特許 5915184 電源回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5915184

(24)【登録日】2016年4月15日

(45)【発行日】2016年5月11日

(54)【発明の名称】電源回路

(51)【国際特許分類】

   G05F 1/56 20060101AFI20160422BHJP

【ＦＩ】

   G05F1/56 310C

   G05F1/56 320A

   G05F1/56 320S

【請求項の数】3

【全頁数】11

(21)【出願番号】特願2012-1656(P2012-1656)

(22)【出願日】2012年1月6日

(65)【公開番号】特開2013-142940(P2013-142940A)

(43)【公開日】2013年7月22日

【審査請求日】2014年9月30日

(73)【特許権者】

【識別番号】710014351

【氏名又は名称】オンキヨー株式会社

(72)【発明者】

【氏名】川口 剛

(72)【発明者】

【氏名】関谷 守

【審査官】 安食 泰秀

(56)【参考文献】

【文献】 特開昭５９−１９１６２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−２７１９５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 実開昭５９−０８８７２６（ＪＰ，Ｕ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０５Ｆ １／５６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力される交流電圧に基づいて直流電圧を生成する電源回路であって、
前記交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路からの電圧が増加すると増加し、前記整流回路からの電圧が低下すると低下し、かつ、前記整流回路からの電圧が所定値以上のときには所定電圧に固定される閾値電圧を生成する閾値電圧生成部と、
前記電源回路の出力電圧と前記閾値電圧とを比較し、かつ、前記整流回路からの電圧と前記閾値電圧とを比較し、前記電源回路の出力電圧が前記閾値電圧よりも大きい場合、または、前記整流回路からの電圧が前記閾値電圧よりも大きい場合に、前記整流回路からの電圧を出力部に供給せず、前記電源回路からの出力電圧が前記閾値電圧以下であり、かつ、前記整流回路からの電圧が前記閾値電圧以下である場合に、前記整流回路からの電圧を前記出力部に供給し、前記出力部の接地電位への短絡時には、前記電源回路の出力電圧の低下により、前記整流回路からの電圧と前記閾値電圧との大小関係には影響されず、前記整流回路からの電圧を前記出力部に供給する出力制御部と、
前記出力制御部からの電圧に基づいて、前記電源回路の出力電圧である直流電圧を生成する前記出力部と、を備え、
前記出力制御部が、前記電源回路の出力電圧と前記閾値電圧とを比較し、かつ、前記整流回路からの電圧と前記閾値電圧とを比較し、オン状態又はオフ状態に変化する第１トランジスタと、前記第１トランジスタのオン状態又はオフ状態に応答してオン状態又はオフ状態に変化し、前記整流回路からの電圧の前記出力部への供給又は非供給を切り換える第２トランジスタとを含み、
前記第１トランジスタのベースには前記電源回路の出力電圧と、前記整流回路からの電圧とが供給され、前記第１トランジスタのエミッタには前記閾値電圧が供給される、電源回路。

【請求項2】

前記出力制御部が、一端が前記第１トランジスタのベースに接続し、他端が前記整流回路に接続する抵抗素子と、一端が前記第１トランジスタのベースに接続し、他端が前記電源回路の前記出力部に接続する抵抗素子と、を含む、
請求項１に記載の電源回路。

【請求項3】

前記第２トランジスタから前記出力部に流れる電流が過大であることを検出して前記第２トランジスタをオフ状態に変化させ、前記第２トランジスタから前記出力部に流れる電流を制限する第３トランジスタをさらに備える、請求項１または２に記載の電源回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電源回路に関する。

【背景技術】

【0002】

下記特許文献１には、以下の電源回路が記載されている。電源回路は、入力される交流電圧を整流する整流回路と、整流回路からの電圧を平滑する平滑部と、平滑された電圧が増加すると増加し、かつ、平滑された電圧が低下すると低下する閾値電圧を生成する閾値電圧生成部と、整流回路からの電圧と閾値電圧とを比較し、整流回路からの電圧が閾値電圧以上である場合に、整流回路からの電圧を出力部に供給せず、整流回路からの電圧が閾値電圧未満である場合に、整流回路からの電圧を出力部に供給する出力制御部と、出力制御部からの電圧に基づいて、直流電圧を生成する出力部とを備える。

