特許 5910334 ５レベル電力変換器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5910334

(24)【登録日】2016年4月8日

(45)【発行日】2016年4月27日

(54)【発明の名称】５レベル電力変換器

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/483 20070101AFI20160414BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/483

【請求項の数】5

【全頁数】13

(21)【出願番号】特願2012-131466(P2012-131466)

(22)【出願日】2012年6月11日

(65)【公開番号】特開2013-258791(P2013-258791A)

(43)【公開日】2013年12月26日

【審査請求日】2015年3月17日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006105

【氏名又は名称】株式会社明電舎

(74)【代理人】

【識別番号】100086232

【弁理士】

【氏名又は名称】小林 博通

(74)【代理人】

【識別番号】100104938

【弁理士】

【氏名又は名称】鵜澤 英久

(74)【代理人】

【識別番号】100096459

【弁理士】

【氏名又は名称】橋本 剛

(72)【発明者】

【氏名】宗島 正和

【審査官】 安池 一貴

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２０１２／０５５９６８（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００２−１５３０９０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−０７２１１８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４２−７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する５レベル電力変換器であって、
直流電圧源と、
前記直流電圧源の正負極間に第１〜第４スイッチング素子を順次直列接続した第１直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第５，第６スイッチング素子を順次直列接続した第２直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第１直列回路と第２直列回路に対して並列接続された第１コンデンサと、前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の共通接続点と第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の共通接続点との間に接続された第２コンデンサと、直流電圧源の正極端と第１コンデンサとの間に介挿された第７スイッチング素子と、直流電圧源の負極端と第１コンデンサとの間に介挿された第８スイッチング素子と、を有し、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子の共通接続点を三相のインバータユニットの中性点として共通接続し、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子の共通接続点をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力端とする三相のインバータユニットと、を備え、
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値のうち中間相を選択し、選択された相の前記第７スイッチング素子と第８スイッチング素子とをオンにすることを特徴とする５レベル電力変換器。

【請求項2】

直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する５レベル電力変換器であって、
直流電圧源と、
前記直流電圧源の正負極間に第１〜第４スイッチング素子を順次直列接続した第１直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第５，第６スイッチング素子を順次直列接続した第２直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第１直列回路と第２直列回路に対して並列接続された第１コンデンサと、前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の共通接続点と第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の共通接続点との間に接続された第２コンデンサと、直流電圧源の正極端と第１コンデンサとの間に介挿された第７スイッチング素子と、直流電圧源の負極端と第１コンデンサとの間に介挿された第８スイッチング素子と、を有し、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子の共通接続点を三相のインバータユニットの中性点として共通接続し、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子の共通接続点をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力端とする三相のインバータユニットと、を備え、
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値の位相を２０度ずつに分割し、中間相となる電圧指令値がゼロクロスとなる期間は中間相を選択し、その他の期間は中間相となる電圧指令値と同符号の他相を選択し、選択された相の第７，第８スイッチング素子をオンにすることを特徴とする５レベル電力変換器。

【請求項3】

第７，第８スイッチング素子がオンからオフに切り換わるタイミングを遅らせて、相切り換え前後において前記選択された相の第７，第８スイッチング素子を同時にオンにする転流期間を設けることを特徴とする請求項１または２記載の５レベル電力変換器。

【請求項4】

前記選択された相の第７，第８スイッチング素子は、選択されている期間のうち任意の期間においてオンにすることを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の５レベル電力変換器。

【請求項5】

直流電圧源と三相のインバータユニットとの間に介挿されるリアクトルと第３コンデンサとを有する保護回路を備えたことを特徴とする請求項１〜４のうち何れか１項に記載の５レベル電力変換器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、１つの直流電圧源の正負極間の直流電圧を５つの電圧レベルに変換した交流相電圧を出力する５レベル電力変換器に関する。

