特許 5910055 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5910055

(24)【登録日】2016年4月8日

(45)【発行日】2016年4月27日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20160414BHJP

【ＦＩ】

   H02P7/63 302K

【請求項の数】10

【全頁数】22

(21)【出願番号】特願2011-271817(P2011-271817)

(22)【出願日】2011年12月13日

(65)【公開番号】特開2013-126257(P2013-126257A)

(43)【公開日】2013年6月24日

【審査請求日】2014年9月19日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002853

【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100088672

【弁理士】

【氏名又は名称】吉竹 英俊

(74)【代理人】

【識別番号】100088845

【弁理士】

【氏名又は名称】有田 貴弘

(74)【代理人】

【識別番号】100103229

【弁理士】

【氏名又は名称】福市 朋弘

(72)【発明者】

【氏名】河野 雅樹

【審査官】 上野 力

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０００−０６９７９２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−１１０８１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−１４８１２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００９／１３３７００（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２７／００−２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

単相若しくは多相の交流電圧を整流して直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（５）と、
前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ（３）と、
前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器（２）と、
前記直流電圧に基づいて前記電力変換器を制御する制御部（４，１４，４Ａ，１４Ａ）
とを備え、
前記制御部は、
スイッチング用キャリア（Ｃ０）と前記他の交流電圧の指令値（Ｖ＊）とに基づいて前記スイッチングを制御する信号（Ｇ）を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部（１３，１３Ａ）と、
前記直流電圧の脈動成分（Ｖｒｐ，Ｖｒｐ１）を検出する電圧脈動検出部（８）と
を有し、
前記脈動成分が主閾値以下の場合に主キャリア（Ｃ１）を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記主キャリアの周波数（Ｆｃ１）よりも低い周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）を有する少なくとも一つの副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用することを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記制御部（４、１４）は、
前記主キャリア（Ｃ１）の前記周波数（Ｆｃ１）、前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）を生成する周波数生成手段（９，１０，１５）と、
前記脈動成分（Ｖｒｐ，Ｖｒｐ１）が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアの周波数を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）を、それぞれ前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）の周波数（Ｆｃ０）として出力する切替手段（１１，１６）と
を更に有し、
前記変調信号生成部（１３）は前記切替手段から出力された周波数を有するスイッチング用キャリア（Ｃ０）を採用して前記信号（Ｇ）を生成する、請求項１記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御部（４Ａ、１４Ａ）は、
前記主キャリア（Ｃ１）、前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）を生成するキャリア生成手段（９Ａ，１０Ａ，１５Ａ）と、
前記脈動成分（Ｖｒｐ，Ｖｒｐ１）が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアを、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアを、それぞれ前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）として出力する切替手段（１１，１６）と
を更に有し、
前記変調信号生成部（１３Ａ）は前記切替手段から出力されたスイッチング用キャリア（Ｃ０）を採用して前記信号（Ｇ）を生成する、請求項１記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記電圧脈動検出部（８）は、
前記主キャリアによって前記直流電圧（Ｖｄｃ）をサンプリングして離散化した値を有する離散化直流電圧（Ｖｄｃ１）を得て、
前記離散化直流電圧に対して低域通過濾波の処理を行って、前記離散化直流電圧の平均値（Ｖａｖ１）を得て、
前記離散化直流電圧（Ｖｄｃ１）からその前記平均値を差し引いて前記脈動成分（Ｖｒｐ１）を検出する、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記変調信号生成部（１３）は、前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）で前記直流電圧（Ｖｄｃ）をサンプリングした値（Ｖｄｃ０）にも基づいて、前記信号（Ｇ）を生成する、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）が最大値近傍を採るタイミングで、前記脈動成分と前記主閾値との比較結果に基づいて前記主キャリア及び前記副キャリアが切り替わり、
前記主キャリア（Ｃ１）の最大値と全ての前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の最大値とは等しく、
前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しく、
全ての前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）は前記主キャリアの前記周波数（Ｆｃ１）の整数分の一（当該整数は２以上）であり、
全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの（Ｃ２）が前記最大値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て（Ｃ３）及び前記主キャリアが前記最大値を採って同期する、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）が最小値近傍を採るタイミングで、前記脈動成分と前記主閾値との比較結果に基づいて前記主キャリア及び前記副キャリアが切り換わり、
前記主キャリア（Ｃ１）の最大値と全ての前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の最大値とは等しく、
前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しく、
全ての前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）は前記主キャリアの前記周波数（Ｆｃ１）の整数分の一（当該整数は２以上）であり、
全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの（Ｃ２）が前記最小値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て（Ｃ３）及び前記主キャリアが前記最小値を採って同期する、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）は前記主キャリア（Ｃ１）の前記周波数（Ｆｃ１）の奇数分の一（当該奇数は３以上）である、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載の電力変換装置。

【請求項9】

前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）は複数であって、
前記脈動成分が主閾値より小さな副閾値以下の場合に第１の前記副キャリア（Ｃ３）を、前記脈動成分が前記主閾値以下で前記副閾値より大きい場合に第２の前記副キャリア（Ｃ２）を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用し、
前記第１の前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ３）は前記第２の前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ３）よりも高い、請求項１乃至請求項８のいずれか一つに記載の電力変換装置。

【請求項10】

第１の前記副キャリア（Ｃ３）の前記周波数（Ｆｃ３）は第２の前記副キャリア（Ｃ２）の前記周波数（Ｆｃ２）の整数（当該整数は２以上）倍である、請求項８又は請求項９に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関し、特に交流電圧を整流して、一旦は直流電圧を得てから他の交流電圧に変換する技術に関する。

【0002】

当該技術は例えば、交流回転機を加減速駆動する電力変換装置に適用することができる。直流電圧を保持するコンデンサが小さく、直流電圧が電源周波数に依存して脈動する場合に好適である。

【背景技術】

【0003】

従来、入力された交流電力を整流して、一旦は直流電力を得た後、更にスイッチングによって可変電圧、可変周波数の交流電力を得てこれを出力する技術が知られている。出力された交流電力は、例えば交流回転機の可変速制御に採用される。

【0004】

このような技術に採用される電力変換装置の一例は、商用電源から供給を受けた三相交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流回路と、その直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換して負荷である三相の交流回転機に供給する電力変換器とで構成される。電力変換器は、電力変換器を構成する各スイッチング素子を制御して、指定された周波数の三相交流電圧を交流回転機に出力する。