【0003】

交流電圧が増加すると、整流回路からの電圧の電圧値が増加する。ここで、閾値電圧が一定であれば整流回路から出力制御部を介して出力部に電圧が供給される期間が変動し、出力部に供給される電荷量が変化し、出力電圧である直流電圧が変動する。しかし、閾値電圧生成部が生成する閾値電圧が平滑された電圧が増加するのに応じて増加する。従って、出力部に供給される電荷量が変化せず、出力電圧である直流電圧が変動しない。同様に、交流電圧が低下した場合には、閾値電圧生成部が生成する閾値電圧が平滑された電圧が低下するのに応じて低下する。従って、出力部に供給される電荷量が変化せず、出力電圧である直流電圧が変動しない。以上のように、本電源回路によると、安定した直流電圧を出力することができる。

【0004】

しかし、特許文献１の電源回路には、整流回路からの電圧と閾値電圧とを比較しているだけであるので、出力部のコンデンサから負荷に流れる電流が変動した場合に出力電圧が変動してしまうという問題がある。また、出力部のコンデンサ（すなわち、負荷）が接地電位に対して短絡した場合、つまり、コンデンサの充電電圧が０Ｖ（接地電位）になった場合であっても、整流回路からの電圧と閾値電圧との比較結果のみに基づいてコンデンサに電流を供給するので、出力部に十分に電流を流すことができず、保護用のヒューズを切断することができず、プロテクトを働かせることができないという問題がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１０−２７１９５４号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

本発明は上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その代表的な目的は、出力部の接地電位への短絡時にも、出力部に十分な電流を流すことができる電源回路を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明の好ましい実施形態による電源回路は、入力される交流電圧に基づいて直流電圧を生成する電源回路であって、前記交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの電圧が増加すると増加し、前記整流回路からの電圧が低下すると低下し、かつ、前記整流回路からの電圧が所定値以上のときには所定電圧に固定される閾値電圧を生成する閾値電圧生成部と、前記電源回路の出力電圧と前記閾値電圧とを比較し、かつ、前記整流回路からの電圧と前記閾値電圧とを比較し、前記電源回路の出力電圧が前記閾値電圧よりも大きい場合、または、前記整流回路からの電圧が前記閾値電圧よりも大きい場合に、前記整流回路からの電圧を出力部に供給せず、前記電源回路からの出力電圧が前記閾値電圧以下であり、かつ、前記整流回路からの電圧が前記閾値電圧以下である場合に、前記整流回路からの電圧を前記出力部に供給し、前記出力部の接地電位への短絡時には、前記電源回路の出力電圧の低下により、前記整流回路からの電圧と前記閾値電圧との大小関係には影響されず、前記整流回路からの電圧を前記出力部に供給する出力制御部と、前記出力制御部からの電圧に基づいて、前記電源回路の出力電圧である直流電圧を生成する前記出力部とを備える。

【0008】

本実施形態によると、出力制御部は、出力部の接地電位への短絡時には、電源回路からの出力電圧の低下により、整流回路からの電圧と閾値電圧との大小関係には影響されず、整流回路からの電圧を出力部に供給する。従って、出力部の接地電位への短絡時に、出力部に十分な電流を流すことができ、ヒューズを切断してプロテクトを働かせることができる。さらに、出力制御部は、電源回路の出力電圧と閾値電圧とを比較し、比較結果に応じて、前記整流回路からの電圧を前記出力部に供給するか否かを制御するので、出力部から負荷に流れる電流が変動した場合でも、出力電圧を安定化させることができる。さらに、出力制御部は、整流回路からの電圧と閾値電圧とを比較し、比較結果に応じて、整流回路からの電圧を出力部に供給するか否かを制御し、閾値電圧が、整流回路からの電圧が所定値以上のときには所定電圧に固定されるので、整流回路からの電圧の振幅値が大きい期間には、整流回路からの電圧を出力部に供給しない。従って、消費電力を低下させることができる。

【0009】

好ましい実施形態においては、前記出力制御部が、前記電源回路の出力電圧と前記閾値電圧とを比較し、かつ、前記整流回路からの電圧と前記閾値電圧とを比較し、オン状態又はオフ状態に変化する第１トランジスタと、前記第１トランジスタのオン状態又はオフ状態に応答してオン状態又はオフ状態に変化し、前記整流回路からの電圧の前記出力部への供給又は非供給を切り換える第２トランジスタとを含み、前記第１トランジスタのベースには前記電源回路の出力電圧と、前記整流回路からの電圧とが供給され、前記第１トランジスタのエミッタには前記閾値電圧が供給される。

