であることを特徴とする請求項１に記載の同期整流電源装置。

【請求項3】

前記整流用及び転流用トランジスタの各々は電界効果トランジスタであり、
前記検査モード移行制御部は、
前記検査モード移行指令に応じて前記整流用及び転流用トランジスタの各々のゲート電位を各々のソース電位と同電位とすることにより、これらのトランジスタを動作停止状態とすることを特徴とする請求項１に記載の同期整流電源装置。

【請求項4】

トランスと、前記トランスの一次巻線に直列接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して前記一次巻線に供給すべき直流電圧を受け入れる入力端子対と、前記トランスの二次巻線に直列接続された整流用及び転流用トランジスタと、前記スイッチング素子のスイッチングに同期して前記整流用及び転流用トランジスタの各々をオンオフ制御する同期整流制御部と、前記整流用及び転流用トランジスタの整流作用によって得られた直流電圧を平滑化して平滑化電圧を得る平滑部と、前記平滑化電圧を出力する出力端子対と、前記出力端子対間の過電圧を検出して過電圧検出信号を発する過電圧検出部と、前記スイッチング素子をスイッチングし且つ前記過電圧検出信号に応じて当該スイッチングを停止するスイッチ制御部と、
前記入力端子対を介した外部からの検査指令を検出して検査モード移行指令を発する検査指令検出部と、
前記検査モード移行指令に応じて、前記整流用及び転流用トランジスタの各々を強制的に動作停止状態とする検査モード移行制御部と、を含む同期整流電源装置であって、
前記検査指令検出部は、前記入力端子対間に印加された過大電圧を検出して前記検査モード移行指令を発することを特徴とする同期整流電源装置。

【請求項5】

前記検査指令は、前記入力端子対に入力された過大電圧であることを特徴とする請求項４に記載の同期整流電源装置。

【請求項6】

前記整流用及び転流用トランジスタの各々は電界効果トランジスタであり、
前記検査モード移行制御部は、
前記検査モード移行指令に応じて前記整流用及び転流用トランジスタの各々のゲート電位を各々のソース電位と同電位とすることにより、これらのトランジスタを動作停止状態とすることを特徴とする請求項４に記載の同期整流電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、過電圧保護機能を備えた同期整流電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

直流入力電圧を直流出力電圧に変換して出力する直流−直流コンバータ方式のスイッチング同期整流電源装置においては、スイッチング素子をオン／オフしてトランスの一次巻線に流れる電流を制御し、その結果としてトランスの二次巻線に現れる交流電圧を同期整流回路により整流して出力する。また、その出力電圧を監視して過電圧を検出した場合に電源のスイッチング動作を停止させる過電圧保護回路も同期整流電源装置に設けられている。

【0003】

この過電圧保護回路が正常に動作するか試験を行うに際して、出力端子に外部から過電圧を印加する方法を採用した場合には以下のような問題がある。同期整流回路は、電界効果トランジスタをオン／オフ制御することにより整流動作を行なう。電界効果トランジスタがオンした場合には電流が双方向に流れ得るので、設定出力電圧よりも大きい電圧を出力端子に印加すると、同期整流回路に電流が逆流して故障してしまう。かといって、設定電圧よりも小さい電圧を出力端子に印加した場合には、過電圧保護回路が正常に動作しているか判断できなくなってしまう。

【0004】

かかる問題を解決するために、例えば特許文献１には、検出用の端子と当該端子の接続先を切り替えるスイッチとを設け、通常動作時には当該端子を電源出力ラインに接続してその出力の過電圧を検出すると共に、調整試験時には当該端子を電圧可変型の外部電源に接続して過電圧を模擬した電圧を印加する構成を有する電源装置が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１１−２５９６７４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、特許文献１に開示されている技術の場合には、接続先切り替え制御用の専用端子が必要であり、入出力コネクタの端子数や端子収容に制限がある場合には専用端子を設けることができない。このような場合、テストピンやテストパッドを基板上に設けることも考えられるが、テストピン等への信号線接続等の作業による検査工数の増加や、検査工数の増加に伴う製造費の増加の問題がある。また、テストピン等の部材を介して過電圧を印加することによる検査精度の悪化も懸念される。更に、接続先切り替え用の部品が過電圧保護回路内にあるので、当該部品がオープン状態で故障した場合には過電圧保護回路が機能しなくなってしまうという問題もある。