【背景技術】

【0002】

図６は５レベル電力変換器における主回路の一例を示す回路構成図であり、図７はその制御部を示す図である。図７に示す制御部には、三相電圧指令値Ｖ^*と、第２コンデンサ電圧指令値ＶＣ₂^*が入力され、第２コンデンサ電圧ＶＣ₂はＶＣ₂^*に制御し、第１コンデンサ電圧ＶＣ₁はＶＣ₂の２倍に制御する。 第２コンデンサ電 圧ＶＣ₂を所望の電圧に制御しながら、５レベル電圧を出力するスイッチングパターンを選択し、ゲート信号を各インバータユニットヘ出力する。図６に示す５レベル電力変換器の他にも５レベルインバータとして、特許文献１が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１１−７２１１８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

図６に示す５レベル電力変換器は、直流電源Ｖ_DCにリアクトルＬを介して、各相のインバータユニット内の第１コンデンサＣ１を充電する制御と、５レベルの交流相電圧を出力しながら負荷電流を利用して第２コンデンサＣ２における電圧の制御と、を行う必要がある。

【0005】

図６に示す５レベル電力変換器のように、直流電源Ｖ_DCに接続するリアクトルＬを各相のインバータユニットで共通に用いる場合、各相のインバータユニット内における第１コンデンサＣ１を時分割に充電する必要がある。しかしながら、従来の５レベル電力変換器は、第１コンデンサＣ１の充電方法について検討されておらず、各相のインバータユニットにおける第１コンデンサＣ１の相切り換えを考慮した充電制御ができなかった。また、特許文献１はコンデンサＣ１，Ｃ２の制御ができるものではなかった。

【0006】

以上示したようなことから、相切り換えを考慮した第１コンデンサの充電制御を行うことが可能な５レベル電力変換器を提供することが課題となる。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する５レベル電力変換器であって、直流電圧源と、前記直流電圧源の正負極間に第１〜第４スイッチング素子を順次直列接続した第１直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第５，第６スイッチング素子を順次直列接続した第２直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第１直列回路と第２直列回路に対して並列接続された第１コンデンサと、前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の共通接続点と第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の共通接続点との間に接続された第２コンデンサと、直流電圧源の正極端と第１コンデンサとの間に介挿された第７スイッチング素子と、直流電圧源の負極端と第１コンデンサとの間に介挿された第８スイッチング素子と、を有し、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子の共通接続点を三相のインバータユニットの中性点として共通接続し、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子の共通接続点をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力端とする三相のインバータユニットと、を備え、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値のうち中間相を選択し、選択された相の前記第７スイッチング素子と第８スイッチング素子とをオンにすることを特徴とする。

【0008】

また、他の態様は、直流電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する５レベル電力変換器であって、直流電圧源と、前記直流電圧源の正負極間に第１〜第４スイッチング素子を順次直列接続した第１直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第５，第６スイッチング素子を順次直列接続した第２直列回路と、前記直流電圧源の正負極間に第１直列回路と第２直列回路に対して並列接続された第１コンデンサと、前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の共通接続点と第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の共通接続点との間に接続された第２コンデンサと、直流電圧源の正極端と第１コンデンサとの間に介挿された第７スイッチング素子と、直流電圧源の負極端と第１コンデンサとの間に介挿された第８スイッチング素子と、を有し、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子の共通接続点を三相のインバータユニットの中性点として共通接続し、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子の共通接続点をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力端とする三相のインバータユニットと、を備え、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値の位相を２０度ずつに分割し、中間相となる電圧指令値がゼロクロスとなる期間は中間相を選択し、その他の期間は中間相となる電圧指令値と同符号の他相を選択し、選択された相の第７，第８スイッチング素子をオンにすることを特徴とする。

【0009】

さらに、その一態様は、第７，第８スイッチング素子がオンからオフに切り換わるタイミングを遅らせて、相切り換え前後において前記選択された相の第７，第８スイッチング素子を同時にオンにする転流期間を設けることを特徴とする。