【0010】

好ましい実施形態においては、前記第２トランジスタから前記出力部に流れる電流が過大であることを検出して前記第２トランジスタをオフ状態に変化させ、前記第２トランジスタから前記出力部に流れる電流を制限する第３トランジスタをさらに備える。

【0011】

第３トランジスタは、整流回路から第２トランジスタを介して出力部へと流れる電流の大きさを判断しており、当該電流が過大であることを検出した場合、第２トランジスタをオフ状態に変化させるように機能する。瞬間的に大きな電流が流れると、輻射ノイズの発生や消費電力の増加といった問題があるが、第３トランジスタを設けることで無駄に過大な電流が流れることを防止することができる。

【発明の効果】

【0012】

出力部の接地電位への短絡時にも、出力部に十分な電流を流すことができる電源回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】本発明の好ましい実施形態による電源回路を示す回路図である。

【図2】本発明の電源回路の動作を示すシミュレーション結果である。

【図3】本発明の電源回路の動作を示すシミュレーション結果である。

【図4】本発明の電源回路の動作を示すシミュレーション結果である。

【図5】本発明の電源回路の動作を示すシミュレーション結果である。

【図6】本発明の別の好ましい実施形態による電源回路を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

以下、本発明の好ましい実施形態について説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図１は、本発明の好ましい実施形態による電源回路１を示す回路図である。電源回路１は、全波整流回路Ｄ１と、閾値電圧生成部２と、出力制御部３と、出力部４とを概略備えている。

【0015】

出力制御部３は、電源回路１の出力電圧Ｖｏと、閾値電圧生成部２が生成する閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、かつ、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１と、閾値電圧Ｖｔｈとを比較する。出力制御部３は、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈよりも大であるとき、または、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈよりも大であるとき、直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４に供給しない（直流電圧Ｖｄ１を出力部４に供給しない）。出力制御部３は、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下であり、かつ、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ以下であるとき、直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４に供給する（直流電圧Ｖｄ１を出力部４に供給する）。

【0016】

出力制御部３は、出力部４が接地電位に対して短絡したとき、すなわち、出力電圧Ｖｏが０Ｖ（接地電位）に低下するときには、整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１と閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係に影響されることなく、長い期間にわたり、直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４に供給する（直流電圧Ｖｄ１を出力部４に供給する）。

【0017】

閾値電圧生成部２によって生成される閾値電圧Ｖｔｈは、直流電圧Ｖｄ１が増加するのに応じて増加し、直流電圧Ｖｄ１が減少するのに応じて減少し、かつ、整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１が所定値以上のときには所定電圧に固定される（つまり、閾値電圧Ｖｔｈは所定電圧以上には増加しない）。

【0018】

全波整流回路Ｄ１は、２つの入力端子が図示しないトランスの二次巻線に接続されており、トランスから入力される交流電圧を全波整流し、直流電圧（全波整流波形）Ｖｄ１を生成し、出力する。全波整流回路Ｄ１の一方の出力端子は、閾値電圧生成部２と、出力制御部３とに接続され、他方の出力端子は接地電位に接続されている。全波整流回路Ｄ１の一方の入力端子は、ヒューズｆが接続されている。

【0019】

閾値電圧生成部２は、出力制御部３が全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４に供給するか否かを判別するための閾値電圧Ｖｔｈを生成する。生成された閾値電圧Ｖｔｈは、出力制御部３のトランジスタＱ１のエミッタに供給される。閾値電圧Ｖｔｈは、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１の電圧値に応じて、変動する。すなわち、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１が増加した場合には、閾値電圧生成部２が生成する閾値電圧Ｖｔｈも増加し、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１が減少した場合には、閾値電圧生成部２が生成する閾値電圧Ｖｔｈも減少する。なお、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１が所定電圧以上のときには、閾値電圧Ｖｔｈは所定電圧以上に増加せずに固定される。

【0020】

閾値電圧生成部２は、定電圧生成部であるツェナーダイオードＤ２と、抵抗Ｒ１とを含む。抵抗Ｒ１は、一端が全波整流回路Ｄ１の出力に接続され、他端がトランジスタＱ１のエミッタと、ツェナーダイオードＤ２のカソードとに接続されている。ツェナーダイオードＤ２のアノードは接地電位に接続されている。閾値電圧Ｖｔｈは、全波整流回路Ｄ１から出力される直流電圧Ｖｄ１から、抵抗Ｒ１の両端電圧を減算した電圧となり、直流電圧Ｖｄ１の変動に応じて変動するが、ツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧以上には増加しない。従って、ツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧から０Ｖの間で、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１の増減に伴って増減することになる。