【0007】

本発明は上記した如き問題点に鑑みてなされたものであって、過電圧保護回路の検査を簡単に行なうことができる同期整流電源装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明による同期整流電源装置は、トランスと、前記トランスの一次巻線に直列接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して前記一次巻線に供給すべき直流電圧を受け入れる入力端子対と、前記トランスの二次巻線に直列接続された整流用及び転流用トランジスタと、前記スイッチング素子のスイッチングに同期して前記整流用及び転流用トランジスタの各々をオンオフ制御する同期整流制御部と、前記整流用トランジスタの整流作用によって得られた直流電圧を平滑化して平滑化電圧を得る平滑部と、前記平滑化電圧を出力する出力端子対と、前記出力端子対間の過電圧を検出して過電圧検出信号を発する過電圧検出部と、前記スイッチング素子を間欠的にスイッチングし且つ前記過電圧検出信号に応じて当該スイッチングを停止するスイッチ制御部と、前記出力端子対を介した外部からの検査指令を検出して検査モード移行指令を発する検査指令検出部と、前記検査モード移行指令に応じて、前記同期整流制御部による前記整流用及び転流用トランジスタの各々を強制的に動作停止状態とする検査モード移行制御部と、を含む同期整流電源装置であって、前記検査指令検出部は、前記出力端子対を介して外部から電流が流入したことを検出して前記検査モード移行指令を発することを特徴とする。
また、本発明による同期整流電源装置は、トランスと、前記トランスの一次巻線に直列接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して前記一次巻線に供給すべき直流電圧を受け入れる入力端子対と、前記トランスの二次巻線に直列接続された整流用及び転流用トランジスタと、前記スイッチング素子のスイッチングに同期して前記整流用及び転流用トランジスタの各々をオンオフ制御する同期整流制御部と、前記整流用トランジスタの整流作用によって得られた直流電圧を平滑化して平滑化電圧を得る平滑部と、前記平滑化電圧を出力する出力端子対と、前記出力端子対間の過電圧を検出して過電圧検出信号を発する過電圧検出部と、前記スイッチング素子を間欠的にスイッチングし且つ前記過電圧検出信号に応じて当該スイッチングを停止するスイッチ制御部と、前記入力端子対を介した外部からの検査指令を検出して検査モード移行指令を発する検査指令検出部と、前記検査モード移行指令に応じて、前記同期整流制御部による前記整流用及び転流用トランジスタの各々を強制的に動作停止状態とする検査モード移行制御部と、を含む同期整流電源装置であって、前記検査指令検出部は、前記入力端子対間に印加された過大電圧を検出して前記検査モード移行指令を発することを特徴とする。

【発明の効果】

【0009】

本発明による同期整流電源装置によれば、過電圧保護回路の検査を簡単に行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】第１の実施例である同期整流電源装置の構成を示すブロック図である。

【図2】図１の検査モード移行制御部の構成を示すブロック図である。

【図3】検査モード移行制御部の別の構成を示すブロック図である。

【図4】図１の流入電流検出部の構成を示すブロック図である。

【図5】流入電流検出部の別の構成を示すブロック図である。

【図6】第２の実施例である同期整流電源装置の構成を示すブロック図である。

【図7】図６の入力電圧検出部の構成を示すブロック図である。

【図8】入力電圧検出部の別の構成を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、本発明に係る実施例について添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。
＜第１の実施例＞
図１には、本実施例である同期整流電源装置１（以下、単に電源装置１と称する）の構成が示されている。

【0012】

電源装置１は、直流−直流コンバータ型のスイッチング電源回路である。直流入力電圧Ｖｉｎのプラス側はプラス側入力端子１１に接続されており、直流入力電圧Ｖｉｎのマイナス側はマイナス側入力端子１２に接続されている。

【0013】

トランス１の一次巻線ｔａの一端はプラス側入力端子１１に接続されており、他端はスイッチング素子として用いられるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１（以下、単にトランジスタＱ１と称する）のドレインに接続されている。トランジスタＱ１のゲートには、トランジスタＱ１を間欠的にオンオフする信号が主スイッチ制御部２から印加される。トランジスタＱ１のソースはマイナス側入力端子１２に接続されている。