【0005】

この電力変換装置において、整流回路から出力される直流電圧を保持するコンデンサが採用される。交流回転機の駆動性能の向上を図るべく、当該コンデンサにおいて直流電圧を十分に平滑化させるには、その静電容量が大きなことが要求される。リップル電流耐量を高めるためである。

【0006】

静電容量が大きなコンデンサとしては電解コンデンサが採用される。しかし、電解コンデンサは、他の種類のコンデンサと比較してサイズが大きく、また価格が高い。よって電力変換装置が大きくなることや製造コストを増大させる課題があった。

【0007】

かかる課題の対策の一例として、電解コンデンサレスインバータ装置が開発された（例えば、下掲の特許文献１、非特許文献１）。例えば特許文献１の電解コンデンサレスインバータ装置では、三相交流電圧を電源とし、コンデンサとして小容量のフィルムコンデンサを使用する。

【0008】

コンデンサの容量が小さいと、インバータの主回路に供給される直流電圧は脈動を含む。この脈動を考慮することなく直流電圧を、例えばその平均値を基にインバータでスイッチングすると、交流回転機には脈動を含む交流電圧が印加されることになる。脈動を含む交流電圧で駆動されることで、交流回転機は脈動するトルクを出力したり、交流回転機に流れる電流が脈動したりするなどの課題がある。

【0009】

かかる課題に対し、脈動を含む直流電圧の値を基にして、インバータ（電力変換器）を構成するスイッチング素子に与える、パルス幅変調のためのタイミング信号に補正を加える技術が提案されている（例えば特許文献２）。このような補正により、交流回転機に脈動の影響を与えない、振幅が一定の三相交流電圧が出力される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【特許文献1】特開２００９−１７６７３号公報

【特許文献2】特公昭６１−０４８３５６号公報

【非特許文献】

【0011】

【非特許文献1】高橋勲、伊東洋一、「コンデンサレスインバータの制御法」、昭和６３年電気学会全国大会、Ｎｏ．５２７、ｐｐ６２４−６２６

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

脈動する直流電圧をパルス幅変調に使用するためは、脈動成分を正確にサンプリングする必要がある。一般に直流電圧は、パルス幅変調に使用するキャリアのトップ及び／又はボトムでサンプリングされるので、直流電圧の脈動成分を正確にサンプリングするためにはキャリア周波数が高くなる。

【0013】

また、直流電圧の脈動に対してシステムの安定性を確保することから制御応答を高く保つためにも、キャリア周波数を高くすることが望ましい。よって特許文献２に示された構成では、キャリア周波数を高く設定しなければならない課題があった。但し、特許文献２では直流電圧の脈動成分と、サンプリング周波数についての明確な検討はない。

【0014】

このように、電解コンデンサレスインバータ装置では、直流電圧の脈動、当該脈動を補正するための直流電圧のサンプリング精度向上、当該精度向上のためのキャリア周波数の上昇、という課題が連鎖し、ひいてはキャリア周波数の上昇による電力変換装置の損失の増大、当該損失を低減するための冷却装置の大型化、という課題が連鎖して発生する。

【0015】

よって本発明の目的は、直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する技術を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0016】

この発明にかかる電力変換装置は、単相若しくは多相の交流電圧を整流して直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（５）と、前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ（３）と、前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器（２）と、前記直流電圧に基づいて前記電力変換器を制御する制御部（４，１４，４Ａ，１４Ａ）とを備える。

【0017】

そしてその第１の態様では、前記制御部は、スイッチング用キャリア（Ｃ０）と前記他の交流電圧の指令値（Ｖ＊）とに基づいて前記スイッチングを制御する信号（Ｇ）を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部（１３，１３Ａ）と、前記直流電圧の脈動成分（Ｖｒｐ，Ｖｒｐ１）を検出する電圧脈動検出部（８）とを有する。そして前記脈動成分が主閾値以下の場合に主キャリア（Ｃ１）を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記主キャリアの周波数（Ｆｃ１）よりも低い周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）を有する少なくとも一つの副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用することを特徴とする。

【0018】

望ましくは前記制御部（４、１４）は、前記主キャリア（Ｃ１）の前記周波数（Ｆｃ１）、前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）を生成する周波数生成手段（９，１０，１５）と、前記脈動成分（Ｖｒｐ，Ｖｒｐ１）が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアの周波数を、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）を、それぞれ前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）の周波数（Ｆｃ０）として出力する切替手段（１１，１６）とを更に有する。そして前記変調信号生成部（１３）は前記切替手段から出力された周波数を有するスイッチング用キャリア（Ｃ０）を採用して前記信号（Ｇ）を生成する。

【0019】

あるいは望ましくは前記制御部（４Ａ、１４Ａ）は、前記主キャリア（Ｃ１）、前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）を生成するキャリア生成手段（９Ａ，１０Ａ，１５Ａ）と、前記脈動成分（Ｖｒｐ，Ｖｒｐ１）が前記主閾値以下の場合に前記主キャリアを、前記脈動成分が前記主閾値より大きい場合に前記副キャリアを、それぞれ前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）として出力する切替手段（１１，１６）とを更に有する。そして前記変調信号生成部（１３Ａ）は前記切替手段から出力されたスイッチング用キャリア（Ｃ０）を採用して前記信号（Ｇ）を生成する。

【0020】

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記電圧脈動検出部（８）は、前記主キャリアによって前記直流電圧（Ｖｄｃ）をサンプリングして離散化した値を有する離散化直流電圧（Ｖｄｃ１）を得て、前記離散化直流電圧に対して低域通過濾波の処理を行って、前記離散化直流電圧の平均値（Ｖａｖ１）を得て、前記離散化直流電圧（Ｖｄｃ１）からその前記平均値を差し引いて前記脈動成分（Ｖｒｐ１）を検出する。

【0021】

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、その第１の態様又は第２の態様であって、前記変調信号生成部（１３）は、前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）で前記直流電圧（Ｖｄｃ）をサンプリングした値（Ｖｄｃ０）にも基づいて、前記信号（Ｇ）を生成する。

【0022】

この発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、その第１の態様乃至第３の態様のいずれかであって、前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）が最大値近傍を採るタイミングで、前記脈動成分と前記主閾値との比較結果に基づいて前記主キャリア及び前記副キャリアが切り替わる。そして前記主キャリア（Ｃ１）の最大値と全ての前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の最大値とは等しく、前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しい。そして全ての前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）は前記主キャリアの前記周波数（Ｆｃ１）の整数分の一（当該整数は２以上）である。全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの（Ｃ２）が前記最大値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て（Ｃ３）及び前記主キャリアが前記最大値を採って同期する。