【0021】

出力制御部３は、電源回路１の出力電圧Ｖｏと、閾値電圧生成部２が生成する閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、かつ、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１と、閾値電圧Ｖｔｈとを比較する。出力制御部３は、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈよりも大のとき、または、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈよりも大のとき、直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４のコンデンサＣ２に流さない（直流電圧Ｖｄ１をコンデンサＣ２に供給しない）。一方、出力制御部３は、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ以下であり、かつ、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下であるとき、直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４のコンデンサＣ２に流す（直流電圧Ｖｄ１をコンデンサＣ２に供給する）。

【0022】

出力制御部３は、出力部４のコンデンサＣ２の一端が接地電位に対して短絡したとき、すなわち、出力電圧Ｖｏが０Ｖ（接地電位）に低下するときには、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１と閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係に影響されることなく、長い期間にわたり、直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４に供給する。

【0023】

出力制御部３は、出力電圧Ｖｏと閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、かつ、直流電圧Ｖｄ１と閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、比較した結果を出力するトランジスタＱ１（ｐｎｐ型トランジスタ）と、トランジスタＱ１からの比較結果に応じて、直流電圧Ｖｄ１のコンデンサＣ２への供給／非供給を切り換えるトランジスタＱ３とを含む。また、出力制御部３は、抵抗Ｒ２〜Ｒ５と、コンデンサＣ１と、トランジスタＱ２とをさらに含む。

【0024】

トランジスタＱ１のベースは、抵抗Ｒ４を介して出力部４のコンデンサＣ２の一端に接続されて出力電圧Ｖｏが供給され、かつ、抵抗Ｒ５を介して全波整流回路Ｄ１の出力に接続され、直流電圧Ｖｄ１が供給される。トランジスタＱ１は、エミッタが抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＤ２のカソードとの接続点に接続されて閾値電圧Ｖｔｈが供給され、コレクタが抵抗Ｒ２を介して接地電位に接続されている。トランジスタＱ１は、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈよりも大である場合、または、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈよりも大である場合にオフ状態になり、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ以下であり、かつ、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下である場合にオン状態になる。なお、実際には、トランジスタＱ１の導通開始電圧である０．６Ｖ、および、抵抗Ｒ４またはＲ５の両端電圧を加味してトランジスタＱ１のオン状態又はオフ状態が決定されるので、閾値電圧生成部２が生成する閾値電圧ＶｔｈにトランジスタＱ１の導通開始電圧０．６Ｖ、および、抵抗Ｒ４またはＲ５の両端電圧を加味した電圧が広義の閾値電圧ということができる。

【0025】

トランジスタＱ２は、ベースが抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ１のコレクタに接続され、抵抗Ｒ２を介して接地電位に接続され、かつ、コンデンサＣ１を介して接地電位に接続され、コレクタが抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ３のベースに接続され、エミッタが接地電位に接続されている。

【0026】

トランジスタＱ３は、ベースが、抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続され、エミッタが全波整流回路Ｄ１の一方の出力端子に接続され、コレクタが出力部４のダイオードＤ３のアノードに接続されている。トランジスタＱ３は、トランジスタＱ１がオン状態のときにオン状態になり、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４のコンデンサＣ２に流し、トランジスタＱ１がオフ状態のときにオフ状態になり、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づく電流を出力部４のコンデンサＣ２に流さない。

【0027】

出力部４は、全波整流回路Ｄ１から出力制御部３を介して供給される電流によってコンデンサＣ２を充電することにより、電源回路１の出力電圧Ｖｏである平滑された直流電圧を生成する。出力部４は、ダイオードＤ３と、コンデンサＣ２とを含む。ダイオードＤ３は、アノードがトランジスタＱ３のコレクタに接続され、カソードがコンデンサＣ２の一端と負荷ＲＬの一端とに接続されている。コンデンサＣ２は、一端がダイオードＤ３のカソードと、抵抗Ｒ４と、負荷ＲＬの一端とに接続され、他端が接地電位に接続されている。負荷ＲＬの他端は接地電位に接続されている。