【0014】

トランス１の二次巻線ｔｂの一端は、転流用のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ Ｑ３（以下、単にトランジスタＱ３と称する）のドレインと、チョークコイルＬ１の一端とに接続されている。トランス１の二次巻線ｔｂの他端は、整流用のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２（以下、単にトランジスタＱ２と称する）のドレインに接続されている。チョークコイルＬ１の他端は、コンデンサＣ１の一端と接続され、且つ、流入電流検出部７を介してプラス側出力端子２１に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、トランジスタＱ２のソースと、マイナス側出力端子２２に接続されている。チョークコイルＬ１とコンデンサＣ１により平滑部が構成される。出力端子２１と出力端子２２との間には負荷５が接続されている。

【0015】

主スイッチ制御部２は、”Ｈ”レベルと”Ｌ”レベルとを間欠的に繰り返す制御信号をトランジスタＱ１のゲートに供給してトランジスタＱ１をオンオフスイッチングする。主スイッチ制御部２は、後述する出力電圧制御部４からの出力電圧制御信号に応じて”Ｈ”及び”Ｌ”各々のレベルの期間を調整する。詳細には、出力電圧制御信号が出力電圧を下げる指示である場合には”Ｈ”レベルの期間を短くし、出力電圧を挙げる指示である場合には”Ｈ”レベルの期間を長くする。また、主スイッチ制御部２は、後述する過電圧検出部６からの過電圧検出信号に応じて、トランジスタＱ１のオンオフ動作を停止する。

【0016】

同期整流制御部３は、トランジスタＱ１のオンオフ動作の結果として二次巻線ｔｂに生じる交流電圧を整流して出力するための制御を行なう。同期整流制御部３は、トランジスタＱ１のオンオフに同期してトランジスタＱ２及びＱ３の各々のゲートに制御信号を供給することによりこれらのトランジスタをオンオフする。詳細には、同期整流制御部３は、トランジスタＱ１がオンしているときには、トランジスタＱ２をオンし且つトランジスタＱ３をオフする。整流用のトランジスタＱ２のオンにより導通して負荷５に電力が送出される。一方、同期整流制御部３は、トランジスタＱ１がオフしているときには、トランジスタＱ２をオフし且つトランジスタＱ３をオンする。転流用のトランジスタＱ３のオンにより導通してチョークコイルＬ１に蓄えられている電力が負荷５に送出される。トランジスタＱ２及びＱ３の各々のゲートにオンオフ制御信号を供給するための信号供給端子ｎ１及びｎ２を有する。

【0017】

出力電圧制御部４は、出力端子２１と出力端子２２との間の電圧（出力電圧）が所定の理想値を超えた場合に出力電圧を低下させる指示を出力電圧制御信号として主スイッチ制御部２に与える。また、出力電圧が所定の理想値を下回った場合には出力電圧を上昇させる指示を出力電圧制御信号として主スイッチ制御部２に与える。

【0018】

過電圧検出部６は、出力電圧が所定の閾値を超えた場合、主スイッチ制御部２に過電圧検出信号を供給する。

【0019】

流入電流検出部７は、出力端子対２１及び２２に検査指令が入力されたことを検出して検査モード移行指令を検査モード移行制御部８に供給する。詳細には、流入電流検出部７は、出力端子２１及び出力端子２２の間に出力電圧よりも大きい電圧が印加されたことによって出力端子対２１及び２２から電流が流入したことを検出したときに、検査モード移行指令を検査モード移行制御部８に供給する。以下、流入電流検出部７を検査指令検出部７とも称する。

【0020】

検査モード移行制御部８は、検査モード移行指令に応じて、動作モードを通常モードから検査モードに移行する。詳細には、検査モード移行制御部８は、通常モード時にオン状態にある整流用のトランジスタＱ２及び転流用のＱ３をオフ状態とすることにより、検査モードに移行する。

【0021】

図２には、検査モード移行制御部８の構成の一例が示されている。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ Ｑ４（以下、単にトランジスタＱ４と称する）のドレインは、トランジスタＱ２のゲートに接続されている。トランジスタＱ４のソースは、トランジスタＱ２のソースと、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ Ｑ５（以下、単にトランジスタＱ５と称する）と、トランジスタＱ３のソースと、出力端子２２とに接続されている。トランジスタＱ５のドレインは、トランジスタＱ３のゲートに接続されている。トランジスタＱ５のソースは、トランジスタＱ２のソースと、トランジスタＱ４のソースと、出力端子２２とに接続されている。このように、トランジスタＱ４は、トランジスタＱ２のゲートとソースとの間に設けられている。また、トランジスタＱ５は、トランジスタＱ３のゲートとソースとの間に設けられている。トランジスタＱ４及びＱ５の各々のゲートは互いに接続されている。当該接続点に設けられた入力端子８１は、後述の図４に示される流入電流検出回路７の出力端子７１に接続されている。