【0023】

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、その第１の態様乃至第３の態様のいずれかであって、前記スイッチング用キャリア（Ｃ０）が最小値近傍を採るタイミングで、前記脈動成分と前記主閾値との比較結果に基づいて前記主キャリア及び前記副キャリアが切り換わる。そして前記主キャリア（Ｃ１）の最大値と全ての前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の最大値とは等しく、前記主キャリアの最小値と全ての前記副キャリアの最小値とは等しい。そして全ての前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）は前記主キャリアの前記周波数（Ｆｃ１）の整数分の一（当該整数は２以上）である。全ての前記副キャリアのうち最も周波数が低いもの（Ｃ２）が前記最小値を採るタイミングでは、他の前記副キャリアの全て（Ｃ３）及び前記主キャリアが前記最小値を採って同期する。

【0024】

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、その第１の態様乃至第５の態様のいずれかであって、前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）の前記周波数（Ｆｃ２，Ｆｃ３）は前記主キャリア（Ｃ１）の前記周波数（Ｆｃ１）の奇数分の一（当該奇数は３以上）である。

【0025】

この発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、その第１の態様乃至第６の態様のいずれかであって、前記副キャリア（Ｃ２，Ｃ３）は複数であって、前記脈動成分が主閾値より小さな副閾値以下の場合に第１の前記副キャリア（Ｃ３）を、前記脈動成分が前記主閾値以下で前記副閾値より大きい場合に第２の前記副キャリア（Ｃ２）を、それぞれ前記スイッチング用キャリアとして採用する。前記第１の前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ３）は前記第２の前記副キャリアの前記周波数（Ｆｃ３）よりも高い。

【0026】

この発明にかかる電力変換装置の第８の態様は、その第６の態様又は第７の態様であって、第１の前記副キャリア（Ｃ３）の前記周波数（Ｆｃ３）は第２の前記副キャリア（Ｃ２）の前記周波数（Ｆｃ２）の整数（当該整数は２以上）倍である。

【発明の効果】

【0027】

整流波形を有する直流電圧は、その値が小さい領域ほど変化が大きい。この発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、直流電圧の脈動成分が大きい領域でスイッチング用キャリアの周波数を小さくすることで、直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、スイッチング用キャリアの周波数の平均値を下げることができる。よって電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。

【0028】

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、副キャリアよりも周波数が高い主キャリアを採用して直流電圧をサンプリングするので、主キャリアをスイッチング用キャリアとして採用する場合において、直流電圧の脈動に対する制御の追従性が高い。

【0029】

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、スイッチング用キャリアの周波数の平均値を下げることができる。

【0030】

この発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、スイッチング用キャリアとして採用される主キャリアと副キャリアとが切り替わるときは、いずれも最大値近傍を採る時点であるので、スイッチング用キャリアの最大値同士の間の一周期は損なわれることがない。通常、指令値はスイッチング用キャリアの最大値同士の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって得られる他の交流電圧は指令値に応じたものとなる。

【0031】

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、スイッチング用キャリアとして採用される主キャリアと副キャリアとが切り替わるときは、いずれも最小値近傍を採る時点であるので、スイッチング用キャリアの最小値同士の間の一周期は損なわれることがない。通常、指令値はスイッチング用キャリアの最小値同士の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって得られる他の交流電圧は指令値に応じたものとなる。

【0032】

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様によれば、スイッチング用キャリアが最大値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、最小値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、適用できる。

【0033】

この発明にかかる電力変換装置の第７の態様によれば、複数の副キャリア同士を切り替えてスイッチング用キャリアを採用することにより、スイッチング用キャリアの周波数の平均値を更に下げることができる。

【0034】

この発明にかかる電力変換装置の第８の態様によれば、複数の副キャリア同士を切り替えてスイッチング用キャリアを採用する場合も、スイッチングによって得られる他の交流電圧は指令値に応じたものとなる。

【図面の簡単な説明】

【0035】

【図1】本発明の第１の実施の形態の動作を説明するグラフである。

【図2】スイッチング用キャリアが切り替わる様子を示すグラフである。

【図3】第１の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。

【図4】電圧脈動検出手段８の構成を例示するブロック図である。

【図5】切替手段１１の構成を例示するブロック図である。

【図6】スイッチングコントローラ１１３の動作を説明するグラフである。

【図7】離散化した直流電圧Ｖｄｃ１を示すグラフである。

【図8】偏差Ｅｒ１を示すグラフである。

【図9】離散化した直流電圧Ｖｄｃ２を示すグラフである。

【図10】偏差Ｅｒ２を示すグラフである。

【図11】離散化した直流電圧Ｖｄｃ３を示すグラフである。

【図12】偏差Ｅｒ３を示すグラフである。

【図13】離散化した直流電圧Ｖｄｃ４を示すグラフである。

【図14】偏差Ｅｒ４を示すグラフである。

【図15】離散化した直流電圧Ｖｄｃ０を示すグラフである。

【図16】偏差Ｅｒ０を示すグラフである。

【図17】本発明の第２の実施の形態の動作を説明するグラフである。

【図18】第２の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。

【図19】切替手段１６の構成を例示するブロック図である。

【図20】第１の実施の形態の変形にかかる制御部４Ａの構成を例示する回路図である。

【図21】第１の実施の形態の変形における切替手段１１の構成を例示するブロック図である。

【図22】第２の実施の形態の変形にかかる制御部１４Ａの構成を例示する回路図である。

【図23】第２の実施の形態の変形における切替手段１１の構成を例示するブロック図である。

【図24】キャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。

【図25】キャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0036】

第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態の動作を説明するグラフである。図１では、三相電圧を全波整流することで、直流電圧Ｖｄｃが得られた場合を例示している。直流電圧Ｖｄｃは電源周波数の６倍で脈動する。全波整流は、例えばダイオードブリッジによって実現される。

【0037】

直流電圧Ｖｄｃを平均することにより、平均値Ｖａｖを採る。平均値Ｖａｖは例えば低域通過濾波の処理を行って、例えばローパスフィルタを用いたフィルタリングを行うことで、得られる。

【0038】

直流電圧Ｖｄｃから平均値Ｖａｖを差し引くことにより、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｒｐが得られる。