【0028】

以上の構成を有する電源回路１についてその動作を説明する。図２は、全波整流回路Ｄ１への入力交流電圧と、出力電圧Ｖｏと、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２へと流れる電流とを測定したシミュレーション結果である。以下、図１および図２を用いて説明する。

【0029】

全波整流回路Ｄ１は、図示しないトランスから入力される交流電圧を全波整流し、直流電圧Ｖｄ１を生成し、閾値電圧生成部２および出力制御部３に供給する。閾値電圧生成部２は、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づいて閾値電圧Ｖｔｈを生成し、トランジスタＱ１のエミッタに供給する。トランジスタＱ１のベースには、コンデンサＣ２の充電電圧である出力電圧Ｖｏが抵抗Ｒ４を介して供給され、かつ、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１が抵抗Ｒ５を介して供給される。トランジスタＱ１は、出力電圧Ｖｏと閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係を比較し、かつ、直流電圧Ｖｄ１と閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係を比較する。

【0030】

図２の期間Ｔ１では、入力交流電圧の振幅値が小さいので、入力交流電圧から生成される閾値電圧Ｖｔｈの値も小さくなっている。従って、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈよりも大となる（実際にはトランジスタＱ１の導通開始電圧および抵抗Ｒ４の両端電圧を考慮する、以下同様）。従って、トランジスタＱ１は、ベース−エミッタ間電圧が導通開始電圧に達しておらず、オフ状態になる。トランジスタＱ１がオフ状態になると、トランジスタＱ２は、ベースが接地電位に接続された状態になるので、オフ状態になる。従って、トランジスタＱ２のオフにより、トランジスタＱ３は、接地電位から開放された状態になるので、オフ状態になる。

【0031】

従って、トランジスタＱ３がオフ状態になることにより、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づいた電流がコンデンサＣ２には流れない。その結果、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈよりも大である期間Ｔ１には、コンデンサＣ２は充電されず、出力電圧Ｖｏは負荷に消費されて少しずつ低下する。

【0032】

期間Ｔ２では、入力交流電圧の振幅値の増加によって閾値電圧Ｖｔｈが大きくなる。一方、出力電圧Ｖｏは期間Ｔ１の動作によって低下している。従って、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ以下となり、かつ、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下となる。実際にはトランジスタＱ１の導通開始電圧および抵抗Ｒ５の両端電圧を考慮する必要があり、抵抗Ｒ５の抵抗値は、期間Ｔ２、Ｔ４において、直流電圧Ｖｄ１に基づいて抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ１のベースに供給される電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以下となるような値に設定されている。従って、トランジスタＱ１は、ベース−エミッタ間電圧が導通開始電圧に達し、オン状態になる。トランジスタＱ１がオン状態になると、トランジスタＱ２は、ベースがトランジスタＱ１のエミッタに接続され、閾値電圧Ｖｔｈが供給された状態になるので、オン状態になる。従って、トランジスタＱ２のオンにより、トランジスタＱ３は、ベースが接地電位に接続された状態になるので、オン状態になる。

【0033】

従って、トランジスタＱ３がオン状態になることにより、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づいた電流がトランジスタＱ３、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ２に流れ、コンデンサＣ２が充電され、出力電圧Ｖｏである直流電圧が少しずつ増加する。

【0034】

期間Ｔ３には、入力交流電圧の振幅値がさらに増加することによって、閾値電圧ＶｔｈはツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧に固定され増加しないが、全波整流回路Ｄ１から抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ１のベースに供給される直流電圧Ｖｄ１は増加を続ける。従って、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈよりも大となる。トランジスタＱ１は、ベース−エミッタ間電圧が導通開始電圧とならず、オフ状態になる。トランジスタＱ１がオフ状態になることにより、トランジスタＱ２は、ベースが接地電位に接続された状態になるので、オフ状態になる。従って、トランジスタＱ２のオフにより、トランジスタＱ３は、接地電位から開放された状態になるので、オフ状態になる。

【0035】

従って、トランジスタＱ３がオフ状態になることにより、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づいた電流がコンデンサＣ２には流れない。その結果、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈよりも大である期間Ｔ３には、コンデンサＣ２を充電せず、出力電圧Ｖｏは負荷ＲＬによって消費され、少しずつ低下する。