【0022】

図３には、検査モード移行制御部８の構成の別の一例が示されている。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ Ｑ６（以下、単にトランジスタＱ６と称する）のドレインは、同期整流制御部３に接続されている。トランジスタＱ６のソースは、トランジスタＱ２のゲートと、抵抗Ｒ１の一端とに接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、トランジスタＱ２のソースと、トランジスタＱ３のソースと、抵抗Ｒ２の一端と、出力端子２２とに接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、トランジスタＱ３のゲートと、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ Ｑ７（以下、単にトランジスタＱ７と称する）のソースとに接続されている。トランジスタＱ７のドレインは、同期整流制御部３に接続されている。このように、抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ２のゲートとソースとの間に設けられている。また、抵抗Ｒ２は、トランジスタＱ３のゲートとソースとの間に設けられている。トランジスタＱ６及びＱ７の各々のゲートは互いに接続されている。当該接続点に設けられた入力端子８２は、後述の図５に示される流入電流検出回路７の出力端子７２に接続されている。

【0023】

図４には、流入電流検出部７の構成の一例が示されている。コンパレータＩＣ１の反転入力端子は、抵抗Ｒ３を介して出力端子２１に接続されており、非反転入力端子は、出力端子２１に直接接続されている。コンパレータＩＣ１の正電源端子（Ｖ＋）は、電圧源ＶＣＣのプラス側に接続されており、負電源端子（Ｖ−）は、電圧源ＶＣＣのマイナス側に接続されている。コンパレータＩＣ１の出力端子７１は、図２に示される検査モード移行制御部８の入力端子８１に接続されている。

【0024】

図５には、流入電流検出部７の構成の別の一例が示されている。コンパレータＩＣ１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ３を介して出力端子２１に接続されており、反転入力端子は、出力端子２１に直接接続されている。コンパレータＩＣ１の正電源端子（Ｖ＋）は、電圧源ＶＣＣのプラス側に接続されており、負電源端子（Ｖ−）は、電圧源ＶＣＣのマイナス側に接続されている。コンパレータＩＣ２の出力端子７２は、図３に示される検査モード移行制御部８の入力端子８２に接続されている。

【0025】

以下、図２に示される検査モード移行制御部８と、図４に示される流入電流検出部７とを用いた場合の電源装置１の動作について説明する。

【0026】

先ず、通常モード時の動作について図１、図２及び図４を参照しつつ説明する。

【0027】

通常モード時においては、出力端子２１から負荷５に対して電力を供給するので、抵抗Ｒ３（図４）には、チョークコイルＬ１側から出力端子２１に向かう電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ３の両端には出力端子２１側が低電位となる電圧が発生する。これにより、コンパレータＩＣ１の反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも高くなり、コンパレータＩＣ１の出力端子７１の電位は、負電源端子（Ｖ−）の電位と同電位となる。このとき、出力端子７１に接続されている入力端子８１（図２）も負電源端子（Ｖ−）の電位と同電位となる。故に、トランジスタＱ４及びＱ５のゲート電位がソース電位と同電位となり、トランジスタＱ４及びＱ５の各々はオフ状態となる。

【0028】

トランジスタＱ４及びＱ５の各々がオフ状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３は同期整流制御部３によって通常のオンオフ動作を継続する。

【0029】

次に、過電圧検出部６の検査を行うための検査モード時の動作について図１、図２及び図４を参照しつつ説明する。

【0030】

出力端子対２１及び２２間に通常の出力電圧よりも高い電圧を印加することにより検査モードに移行する。当該印加電圧は、電源装置１の内部部品にストレスを与えない程度の電圧とする。

【0031】

検査モード時においては、通常モード時とは逆に、抵抗Ｒ３（図４）には、出力端子２１側からチョークコイルＬ１に向かう電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ３の両端には出力端子２１側が高電位となる電圧が発生する。これにより、コンパレータＩＣ１の非反転入力端子の電位が反転入力端子の電位よりも高くなり、コンパレータＩＣ１の出力端子７１の電位は、正電源端子（Ｖ＋）の電位と同電位となる。このとき、出力端子７１に接続されている入力端子８１（図２）も正電源端子（Ｖ＋）の電位と同電位となる。すなわち、正電源端子（Ｖ＋）の電位と同電位の検査モード移行指令が流入電流検出部７から検査モード移行制御部８に供給される。トランジスタＱ４及びＱ５のゲート電位はソース電位より高い電位となり、トランジスタＱ４及びＱ５の各々はオン状態となる。