【0039】

直流電圧Ｖｄｃは平均値Ｖａｖと共に図１（ａ）に、脈動成分Ｖｒｐは図１（ｂ）に、それぞれ示されている。

【0040】

直流電圧Ｖｄｃの波形は、正弦波に基づいているので、その値が小さい領域ほど変化が大きい。また、通常、スイッチング用キャリアの一周期毎にスイッチングを制御する信号（以下「スイッチング制御信号」とも称す）が決定される。よって脈動成分Ｖｒｐが大きい領域でスイッチング用キャリアの周波数を小さくすることで、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性を確保することができる。

【0041】

ここでは、図１（ｃ）に示されるように、時間領域を、脈動成分Ｖｒｐが０未満（あるいは０以下）の期間Ｔ１と、脈動成分Ｖｒｐが０以上（あるいは０より大）の期間Ｔ２とに分けて把握する。

【0042】

脈動成分Ｖｒｐの求め方に鑑みれば、期間Ｔ１は直流電圧Ｖｄｃが平均値Ｖａｖ未満（あるいは平均値Ｖａｖ以下）となる期間であり、期間Ｔ２は直流電圧Ｖｄｃが平均値Ｖａｖ以上（あるいは平均値Ｖａｖより大）となる期間であると把握することもできる。

【0043】

直流電圧Ｖｄｃの波形は期間Ｔ１よりも期間Ｔ２において緩慢であり、その変化が小さい。よって期間Ｔ２において採用されるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ２を、期間Ｔ１において採用されるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ１よりも小さくしても、スイッチング制御の追従性を大きく損なうことはない。

【0044】

よって上述のようにスイッチング用キャリアの周波数を制御することにより、その平均値Ｆｃａｖを周波数Ｆｃ１よりも下げることができる。これにより、電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。

【0045】

なお、平均値Ｖａｖを求めるために必要なサンプリングの為の信号は、直流電圧Ｖｄｃの波形においてどの部分をサンプリングするかが未定な状況でサンプリングするのであるから、期間Ｔ１における直流電圧Ｖｄｃのように、急峻な変動にも対応できなければならない。よって直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性を高めるためには、当該サンプリングの周波数は、期間Ｔ１においてスイッチング用キャリアに採用される周波数Ｆｃ１を採用することが望ましい。

【0046】

なお、ここでは期間Ｔ１，Ｔ２の切り分けのために直流電圧Ｖｄｃの平均値Ｖａｖを採用したが、直流電圧Ｖｄｃの最大値と最小値の間の値であれば、原理的には上記利点が得られる。直流電圧Ｖｄｃの変化率の絶対値は、理論的には直流電圧Ｖｄｃの絶対値が大きい程、低下するからである。

【0047】

なお、期間Ｔ１，Ｔ２における境界で、異なる周波数のスイッチング用キャリアが時間的に隣接するが、それぞれのスイッチング用キャリアの波形の最大値（あるいはその近傍）同士が隣接するか、もしくは最小値（あるいはその近傍）同士が時間的に隣接することが望ましい。

【0048】

このようにしてスイッチング用キャリアを切り替えることにより、それぞれのスイッチング用キャリアの最大値同士（あるいは最小値同士）の間の一周期は損なわれることがない。通常、スイッチング用キャリアと比較される指令値は、スイッチング用キャリアの最大値同士（あるいは最小値同士）の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって出力される交流電圧は、指令値に応じたものとなる。

【0049】

もちろん、指令値はスイッチング用キャリアの振幅に対応して設定されるので、切り替えられる複数のスイッチング用キャリアは、いずれもその最大値同士が等しく、かつ最小値同士が等しいことが望ましい。

【0050】

図２はスイッチング用キャリアが切り替わる様子を示すグラフである。ここでは期間Ｔ２から期間Ｔ１への切り替わりが例示されている。ここでは周波数Ｆｃ２を有するスイッチング用キャリアＣ２から、周波数Ｆｃ１を有するスイッチング用キャリアＣ１への切り替わりが例示されており、それぞれの最大値同士が一致する時点で切り替わっている。

【0051】

周波数Ｆｃ２が周波数Ｆｃ１の整数分の一（当該整数は２以上）であれば、スイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２同士の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させることができる。

【0052】

但し、スイッチング用キャリアが切り替わるタイミングを、厳密に期間Ｔ１，Ｔ２の境界に一致させることは必ずしも容易ではない。例えば上述のように周波数Ｆｃ１で直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする場合、特に期間Ｔ２から期間Ｔ１に移行するときの両者の境界は、必ずしもスイッチング用キャリアＣ２の最小値、あるいは最大値と一致するとは限らないからである。この点に鑑みた、スイッチング用キャリアの切り替えについては後述する。

【0053】

図３は第１の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、整流回路５と、コンデンサ３と、電力変換器２と、制御部４とを備える。

【0054】

整流回路５は例えばダイオードブリッジで構成され、単相若しくは多相の交流電圧を整流して直流電圧Ｖｄｃを出力する。図１では三相交流を全波整流する場合を例に採ったが、単相交流を全波整流する場合でも、単相交流を半波整流する場合でも、本実施の形態が適用できる。いずれの場合でも、上述のように、直流電圧Ｖｄｃの変化率の絶対値は、理論的には直流電圧Ｖｄｃの絶対値が大きい程、低下するからである。単相交流を全波整流する場合には直流電圧Ｖｄｃは電源周波数の２倍で脈動する。ここでは三相電源６から供給される三相電圧を全波整流する場合を例にとって示しており、図１に例示されるように直流電圧Ｖｄｃは電源周波数の６倍で脈動する。

【0055】

コンデンサ３は直流電圧Ｖｄｃをその両端に受けるものの、ここでは必ずしも平滑機能が要求されるものではない。本実施の形態によれば、平滑機能が小さくて直流電圧Ｖｄｃの脈動が大きくても、これに追従した制御を行うことができる。

【0056】

電力変換器２は直流電圧Ｖｄｃをスイッチングすることによって、他の三相交流電圧に変換してこれを出力する。もちろん、出力する交流電圧が単相であってもよい。電力変換器２は、ここでは、三相交流回転機１を駆動させるための三相交流電圧を出力する。

【0057】

電力変換器２は、より具体的には当該スイッチングは、制御部４によって制御される。

【0058】

制御部４は、電圧脈動検出手段８、第１のキャリア周波数生成手段９、第２のキャリア周波数生成手段１０、切替手段１１、出力電圧指令演算手段１２、ＰＷＭ手段１３を有している。