【0010】

また、その一態様は、前記選択された相の第７，第８スイッチング素子は、選択されている期間のうち任意の期間においてオンにすることを特徴とする。

【0011】

さらに、その一態様は、直流電圧源と三相のインバータユニットとの間に介挿されるリアクトルと第３コンデンサとを有する保護回路を備えたことを特徴とする。

【発明の効果】

【0012】

本発明によれば、５レベル電力変換器において、相切り換えを考慮した第１コンデンサの充電制御を行うことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】本願発明における５レベル電力変換器の一例を示す構成図である。

【図2】本願発明における第１コンデンサの充電モード，充電電路遮断モードを示す図である。

【図3】Ｕ相，Ｖ相のインバータユニットの出力電圧とＹ結線の中点の接続状態を示す図である。

【図4】実施形態１における電圧指令値と第７，第８スイッチング素子のオン・オフ状態を示すタイムチャートである。

【図5】実施形態２における電圧指令値と第７，第８スイッチング素子のオン・オフ状態を示すタイムチャートである。

【図6】従来における５レベル電力変換器の主回路を示す構成図である。

【図7】従来における５レベル電力変換器の制御部を示す構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

図１は、図６に示す５レベル電力変換器を力行のみに変形した５レベルＤＣ／ＡＣ（電力）変換器を示す構成図である。原理は図６に示す５レベル電力変換器と同様である。

【0015】

図１において、直流電源Ｖ_DCの正負極端間には、保護回路１が接続され、この保護回路１の出力ＰＮを各相のインバータユニット２Ｕ，２Ｖ，２Ｗへ入力している。前記保護回路１は、リアクトルＬと，第３ダイオードＤ３と、第３コンデンサＣ３と、回生用の抵抗Ｒと、を備えている。

【0016】

前記各相のインバータユニット２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは、第１〜第４スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を順次直列接続した第１直列回路と、第５，第６スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を順次直列接続した第２直列回路と、第１コンデンサＣ１と、が並列に接続されている。また、第１，第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点と、第３，第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の共通接続点との間に第２コンデンサＣ２が接続され、保護回路１の正極端と第１コンデンサＣ１，第１直列回路，第２直列回路から成る並列回路との間には第１ダイオードＤ１と第７スイッチング素子Ｓ７が介挿され、保護回路１の負極端と第１コンデンサＣ１，第１直列回路，第２直列回路からなる並列回路との間には第２ダイオードＤ２と第８スイッチング素子Ｓ８とが介挿されている。

【0017】

図６における５レベル電力変換器では、スイッチング素子５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ，７ａ，７ｂ，８ａ，８ｂと各箇所にスイッチング素子が２つずつ設けれているが、耐圧を考慮しなければ図１に示すように、第５，第６，第７，第８スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８と各箇所に１つずつ設ければよい。

【0018】

なお、第５，第６スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の共通接続点を第１出力端子Ａとし、第２，第３スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の共通接続点を第２出力端子Ｂとする。そして、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相におけるインバータユニット２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの第１出力端子Ａ同士を接続してＹ結線の中性点とし、各相の第２出力端子ＢはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の出力端子として負荷２へ接続する。

【0019】

制御部３は、第１コンデンサＣ１，第２コンデンサＣ２の各電圧Ｖ_CU1，Ｖ_CU2，Ｖ_CV1，Ｖ_CV2，Ｖ_CW1，Ｖ_CW2，３相の電圧指令値Ｖ^*，３相の電圧検出値の正弦波信号を入力し、第１〜第８スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８にゲート信号を出力して、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を制御する。

【0020】

前記第１〜第６スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は後述する表１のモード１〜モード８を有するスイッチングパターンに従ってオン，オフ制御され、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８は前記第１〜第６スイッチング素子とは別個に制御部３によってオン，オフ制御される。

【0021】

図２（ａ）に示すように、第１コンデンサＣ１の電圧が直流電源Ｖ_DCよりも小さいときに第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８をオンすることで第１コンデンサＣ１を充電できるが、図２（ｂ）に示すように第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８をオフしたときのリアクトルＬのエネルギー は、第１コンデンサＣ１に充電できない。そのため、前記保護回路１を直流電源Ｖ_DCの正負極端間に設け、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８をオフしたときのリアクトルＬのエネルギーを第３コンデンサＣ３に吸収させている。