【0032】

トランジスタＱ４及びＱ５の各々がオン状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３の各々のゲート電位はソース電位と同電位となり、トランジスタＱ２及びＱ３の各々はオフ状態となる。すなわち、検査モード移行制御部８が検査モード移行指令に応じて整流用及び転流用のトランジスタＱ２及びＱ３の動作を停止させる。

【0033】

かかる動作により、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０への電流の逆流を防止できるので、外部から出力端子２１への電圧印加による過電圧検出部６の検査が可能となる。

【0034】

以下、図３に示される検査モード移行制御部８と、図５に示される流入電流検出部７とを用いた場合の電源装置１の動作について説明する。

【0035】

先ず、通常モード時の動作について図１、図３及び図５を参照しつつ説明する。

【0036】

通常モード時においては、出力端子２１から負荷５に対して電力を供給するので、抵抗Ｒ３（図５）には、チョークコイルＬ１側から出力端子２１に向かう電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ３の両端には出力端子２１側が低電位となる電圧が発生する。これにより、コンパレータＩＣ２の非反転入力端子の電位が反転入力端子の電位よりも高くなり、コンパレータＩＣ２の出力端子７２の電位は、正電源端子（Ｖ＋）の電位と同電位となる。このとき、出力端子７２に接続されている入力端子８２（図３）も正電源端子（Ｖ＋）の電位と同電位となる。故に、トランジスタＱ６及びＱ７のゲート電位がソース電位より高い電位となり、トランジスタＱ６及びＱ７の各々はオン状態となる。

【0037】

トランジスタＱ６及びＱ７の各々がオン状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３は同期整流制御部３によって通常のオンオフ動作を継続する。

【0038】

次に、過電圧検出部６の検査を行うための検査モード時の動作について図１、図３及び図５を参照しつつ説明する。

【0039】

出力端子対２１及び２２間に通常の出力電圧よりも高い電圧を印加することにより検査モードに移行する。当該印加電圧は、電源装置１の内部部品にストレスを与えない程度の電圧とする。

【0040】

検査モード時においては、通常モード時とは逆に、抵抗Ｒ３（図５）には、出力端子２１側からチョークコイルＬ１に向かう電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ３の両端には出力端子２１側が高電位となる電圧が発生する。これにより、コンパレータＩＣ２の反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも高くなり、コンパレータＩＣ２の出力端子７２の電位は、負電源端子（Ｖ−）の電位と同電位となる。このとき、出力端子７２に接続されている入力端子８２（図３）も負電源端子（Ｖ−）の電位と同電位となる。すなわち、負電源端子（Ｖ−）の電位と同電位の検査モード移行指令が流入電流検出部７から検査モード移行制御部８に供給される。故に、トランジスタＱ６及びＱ７のゲート電位がソース電位と同電位となり、トランジスタＱ６及びＱ７の各々はオフ状態となる。

【0041】

トランジスタＱ６及びＱ７の各々がオフ状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３の各々のゲート電位はソース電位と同電位となり、トランジスタＱ２及びＱ３の各々はオフ状態となる。すなわち、検査モード移行制御部８が検査モード移行指令に応じて整流用及び転流用のトランジスタＱ２及びＱ３の動作を停止させる。

【0042】

かかる動作により、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０への電流の逆流を防止できるので、外部から出力端子２１及び２２間への電圧印加による過電圧検出部６の検査が可能となる。

【0043】

上記したように、本実施例の電源装置１においては、過電圧検出部６の検査を行う際に出力端子対２１及び２２間に通常の出力電圧よりも高い電圧を印加する。このとき、流入電流検出部７が出力端子対２１及び２２からの流入電流を検出して検査モード移行制御部８に検査モード移行指令を供給する。検査モード移行制御部８は、検査モード移行指令に応じて整流用及び転流用のトランジスタＱ２及びＱ３をオフする。これらのトランジスタがオフすることにより、出力端子対２１及び２２間に通常の出力電圧よりも高い電圧が印加された場合であっても、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０には電流が逆流しない。このように、出力端子対２１及び２２間に検査用の高電圧を印加するだけで検査モードに移行することができ、且つ、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０への電流逆流を防止することができる。