【0059】

第１のキャリア周波数生成手段９、第２のキャリア周波数生成手段１０は、それぞれ周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２を出力する。ここでＦｃ１＝ｋ×Ｆｃ２（ｋ＝２、３、４…）の関係がある。

【0060】

電圧脈動検出手段８は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｒｐ１を検出する。図１で示された脈動成分Ｖｒｐと、電圧脈動検出手段８で検出される脈動成分Ｖｒｐ１とは、前者が時間的に連続した領域で把握される値であるのに対し、後者は時間的に離散した値であることで相違する。

【0061】

図４は、電圧脈動検出手段８の構成を例示するブロック図である。電圧脈動検出手段８は、検出手段８３、一次遅れ手段８２、減算器８１を備える。検出手段８３は周波数Ｆｃ１を入力し、当該周波数をサンプリング周波数として直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする。これにより、周期（１／Ｆｃ１）で離散的にサンプリングされた直流電圧Ｖｄｃ１が得られる。

【0062】

当該サンプリングは、例えばキャリアＣ１の波形がトップを採るタイミング、あるいははボトムを採るタイミング、あるいはその両方のタイミングで行う。キャリアＣ１の波形がトップを採るタイミング及びボトムを採るタイミングの両方でサンプリングを行う場合には、サンプリング周波数は実質的に２・Ｆｃ１となる。

【0063】

直流電圧Ｖｄｃは、例えばコンデンサ３の両端電圧を測定する直流電圧検出手段７によって得られる。その他の公知の手法を用いて直流電圧Ｖｄｃを得ても良い。

【0064】

直流電圧Ｖｄｃ１は一次遅れ手段８２によって低域通過濾波の処理を受け、平均値Ｖａｖ１が得られる。図１で示された平均値Ｖａｖと、一次遅れ手段８２で得られる平均値Ｖａｖ１とは、前者が時間的に連続した領域で把握される値であるのに対し、後者は時間的に離散した値であることで相違する。

【0065】

減算器８１は直流電圧Ｖｄｃ１から平均値Ｖａｖ１を差し引いて、脈動成分Ｖｒｐ１を検出する。

【0066】

図５は切替手段１１の構成を例示するブロック図である。切替手段１１は、選択部１１１、大小判断器１１２、スイッチングコントローラ１１３を有している。

【0067】

大小判断器１１２は、脈動成分Ｖｒｐ１と閾値“０”とを入力し、比較結果信号Ｄを出力する。閾値が“０”であるので、比較結果信号Ｄは、脈動成分Ｖｒｐ１が正であれば活性化し、零又は負であれば非活性する。

【0068】

選択部１１１は、第１のキャリア周波数Ｆｃ１（ここでは端子Ａに入力）と第２のキャリア周波数Ｆｃ２（ここでは端子Ｂに入力）のいずれかを選択して、スイッチング用キャリアの周波数Ｆｃとして選択して出力する（ここでは端子Ｃから出力）。

【0069】

おおまかには、比較結果信号Ｄが活性であれば（直流電圧Ｖｄｃの変動は緩やかであるので）端子Ｂを端子Ｃに接続して周波数Ｆｃとして周波数Ｆｃ２を採用する。比較結果信号Ｄが非活性であれば端子Ａを端子Ｃに接続する。しかしより具体的には、スイッチングコントローラ１１３が選択部１１１における選択動作を決定する。

【0070】

上述の通り、スイッチング用キャリアの切替は、当該キャリアの最大値が一致するタイミングあるいは最小値が一致するタイミングで行うことが望ましい。そのため、期間Ｔ１，Ｔ２と対応する比較結果信号Ｄの活性／非活性のみで選択部１１１の動作を制御することは望ましくない。

【0071】

そこで、スイッチングコントローラ１１３は、比較結果信号Ｄの活性／非活性が切り替わった後、キャリアＣ２に基づいて、選択部１１１に選択の切替を行わせる。後述するように、キャリアＣ２はＰＷＭ手段１３から得られる。

【0072】

図６はスイッチングコントローラ１１３の動作を説明するグラフである。但しここではキャリアＣ２として三種のキャリアＣ２-1，Ｃ２-2，Ｃ２-3を例示した。

【0073】

キャリアＣ２-1，Ｃ２-2はキャリアＣ１の周波数Ｆｃ１の偶数分の一の周波数Ｆｃ２を有しており、ここではＦｃ２＝Ｆｃ１／２の場合が例示されている。キャリアＣ２-1は、その最大値を採るタイミングが、キャリアＣ１が最大値を採るタイミングから選択されるように同期する。キャリアＣ２-2は、その最小値を採るタイミングが、キャリアＣ１が最小値を採るタイミングから選択されるように同期する。

【0074】

キャリアＣ２-3はキャリアＣ１の周波数Ｆｃ１の奇数分の一（当該奇数は３以上）の周波数Ｆｃ２を有しており、ここではＦｃ２＝Ｆｃ１／３の場合が例示されている。キャリアＣ２-3が最大値を採るときにはキャリアＣ１も最大値を採り、キャリアＣ２-3が最小値を採るときにはキャリアＣ１も最小値を採る。

【0075】

このように、周波数が低い方のキャリアＣ２の最大値／最小値を検出し、そのタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることが望ましい。

【0076】

具体的には、キャリアＣ２としてキャリアＣ２-1が採用される場合には、Ｃ２-1が最大値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最大値を採る。

【0077】

キャリアＣ２としてキャリアＣ２-2が採用される場合には、Ｃ２-2が最小値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最小値を採る。

【0078】

キャリアＣ２としてキャリアＣ２-3が採用される場合には、Ｃ２-3が最大値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最大値を採る。またＣ２-3が最小値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最小値を採る。

【0079】

かかる切替の観点からは、周波数Ｆｃ２が周波数Ｆｃ１の奇数分の一であることが望ましい。キャリアが最大値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、最小値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、適用できるからである。

【0080】

出力電圧指令演算手段１２は、電力変換器２から出力される（「他の」）交流電圧についての指令値たる電圧指令Ｖ＊を生成する。電圧指令Ｖ＊を求める方法については、一般的なＶ／ｆ制御や交流回転機の制御方式であるベクトル制御などを採用することができる。かかる技術は公知であるので、詳細な説明は省略する。