【0022】

前記各相のインバータユニット２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは、第１コンデンサＣ１の電圧が２Ｅ，第２コンデンサＣ２の電圧がＥのとき、下記表１に示すスイッチングパターンにより、負荷２へ５レベルの相電圧２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅを出力できる。 第２コンデンサＣ２の電圧は、各相におけるインバータユニット２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの交流出力電圧がＥまたは、−Ｅのときに充電または放電するスイッチングパターン（表１のＳｗｉｔｃｈｉｎｇ ＳｔａｔｅＶ₂，Ｖ₃，Ｖ₆，Ｖ₇）を利用して制御することができる。

【0023】

【表1】

【0024】

表１は、第１〜第６スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のモード１〜８（表１ではＳｗｉｔｃｈｉｎｇ ＳｔａｔｅＶ₁〜Ｖ₈と表記している。）により出力端子Ａ，Ｂ間に出力される電圧と第２コンデンサＣ２の充放電の有無を示している。

【0025】

ここで、表１のスイッチングパターンの各モード１〜８と出力端子Ａ，Ｂ間の電流Ｉの経路を説明する。

【0026】

〈モード１〉
第３，第４，第５スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５がオフ，第１，第２，第６スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ６→第１コンデンサＣ１→Ｓ１→Ｓ２→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第１コンデンサＣ１の負側→正側が接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅとなる。

【0027】

〈モード２〉
第２，第４，第５スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５はオフ，第１，第３，第６スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ６→第１コンデンサＣ１→Ｓ１→第２コンデンサＣ２→Ｓ３→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第１コンデンサＣ１の負側→正側→第２コンデンサＣ２の正側→負側が直列に接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ−Ｅ＝Ｅとなる。このモード２では、電流Ｉ＞０のとき第２コンデンサＣ２は充電される。

【0028】

〈モード３〉
第１，第３，第５スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５はオフ，第２，第４，第６スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ６→Ｓ４→第２コンデンサＣ２→Ｓ２→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第２コンデンサＣ２の負側→正側が接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。このモード３では、電流Ｉ＞０のとき第２コンデンサＣ２は放電される。

【0029】

〈モード４〉
第１，第２，第５スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５はオフ，第３，第４，第６スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ６→Ｓ４→Ｓ３→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第６，第４，第３スイッチング素子Ｓ６，Ｓ４，Ｓ３を介して直送され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。

【0030】

〈モード５〉
第３，第４，第６スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６はオフ、第１，第２，第５スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ５→Ｓ１→Ｓ２→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第５，第１，第２スイッチング素子Ｓ５，Ｓ１，Ｓ２を介して直送され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。

【0031】

〈モード６〉
第２，第４，第６スイチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６はオフ，第１，第３，第５スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ５→Ｓ１→第２コンデンサＣ２→Ｓ３→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第２コンデンサＣ２の正側→負側が接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。このモード６では、電流Ｉ＜０のとき第２コンデンサＣ２は放電される。

【0032】

〈モード７〉
第１，第３，第６スイチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６はオフ，第２，第４，第５スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ５→第１コンデンサＣ１→Ｓ４→第２コンデンサＣ２→Ｓ２→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第１コンデンサの正側→負側→第２コンデンサＣ２の負側→正側が直列に接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は、−２Ｅ＋Ｅ＝Ｅとなる。このモード７では、電流Ｉ＜０のとき第２コンデンサＣ２は充電される。

【0033】

〈モード８〉
第１，第２，第６スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６はオフ，第３，第４，第５スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５がオンとなり、電流Ｉは出力端子Ａ→Ｓ５→第１コンデンサＣ１→Ｓ４→Ｓ３→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には第１コンデンサの正側→負側が順に接続され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−２Ｅとなる。

【0034】

表１に示すように、出力電圧が２Ｅ，Ｅ，＋０のときには、第６スイッチング素子Ｓ６がオン、第５スイッチング素子Ｓ５がオフとなり、出力電圧が−２Ｅ，−Ｅ，−０のときには、第６スイッチング素子Ｓ６がオ フ、第５スイッチング素子Ｓ５がオンとなる。