【0044】

故に、検査用の専用端子、テストピン、テストパッドが不要になると共に、これらを用いることによる検査精度の悪化をも防止できる。また、テストピン等への信号線接続の作業時間が軽減でき製造費も削減できる。更に、従来技術（特許文献１）におけるような検出用端子の接続先切替を行なわないので、切替用部品の故障によって過電圧保護回路が動作しないという不具合が生じず、信頼性を高めることができる。
＜第２の実施例＞
図６には、本実施例である電源装置１の構成が示されている。電源装置１は、第１の実施例の流入電流検出部７に代えて入力電圧検出部９を含む。チョークコイルＬ１の一端は出力端子２１に直接接続されている。その他の構成は、第１の実施例と同様である。

【0045】

入力電圧検出部９は、入力端子対１１及び１２間に検査指令が入力されたことを検出して検査モード移行指令を検査モード移行制御部８に供給する。詳細には、入力電圧検出部９は、所定の閾値電圧よりも大きい電圧が入力端子対１１及び１２間に印加されたことを検出したときに、検査モード移行指令を検査モード移行制御部８に供給する。例えば、当該閾値電圧は通常モード時の入力電圧Ｖｉｎであり、検査モード移行指令の電圧は通常モード時の入力電圧Ｖｉｎよりも大きい電圧である。以下、入力電圧検出部９を検査指令検出部９とも称する。

【0046】

検査モード移行制御部８は、検査モード移行指令に応じて、動作モードを通常モードから検査モードに移行する。詳細には、検査モード移行制御部８は、通常モード時にオン状態にある整流用のトランジスタＱ２及び転流用のＱ３をオフ状態とすることにより、検査モードに移行する。

【0047】

図７には、入力電圧検出部９の構成の一例が示されている。プラス側の入力端子１１とマイナス側の入力端子１２との間には抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とが直列接続されている。ノイズによる誤動作防止用のコンデンサＣ２が抵抗Ｒ５に対して並列に接続されている。コンデンサＣ２の一端は入力端子１２に接続されている。

【0048】

コンパレータＩＣ３の反転入力端子は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点ｎ３に接続されており、非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力されている。コンパレータＩＣ３の正電源端子（Ｖ＋）は、電圧源ＶＣＣのプラス側に接続されており、負電源端子（Ｖ−）は、電圧源ＶＣＣのマイナス側に接続されている。コンパレータＩＣ３の出力は、抵抗Ｒ６を介してホトカプラＩＣ４のホトダイオードｐ１のアノードに接続されている。

【0049】

ホトダイオードｐ１のカソードは、入力端子１２と、コンデンサＣ２の一端と、抵抗Ｒ５の一端とに接続されている。ホトカプラＩＣ４のホトトランジスタｐ２のベースは、ホトダイオードｐ１からの光を受光する。ホトトランジスタｐ２のコレクタは、抵抗Ｒ７を介してＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳのプラス側に接続され、且つ、出力端子９１に接続されている。出力端子９１は、図２に示される検査モード移行制御部８の入力端子８１に接続される。ＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳのマイナス側は、ホトトランジスタｐ２のエミッタと、出力端子２２とに接続されている。

【0050】

図８には、入力電圧検出部９の構成の別の一例が示されている。プラス側の入力端子１１とマイナス側の入力端子１２との間には抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とが直列接続されている。抵抗Ｒ５に対してコンデンサＣ２が並列に接続されている。コンデンサＣ２の一端は入力端子１２に接続されている。

【0051】

コンパレータＩＣ５の非反転入力端子は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点ｎ３に接続されており、反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力されている。コンパレータＩＣ５の正電源端子（Ｖ＋）は、電圧源ＶＣＣのプラス側に接続されており、負電源端子（Ｖ−）は、電圧源ＶＣＣのマイナス側に接続されている。コンパレータＩＣ５の出力は、抵抗Ｒ６を介してホトカプラＩＣ４のアノードに接続されている。

【0052】

ホトカプラＩＣ４のカソードは、入力端子１２と、コンデンサＣ２の一端と、抵抗Ｒ５の一端とに接続されている。ホトカプラＩＣ４のコレクタは、抵抗Ｒ７を介してＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳのプラス側に接続され、且つ、出力端子９２に接続されている。出力端子９２は、図３に示される検査モード移行制御部８の入力端子８２に接続される。ＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳのマイナス側は、ホトカプラＩＣ４のエミッタと、出力端子２２とに接続されている。