【0081】

ＰＷＭ手段１３は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）に基づいてスイッチング制御信号Ｇを電力変換器２に与える変調信号生成部として機能する。具体的には、ＰＷＭ手段１３では、周波数Ｆｃ１を有するキャリアＣ１と、周波数Ｆｃ２を有するキャリアＣ２とを同期して生成している。そして切替手段１１から出力された周波数Ｆｃが周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２のいずれであるかに対応して、それぞれキャリアＣ１、Ｃ２をスイッチング用キャリアとして採用して、スイッチング制御信号Ｇを生成する。電力変換器２が有するスイッチング素子（図示省略）は、スイッチング制御信号Ｇに基づいてスイッチングし、交流回転機１に三相交流電圧を出力する。電力変換器２の構造自体は公知であるので、その詳細な説明は割愛する。

【0082】

スイッチング制御信号Ｇは、スイッチング用キャリアと、出力電圧指令演算手段１２から得られる電圧指令Ｖ＊との比較により、また更に直流電圧Ｖｄｃを考慮して生成される。かかる生成自体は公知の技術であるので、詳細な説明は割愛する。しかしＰＷＭ手段１３は直流電圧Ｖｄｃの脈動を考慮するために直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする。このサンプリングについては本実施の形態に特有であるので、以下に説明する。

【0083】

図７〜図１６は、電源周波数が５０Ｈｚ、電圧実効値２００Ｖの三相交流を全波整流した場合の、直流電圧Ｖｄｃのサンプリングについて示すグラフである。

【0084】

図７は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を１０ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ１とを示すグラフである。図８は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ１（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ１）を示すグラフである。（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ１は直流電圧Ｖｄｃによく追従しており、直流電圧Ｖｄｃの変動が大きいタイミングでも、偏差Ｅｒ１の絶対値は５Ｖ未満に収まっていることが分かる。よって検出手段８３において採用されるサンプリング周波数は１０ｋＨｚを採用することが望ましい。

【0085】

図９は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を５ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ２とを示すグラフである。図１０は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ２（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）を示すグラフである。直流電圧Ｖｄｃの変動が大きいタイミングでも、偏差Ｅｒ２の絶対値は１０Ｖ未満に収まっていることが分かる。

【0086】

図１１は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を２．５ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ３とを示すグラフである。図１２は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ３（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ３）を示すグラフである。（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ３は、直流電圧Ｖｄｃが２７０Ｖから２４５Ｖに減少する時と２４５Ｖから２７０Ｖに上昇する脈動成分を十分に反映していない。

【0087】

図１３は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を１ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ４とを示すグラフである。図１４は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ４（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ４）を示すグラフである。（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ４は、直流電圧Ｖｄｃの変動が緩やかな２８３Ｖから２７０Ｖに減少する時や、２７０Ｖから２８３Ｖに上昇するタイミングですら、脈動成分を十分に反映していない。

【0088】

以上のことから、直流電圧Ｖｄｃの最小電圧付近では、サンプリング周波数は１０ｋＨｚ程度必要であり、直流電圧Ｖｄｃの最大電圧付近では、サンプリング周波数は２．５ｋＨｚ程度あれば十分であると考えられる。よって電源周波数が５０Ｈｚかつ三相交流を全波整流する場合には、周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２として、それぞれ１０ｋＨｚ，２．５ｋＨｚを採用することができる。当然ながら、周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２として適切な値は、電源周波数に比例する。

【0089】

また単相交流を全波整流する場合には直流電圧Ｖｄｃが電源周波数の二倍で変動する。よって、周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２として適切な値は、電源周波数が同じであれば、三相交流を全波整流する場合と比較して１／３となる。

【0090】

図１５は、直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧Ｖｄｃの平均値から最小電圧の間でサンプリング周波数を１０ｋＨｚとし、直流電圧Ｖｄｃの平均値から最大電圧の間でサンプリング周波数を２．５ｋＨｚとして、直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ０とを示すグラフである。

【0091】

図１５において黒三角はサンプリング周波数が周波数Ｆｃ２から周波数Ｆｃ１に切り替わるタイミングであり、白三角はサンプリング周波数が周波数Ｆｃ１から周波数Ｆｃ２に切り替わるタイミングである。

【0092】

直流電圧Ｖｄｃのサンプリングは、スイッチング用キャリアがトップ及び／又はボトムを採るタイミングで行われる。よって、直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周波数の切り替わりは、スイッチング用キャリアの切り替わりと同期することが望ましい。そして上述のようにスイッチング用キャリアが切り替わる際にはその波形の最大値同士、あるいは最小値同士が一致することが望ましい。よって直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周波数の切り替わりは、スイッチング用キャリアの切り替わりと同様に、必ずしも直流電圧Ｖｄｃがその平均値を採るタイミングでは発生しない。

【0093】

（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ０は、直流電圧Ｖｄｃをスイッチング用キャリア（以下、「キャリアＣ０」とも称す）でサンプリングして得られた値であり、キャリアＣ０は周波数Ｆｃ１を有するキャリアＣ１と、周波数Ｆｃ２を有するキャリアＣ２とが、上記黒三角、白三角で切り替わって得られる、と把握することができる。

【0094】

図１６は上記サンプリングを行った場合の偏差Ｅｒ０（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ０）を示すグラフである。偏差Ｅｒ０の絶対値は１０Ｖ未満に収まっており、（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ０は直流電圧Ｖｄｃの変化が大きいタイミングでも、変化が小さいタイミングでも、追従性が良好なことが分かる。

【0095】

このように、直流電圧Ｖｄｃのサンプリングにも用いられるスイッチング用キャリアの周波数を切り替えてすることにより、制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存した電力変換器２のスイッチング損失を抑制することができる。

【0096】

なお、ＰＷＭ手段１３はスイッチング用キャリアＣ１を生成し、図７及び図８を用いて説明したように、検出手段８３において採用されるサンプリング周波数は１０ｋＨｚを採用することが望ましい。よって電圧脈動検出手段８は、第１のキャリア周波数生成手段９から周波数Ｆｃ１を受ける代わりに、ＰＷＭ手段１３からスイッチング用キャリアＣ１を受け取ってもよい。

【0097】

第２の実施の形態．
ＰＷＭ手段１３において採用されるスイッチング用キャリアの周波数は、第１の実施の形態のように二者択一ではなく、更に三つ以上の周波数を切り替えて選択しても良い。

【0098】

図１７は、本発明の第２の実施の形態の動作を説明するグラフである。第１の実施の形態と同様にして、直流電圧Ｖｄｃ及びその脈動成分Ｖｒｐは図１７（ａ）（ｂ）に、それぞれ示されている。