【0035】

例えば、Ｕ相とＶ相の出力電圧が正ならば、図３（ａ）に示すように、Ｙ結線の中点ＭＰ（出力端子Ａ）には第１コンデンサＣ１の負側同士が接続される。 一方、Ｕ相とＶ相の出力電圧が負の場合は、図３（ｂ）に示すように、Ｙ結線の中点ＭＰ（出力端子Ａ）には第１コンデンサＣ1 の正側同士が接続される。

【0036】

図３（ａ）または図３（ｂ）に示す状態であれば、直流電源Ｖ_DCからリアクトルＬを介して第１コンデンサＣ１を充電するとき、直流電源Ｖ_DCの短絡を伴わず、Ｕ相のインバータユニット２ＵからＶ相のインバータユニット２Ｖへの切り換えができる。

【0037】

この充電の切り換え時に第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８に転流期間を設けることで、リアクトルＬの電流をＵ相のインバータユニット２ＵからＶ相のインバータユニット２Ｖヘ転流できる。前記転流期間は、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８がオンからオフに切り換わるタイミングを遅らせることにより、異なる２つの相の第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８が同時にオンとなっている期間とする。転流期間を用いない場合は、図２（ｂ）に示すように保護回路１の第３コンデンサＣ３がリアクトルＬのエネルギーを吸収する。

【0038】

［実施形態１］
図４は、本実施形態１における５レベル電力変換器の電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wと、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８のオン・オフの状態を示すタイムチャートである。

【0039】

実施形態１は、図４に示すように、電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wのうち中間の値となる中間相のインバータユニットを選択し、選択された相の第１コンデンサＣ１を６０度（１／３π）ずつ充電することを特徴としている。具体的には、選択された中間相のインバータユニットにおける第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８をオンして第１コンデンサＣ１に充電し、その他の相におけるインバータユニットの第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８をオフし、充電経路を遮断している。

【0040】

以下、電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wの各位相における第１コンデンサＣ１の充電と、第１コンデンサＣ１に対する充電経路の遮断の一例を示す。
［０から１／６π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１／６πから１／２π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＵ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１／２πから５／６π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［５／６πから７／６π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［７／６πから３／２π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＵ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［３／２πから１１／６π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電、Ｕ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１１／６πから２π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断。

【0041】

図４に示すように、本実施形態１における５レベル電力変換器は、第１コンデンサＣ１の充電を他の相へ切り換える転流期間を設けている。例えば、転流を考慮しなければ、Ｕ相のインバータユニット２Ｕの第７，第８スイッチング素子Ｓ７は１／６πでオフとなるが、転流を考慮してオフとなるタイミングを遅らせ、Ｕ相とＶ相のインバータユニット２Ｕ，２Ｖを同時にオンとする転流期間を設ける。この転流期間においてリアクトルのエネルギー（電流）をＵ相からＶ相へ転流させる。

【0042】

以上示したように、本実施形態１における５レベル電力変換器によれば、三相の電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wから中間相とインバータユニットを選択し、各相のインバータユニット２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８のオン・オフ状態を制御することにより、各相の第１コンデンサＣ１を時分割に６０度（１／３π）ずつ充電することが可能となり、短絡を伴わずに、第１コンデンサＣ１の相切り換えを行うことができ、５レベル電力変換器におけるコンデンサ電圧制御を簡素な制御構成で行うことが可能となる。

【0043】

また、転流期間を設けることにより、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーを他の相へ転流することが可能となる。さらに、転流期間を設けない場合も、保護回路１を追加することによりリアクトルＬのエネルギーを吸収することが可能となる。

【0044】

［実施形態２］
図５は、本実施形態２における５レベル電力変換器の電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wと、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８のオン・オフの状態を示すタイムチャートである。