【0053】

以下、図２に示される検査モード移行制御部８と、図７に示される入力電圧検出部９とを用いた場合の電源装置１の動作について説明する。

【0054】

先ず、通常モード時の動作について図６、図２及び図７を参照しつつ説明する。

【0055】

入力電圧Ｖｉｎが通常動作時の入力電圧範囲内にあるときに抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点ｎ３の電位が基準電位Ｖｒｅｆよりも低くなるように、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５の抵抗値を設定しておく。

【0056】

通常モード時においては、コンパレータＩＣ３の非反転入力端子の電位が反転入力端子の電位よりも高くなるので、コンパレータＩＣ３の出力端子は正電源端子（Ｖ＋）の電位と同電位となる。これにより、抵抗Ｒ６を介してホトカプラＩＣ４のホトダイオードｐ１及びホトトランジスタｐ２が共にオンするので、出力端子９１の電位が出力端子２２の電位と同電位となる。このとき、出力端子９１に接続されている入力端子８１（図２）も出力端子２２の電位と同電位となる。故に、トランジスタＱ４及びＱ５のゲート電位がソース電位と同電位となり、トランジスタＱ４及びＱ５の各々はオフ状態となる。

【0057】

トランジスタＱ４及びＱ５の各々がオフ状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３は同期整流制御部３によって通常のオンオフ動作を継続する。

【0058】

次に、過電圧検出部６の検査を行うための検査モード時の動作について図６、図２及び図７を参照しつつ説明する。

【0059】

所定の閾値電圧（例えば通常モード時の入力電圧Ｖｉｎ）よりも大きい電圧（検査モード移行指令）を入力端子対１１及び１２間に印加することにより検査モードに移行する。当該印加電圧は、電源装置１の内部部品にストレスを与えない程度の電圧とする。

【0060】

検査モード時においては、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点ｎ３の電位が基準電位Ｖｒｅｆよりも高くなる。これにより、コンパレータＩＣ３の反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも高くなるので、コンパレータＩＣ３の出力端子は負電源端子（Ｖ−）の電位と同電位となる。これにより、ホトカプラＩＣ４のホトダイオードｐ１及びホトトランジスタｐ２が共にオフするので、出力端子９１の電位がＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳの電位と同電位となる。このとき、出力端子９１に接続されている入力端子８１（図２）もＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳの電位と同電位となる。すなわち、ＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳの電位と同電位の検査モード移行指令が入力電圧検出部９から検査モード移行制御部８に供給される。故に、トランジスタＱ４及びＱ５のゲート電位がソース電位より高い電位となり、トランジスタＱ４及びＱ５の各々はオン状態となる。

【0061】

トランジスタＱ４及びＱ５の各々がオン状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３の各々のゲート電位はソース電位と同電位となり、トランジスタＱ２及びＱ３の各々はオフ状態となる。すなわち、検査モード移行制御部８が検査モード移行指令に応じて整流用及び転流用のトランジスタＱ２及びＱ３の動作を停止させる。

【0062】

かかる動作により、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０への電流の逆流を防止できるので、外部から出力端子対２１及び２２間への電圧印加による過電圧検出部６の検査が可能となる。

【0063】

以下、図３に示される検査モード移行制御部８と、図８に示される入力電圧検出部９とを用いた場合の電源装置１の動作について説明する。

【0064】

先ず、通常モード時の動作について図６、図３及び図８を参照しつつ説明する。

【0065】

入力電圧Ｖｉｎが通常動作時の入力電圧範囲内にあるときに抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点ｎ３の電位が基準電位Ｖｒｅｆよりも低くなるように、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５の抵抗値を設定しておく。

【0066】

通常モード時においては、コンパレータＩＣ５の反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位よりも高くなるので、コンパレータＩＣ５の出力端子は負電源端子（Ｖ−）の電位と同電位となる。これにより、ホトカプラＩＣ４のホトダイオードｐ１及びホトトランジスタｐ２が共にオフするので、出力端子９２の電位がＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳの電位と同電位となる。このとき、出力端子９２に接続されている入力端子８２（図３）もＦＥＴ駆動用電圧源ＶＧＳの電位と同電位となる。故に、トランジスタＱ６及びＱ７のゲート電位がソース電位より高い電位となり、トランジスタＱ６及びＱ７の各々はオン状態となる。