【0099】

第１の実施の形態と同様にして、脈動成分Ｖｒｐが０以上（あるいは０より大）の期間Ｔ２が設定される。第１の実施の形態とは異なり、脈動成分Ｖｒｐが０未満（あるいは０以下）の期間は期間Ｔ１、Ｔ３に区分されている。即ち脈動成分Ｖｒｐが０未満（あるいは０以下）の期間のうち、脈動成分Ｖｒｐが−１０未満（あるいは−１０以下）の期間Ｔ１と、脈動成分Ｖｒｐが０未満（あるいは０以下）かつ−１０以上（あるいは−１０より大）の期間Ｔ３が設定されている。

【0100】

期間Ｔ２よりも期間Ｔ３の方が、そして期間Ｔ３よりも期間Ｔ１の方が、いずれも直流電圧Ｖｄｃの変化は大きい。よって期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３においてそれぞれスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３が採用され、Ｆｃ１＞Ｆｃ３＞Ｆｃ２の関係にある。

【0101】

このようにすれば、脈動成分Ｖｒｐが０未満（あるいは０以下）におけるキャリア周波数の平均値を第１の実施の形態で採用された周波数Ｆｃ１よりも小さくし、よって期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に亘るキャリア周波数の平均値を更に低下させることができる。

【0102】

以下、最も高い周波数Ｆｃ１を有するキャリアＣ１をスイッチング用キャリアの主キャリアとも称し、それよりも低い周波数Ｆｃ２，Ｆｃ３を有するキャリアＣ２，Ｃ３をスイッチング用キャリアの副キャリアとも称する。

【0103】

なお、副キャリアが一つの場合は、第１の実施の形態において主キャリアはキャリアＣ１が、副キャリアはキャリアＣ２が、それぞれ対応する。

【0104】

副キャリアが一つの場合には、脈動成分Ｖｒｐの閾値は一つ（第１の実施の形態の例では値“０”）で足りる。主キャリアと副キャリアと切り替えるための閾値を主閾値として把握すれば、副キャリアが複数の場合に副キャリアを切り替えるための閾値を副閾値として把握することができる。上述の例では副閾値は値“−１０”を採り、副キャリアの周波数Ｆｃ２，Ｆｃ３が切り替わるための、脈動成分Ｖｒｐについての基準となる。

【0105】

図１８は第２の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該構成は、第１の実施の形態で示された電力変換装置の制御部４を制御部１４に置換した構成を有している。但し、ＰＷＭ手段１３は周波数Ｆｃ３のスイッチング用キャリアＣ３も、スイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２と同期して生成する。

【0106】

制御部１４は、制御部４に対して切替手段１１を切替手段１６と置換し、かつ第３のキャリア周波数生成手段１５を追加した構成を有している。第３のキャリア周波数生成手段１５は、周波数Ｆｃ３を出力する。ここでＦｃ３＝ｍ×Ｆｃ１，Ｆｃ２＝ｎ×Ｆｃ３（ｍ，ｎ＝２、３、４…）の関係がある。これは第１の実施の形態で図２や図６を用いて説明したのと同様に、スイッチング用キャリア同士の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させるためである。第１の実施の形態の動作と、第２の実施の形態の動作との相違は、係数ｍが１であるか２以上であるかの相違と把握することもできる。

【0107】

図１９は切替手段１６の構成を例示するブロック図である。切替手段１６は、切替手段１１が有する選択部１１１、大小判断器１１２、スイッチングコントローラ１１３に加え、更に選択部１６１，大小判断器１６２を有している。

【0108】

大小判断器１６２は、脈動成分Ｖｒｐ１と閾値“−１０”とを入力し、比較結果信号Ｅを出力する。比較結果信号Ｅは、脈動成分Ｖｒｐ１が−１０以上であれば活性化し、−１０未満であれば非活性する。

【0109】

選択部１１６は、第１のキャリア周波数Ｆｃ１（ここでは端子Ａに入力）と第３のキャリア周波数Ｆｃ３（ここでは端子Ｂに入力）のいずれかを選択して、端子Ｃから出力する。

【0110】

選択部１１１の端子Ａには、第１の実施の形態とは異なり、選択部１１６の端子Ｃが接続される。よって、おおまかには、比較結果信号Ｄが活性であれば（直流電圧Ｖｄｃの変動は緩やかであるので）端子Ｂを端子Ｃに接続して周波数Ｆｃとして周波数Ｆｃ２を採用する。比較結果信号Ｄが非活性であれば端子Ａを端子Ｃに接続する。比較結果信号Ｄが非活性であっても、つまり脈動成分Ｖｒｐ１が零又は負であっても、選択部１６１の機能によって、周波数Ｆｃとして周波数Ｆｃ１，Ｆｃ３のいずれかが周波数Ｆｃとして採用される。

【0111】

第１の実施の形態において図６を用いて説明されたように、周波数Ｆｃを切り替えるタイミングは、周波数が低い方のスイッチング用キャリアと同期することが望ましい。よって第２の実施の形態でもスイッチングコントローラ１１３にはスイッチング用キャリアＣ２が入力する。

【0112】

第１の実施の形態では、三相交流を全波整流した場合、周波数Ｆｃ１として電源周波数の２００倍（＝１０ｋＨｚ／５０Ｈｚ）を、周波数Ｆｃ２として電源周波数の５０倍（＝１０ｋＨｚ／５０Ｈｚ）を、それぞれ選定した。つまりＦｃ２＝Ｆｃ１／４となる場合を例示した。第２の実施の形態でも、Ｆｃ２＝Ｆｃ１／４としつつ、Ｆｃ３＝Ｆｃ１／２に設定することができる。これは上述の係数ｍ，ｎがいずれも値２を採ることに相当する。

【0113】

勿論、第１の実施の形態で説明したのと同様に、単相交流を全波整流した場合には適切な周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３は、三相交流を全波整流した場合の１／３の値となるし、電源周波数に比例もする。

【0114】

そしてＰＷＭ手段１３では、切替手段１６から出力された周波数Ｆｃが周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３のいずれであるかに対応して、それぞれキャリアＣ１、Ｃ２，Ｃ３をスイッチング用キャリアとして採用して、スイッチング制御信号Ｇを生成する。またスイッチング用キャリアを用いて直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする。