【0045】

本実施形態２は、電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wの中間相と、中間相と同符号の他の相の電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wと、を選択して２０度（１／９π）ずつ各相の第１コンデンサＣ１を充電するものである。具体的には、電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wの位相を２０度（１／９π）に分割した期間のうち中間相となる電圧指令値がゼロクロスとなる期間は中間相を選択し、それ以外の期間は電圧指令値が中間相と同符号の他の相を選択する。

【0046】

以下、電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wの各位相における第１コンデンサＣ１の充電と、第１コンデンサＣ１に対する充電経路の遮断を示す。

【0047】

［０から１／１８π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１／１８πから１／６π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＶ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１／６πから５／１８π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［５／１８πから７／１８π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＶ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［７／１８πから１／２π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１／２πから１１／１８π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＶ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１１／１８πから１３／１８π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電、Ｕ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１３／１８πから５／６π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電、Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［５／６πから１７／１８π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電、Ｕ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１７／１８πから１９／１８π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１９／１８πから７／６π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＶ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［７／６πから２３／１８π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［２３／１８πから２５／１８π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＶ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［２５／１８πから３／２π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［３／２πから２９／１８π］Ｗ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＶ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［２９／１８πから３１／１８π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［３１／１８πから１１／６π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［１１／６πから３５／１８π］Ｖ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｕ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断
［３５／１８πから２π］Ｕ相の第１コンデンサＣ１を充電，Ｖ相とＷ相は第１コンデンサＣ１の充電経路を遮断。

【0048】

図５に示すように、本実施形態２における５レベル電力変換器は、第１コンデンサＣ１の充電を他の相へ切り換える転流期間を設けている。例えば、転流を考慮しなければ、Ｕ相のインバータユニット２Ｕの第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８は１／１８πでオフとなるが、転流を考慮してオフとなるタイミングを遅らせることにより、Ｕ相とＷ相のインバータユニット２Ｕ，２Ｗを同時にオンとする転流期間を設ける。この転流期間においてリアクトルＬのエネルギー（電流）をＵ相からＷ相へ転流させる。

【0049】

以上示したように、本実施形態２における５レベル電力変換器によれば、保護回路１を追加することにより、コンデンサ電圧制御を簡素な制御構成で行うことが可能となる。

【0050】

また、三相の電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wから電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wの中間相のインバータユニットと、中間相となる電圧指令値Ｖ^*_U，Ｖ^*_V，Ｖ^*_Wと同符号の他の相と、を選択し、各相のインバータユニット２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８のオン・オフ状態を制御することにより、各相の第１コンデンサＣ１を時分割に２０度（１／９π）ずつ充電することが可能となり、短絡を伴わずに、第１コンデンサＣ１の相切り換えを行うことができる。

【0051】

また、転流期間を設けることにより、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーを他の相へ転流することが可能となる。さらに、転流期間を設けない場合も、保護回路１によりリアクトルＬのエネルギーを吸収することが可能となる。

【0052】

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

【0053】

例えば、実施形態１，２では、直流電圧源として直流電源Ｖ_DCを使用した例を示したが、交流電源を整流した直流電圧とする構成でも良い。また、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の選択をＵ，Ｖ，Ｗ相の各相電圧指令値で説明したが、電圧検出器や演算で求めた電圧など、各相の電圧値を表すものであってもよい。

【0054】

さらに、実施形態１，２では充電期間を６０度または２０度に時分割したが、６０度または２０度の期間のうち充電する期間を任意とすることにより、第１コンデンサＣ１電圧の調節も可能である。すなわち、第７，第８スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８をオンとする期間を任意とすることにより第１コンデンサＣ１の電圧を５レベル（２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅ）のみではなく、例えば１．５Ｅ，０．５Ｅ，−０．５Ｅ，−１．５Ｅ等に制御することが可能となる。

【符号の説明】

【0055】

１…保護回路
２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ…インバータユニット
Ｓ１〜Ｓ８…第１〜第８スイッチング素子
３…制御部
４…負荷
Ａ，Ｂ…出力端子
Ｃ１〜Ｃ３…第１〜第３コンデンサ
Ｖ_DC…直流電源

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】