【0067】

トランジスタＱ６及びＱ７の各々がオン状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３は同期整流制御部３によって通常のオンオフ動作を継続する。

【0068】

次に、過電圧検出部６の検査を行うための検査モード時の動作について図６、図３及び図８を参照しつつ説明する。

【0069】

所定の閾値電圧（例えば通常モード時の入力電圧Ｖｉｎ）よりも大きい電圧（検査モード移行指令）を入力端子対１１及び１２間に印加することにより検査モードに移行する。当該印加電圧は、電源装置１の内部部品にストレスを与えない程度の電圧とする。

【0070】

検査モード時においては、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点ｎ３の電位が基準電位Ｖｒｅｆよりも高くなる。これにより、コンパレータＩＣ５の非反転入力端子の電位が反転入力端子の電位よりも高くなるので、コンパレータＩＣ５の出力端子は正電源端子（Ｖ＋）の電位と同電位となる。これにより、抵抗Ｒ６を介してホトカプラＩＣ４のホトダイオードｐ１及びホトトランジスタｐ２が共にオンするので、出力端子９２の電位が出力端子２２の電位と同電位となる。このとき、出力端子９２に接続されている入力端子８２（図３）も出力端子２２の電位と同電位となる。すなわち、出力端子２２の電位と同電位の検査モード移行指令が入力電圧検出部９から検査モード移行制御部８に供給される。故に、トランジスタＱ６及びＱ７のゲート電位がソース電位と同電位となり、トランジスタＱ６及びＱ７の各々はオフ状態となる。

【0071】

トランジスタＱ６及びＱ７の各々がオフ状態であるので、トランジスタＱ２及びＱ３の各々のゲート電位はソース電位と同電位となり、トランジスタＱ２及びＱ３の各々はオフ状態となる。すなわち、検査モード移行制御部８が検査モード移行指令に応じて整流用及び転流用のトランジスタＱ２及びＱ３の動作を停止させる。

【0072】

かかる動作により、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０への電流の逆流を防止できるので、外部から出力端子対２１及び２２間への電圧印加による過電圧検出部６の検査が可能となる。

【0073】

上記したように、本実施例の電源装置１においては、過電圧検出部６の検査を行う際に通常動作時の入力電圧範囲を超える入力電圧を入力端子対１１及び１２間に印加する。このとき、入力電圧検出部９が入力端子対１１及び１２間への入力電圧を検出して検査モード移行制御部８に入力電圧検出信号を供給する。検査モード移行制御部８は、入力電圧検出信号に応じて整流用及び転流用のトランジスタＱ２及びＱ３をオフする。これらのトランジスタがオフすることにより、出力端子対２１及び２２間に通常の出力電圧よりも高い電圧が印加された場合であっても、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０には電流が逆流しない。このように、入力端子対１１及び１２間に検査用の高電圧を印加するだけで検査モードに移行することができ、且つ、トランジスタＱ２及びＱ３の同期整流部１０への電流逆流を防止することができる。

【0074】

故に、検査用の専用端子、テストピン、テストパッドが不要になると共に、これらを用いることによる検査精度の悪化をも防止できる。また、テストピン等への信号線接続の作業時間が軽減でき製造費も削減できる。更に、従来技術（特許文献１）におけるような検出用端子の接続先切替を行なわないので、切替用部品の故障によって過電圧保護回路が動作しないという不具合が生じず、信頼性を高めることができる。

【0075】

上記の実施例は、電源装置１が一石フォワード型である場合の例であるが、これに限られず、フライバック型等の絶縁型、又は非絶縁型の電源構成の場合にも適用可能である。

【0076】

また、上記の実施例は、検査モード移行制御部８にＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いた例であるが、これに限られず、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ、ＮＰＮ型若しくはＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ、又は、リレー等のスイッチ素子を用いることもできる。

【0077】

また、上記の実施例は、プッシュプル型のコンパレータを用いた場合の例であるが、これに限られず、オープンコレクタ型又はオープンドレイン型のコンパレータを用いることもできる。

【符号の説明】

【0078】

１ 電源装置
２ 主スイッチ制御部
３ 同期整流制御部
４ 出力電圧制御部
５ 負荷
６ 過電圧検出部
７ 流入電流検出部
８ 検査モード移行制御部
９ 入力電圧検出部
１０ 同期整流部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】