【0115】

図１７を用いて説明したように、スイッチング用キャリアの周波数を、直流電圧Ｖｄｃの波形の変化に応じて切り替えるので、制御の追従性を確保しつつ、当該周波数の平均値を低減することができ、スイッチング損失を抑制することができる。

【0116】

変形．
ＰＷＭ手段１３はスイッチング用キャリアＣ１を生成し、図７及び図８を用いて説明したように、検出手段８３において採用されるサンプリング周波数は１０ｋＨｚを採用することが望ましい。よって第１の実施の形態や第２の実施の形態において、電圧脈動検出手段８は、第１のキャリア周波数生成手段９から周波数Ｆｃ１を受ける代わりに、ＰＷＭ手段１３からスイッチング用キャリアＣ１を受け取ってもよい。

【0117】

図２０及び図２１は第１の実施の形態の変形を、図２２及び図２３は第２の実施の形態の変形を、それぞれ示すブロック図である。

【0118】

図２０は制御部４の変形である制御部４Ａの構成を、図２２は制御部１４の変形である制御部１４Ａの構成を、それぞれ示している。これらの構成は、第１のキャリア周波数生成手段９，第２のキャリア周波数生成手段１０，第３のキャリア周波数生成手段１５は、それぞれキャリアＣ１を生成する第１のキャリア生成手段９Ａ，キャリアＣ２を生成する第２のキャリア生成手段１０Ａ，キャリアＣ３を生成する第３のキャリア生成手段１５Ａと置換している。これらのキャリアを生成する手段９Ａ，１０Ａ，１５Ａは、キャリア同士で最大値や最小値を採るタイミングが一致するように同期して動作することが望ましい（図６参照）。

【0119】

この場合、ＰＷＭ手段１３は周波数Ｆｃに替えてこれらのキャリアのいずれかをキャリアＣ０として受けるので、その内部でキャリアを生成する必要はない。よって図２０及び図２２ではキャリアを生成する必要がないＰＷＭ手段１３Ａで、制御部４，１４中のＰＷＭ手段１３（図３、図１８参照）を置換した。

【0120】

この場合、図２１に示されるように切替手段１１には周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２に替えてキャリアＣ１，Ｃ２が、図２３に示されるように切替手段１６には周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３に替えてキャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３が、それぞれ与えられる。切替手段１１，１６においてスイッチングコントローラ１１３はＰＷＭ手段１３からではなく、キャリアＣ２を第２のキャリア生成手段１０Ａから入力する。また、電圧脈動検出手段８には周波数Ｆｃ１の代わりにキャリアＣ１が入力される。電圧脈動検出手段８はキャリアＣ１に基づいてサンプリングを行ってもよいし、キャリアＣ１から周波数Ｆｃ１を検出して、当該周波数Ｆｃ１をサンプリング周波数としてサンプリングを行ってもよい。

【0121】

第２の実施の形態ではスイッチング用キャリアの周波数として３種類が採用される場合を示したが、更に多くの種類を採用し、当該周波数の切替を細かく行ってもよい。

【0122】

スイッチング用キャリアの切り替わりが、それぞれの最大値同士、若しくは最小値同士が一致するタイミングで行われるには、それぞれのキャリアの一周期が保たれるためには、下記の関係があることが望ましい。

【0123】

(i)図２を参照して、主キャリアＣ１の最大値と全ての副キャリアＣ２，Ｃ３，…の最大値とは等しく、主キャリアＣ１の最小値と全ての副キャリアＣ２，Ｃ３，…の最小値とは等しい。

【0124】

(ii)図６を参照して、全ての副キャリアの周波数Ｆｃ２，Ｆｃ３，…は、主キャリアの周波数Ｆｃ１の整数分の一（当該整数は２以上）である。

【0125】

(iii-a)全ての副キャリアのうち最も周波数が低いもの（第２実施の形態に即していえば、キャリアＣ２）が最大値を採るタイミングでは、他の副キャリアの全て（第２実施の形態に即していえば、キャリアＣ３）及び主キャリアＣ１が最大値を採って同期する。この場合、スイッチング用キャリアの切替は、それらが最大値近傍を採るタイミングで行われる。

【0126】

図２４は上記(i)(ii)(iii-a)の条件を満足するキャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。ここで副キャリアＣ３の周波数Ｆｃ３は主キャリアＣ１の１／２であり、副キャリアＣ２の周波数Ｆｃ２は副キャリアＣ３の１／２であって、即ち主キャリアＣ１の１／４であある。上述の係数ｍ，ｎについてみれば、ｍ＝ｎ＝２の場合が例示されている。スイッチング用キャリアの切替は、図中、矢印で示されたタイミングで行われる。

【0127】

上記条件(iii-a)に替えて下記条件(iii-b)が満足されても良い。

【0128】

(iii-b)全ての副キャリアのうち最も周波数が低いものが最小値を採るタイミングでは、他の副キャリアの全て及び主キャリアＣ１が最小値を採って同期する。この場合、スイッチング用キャリアの切替は、それらが最小値近傍を採るタイミングで行われる。

【0129】

図２５は上記(i)(ii)(iii-b)の条件を満足するキャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。ここでも図２４に例示された場合と同様にして、Ｆｃ２＝Ｆｃ３／２＝Ｆｃ１／４（ｍ＝ｎ＝２）の場合が例示されている。スイッチング用キャリアの切替は、図中、矢印で示されたタイミングで行われる。

【0130】

このように副キャリアが二つある場合には、一つ副キャリアＣ３の周波数Ｆｃ３は、他の副キャリアＣ２の周波数Ｆｃ２の整数倍であることが望ましい。勿論、副キャリアが３つ以上設定される場合でも、かかる条件を満足する副キャリアが存在することが望ましい。これにより、複数の副キャリア同士を切り替えてスイッチング用キャリアを採用する場合も、スイッチングによって電力変換器２から得られる交流電圧は、電圧指令Ｖ＊に応じたものとなる。

【符号の説明】

【0131】

４，１４，４Ａ，１４Ａ 制御部
５ 整流回路
１３，１３Ａ ＰＷＭ手段（変調信号生成部）
８ 電圧脈動検出手段（電圧脈動検出部）
９ 第１のキャリア周波数生成手段
９Ａ 第１のキャリア生成手段
１０ 第２のキャリア周波数生成手段
１０Ａ 第２のキャリア生成手段
１５ 第３のキャリア周波数生成手段
１５Ａ 第３のキャリア生成手段
１１，１６ 切替手段

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】