【0036】

期間Ｔ４では、入力交流電圧の振幅値が期間Ｔ３と比べて低下することによって、全波整流回路Ｄ１から抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ１のベースに供給される直流電圧Ｖｄ１が期間Ｔ３と比べて小さくなる。出力電圧Ｖｏは、期間Ｔ３の動作によって低下している。従って、期間Ｔ２と同様に、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ以下となり、かつ、直流電圧Ｖｄ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下となる。従って、トランジスタＱ１は、ベース−エミッタ間電圧が導通開始電圧になり、オン状態になる。トランジスタＱ１がオン状態になることにより、トランジスタＱ２は、ベースがトランジスタＱ１のエミッタに接続され、閾値電圧Ｖｔｈが供給された状態になるので、オン状態になる。従って、トランジスタＱ２のオンにより、トランジスタＱ３は、ベースが接地電位に接続された状態になるので、オン状態になる。

【0037】

従って、トランジスタＱ３がオン状態になることにより、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づいた電流がトランジスタＱ３、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ２に流れ、コンデンサＣ２が充電され、出力電圧Ｖｏである直流電圧が少しずつ増加する。

【0038】

期間Ｔ５には、入力交流電圧の振幅値がさらに低下し、閾値電圧Ｖｔｈの値が小さくなる。従って、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈよりも大となる。従って、トランジスタＱ１は、ベース−エミッタ間電圧が導通開始電圧とならず、オフ状態になる。トランジスタＱ１がオフ状態になることにより、トランジスタＱ２は、ベースが接地電位に接続された状態になるので、オフ状態になる。従って、トランジスタＱ２のオフにより、トランジスタＱ３は、接地電位から開放された状態になるので、オフ状態になる。

【0039】

従って、トランジスタＱ３がオフ状態になることにより、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１に基づいた電流がコンデンサＣ２には流れない。その結果、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈよりも大である期間Ｔ５には、コンデンサＣ２を充電せず、出力電圧Ｖｏは負荷ＲＬによって消費され少しずつ低下する。

【0040】

以上のように、電源回路１によると、出力電圧Ｖｏだけでなく、全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１も、閾値電圧Ｖｔｈと比較して、トランジスタＱ３のオンオフ状態を制御している。さらに、閾値電圧Ｖｔｈは、入力交流電圧が所定値以上に増加すると、ツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧に固定される。従って、入力交流電圧の振幅値が非常に大きくなる期間Ｔ３には、出力電圧Ｖｏの値に影響を受けず、トランジスタＱ３はオフ状態になり、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２に電流が流れない。つまり、電源回路１によると、入力交流電圧の振幅値が低い期間のみに、トランジスタＱ３がオン状態になり、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２に電流が流れるので、消費電力を低減することができる。

【0041】

図３は、入力交流電圧が変動した場合における、全波整流回路Ｄ１への入力交流電圧と、出力電圧Ｖｏと、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２へと流れる電流とを測定したシミュレーション結果である。ＶａがＩａに、ＶｂがＩｂに、ＶｃがＩｃにそれぞれ対応している。入力交流電圧が変動した場合でも、入力交流電圧の振幅値が大きくなる期間Ｔ１１においては、トランジスタＱ３がオフ状態になり、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２に電流が流れないことが分かる。従って、上記の通り、消費電力を低減することができる。また、出力電圧Ｖｏと閾値電圧Ｖｔｈとを比較して、トランジスタＱ３をオンオフ制御しているので、入力交流電圧が変動しても、出力電圧Ｖｏを一定に保持できていることが分かる。

【0042】

図４は、コンデンサＣ２から負荷ＲＬに流れる電流が変動した場合における、全波整流回路Ｄ１への入力交流電圧と、出力電圧Ｖｏと、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２へと流れる電流とを測定したシミュレーション結果である。コンデンサＣ２から負荷ＲＬに流れる電流が変動したとき、出力電圧Ｖｏが変動しようとするが、出力電圧Ｖｏと閾値電圧Ｖｔｈとを比較して、トランジスタＱ３をオンオフ制御しているので、出力電圧Ｖｏの変動を抑制することができる。つまり、コンデンサＣ２から負荷ＲＬに流れる電流が増加すると、コンデンサＣ２の電圧Ｖｏは低下しようとするが、トランジスタＱ３がオンする期間が増加して、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２に多くの電流が流れることで、コンデンサＣ２の電圧Ｖｏの低下が抑制される。その結果、出力電圧Ｖｏを一定に保持できる。

【0043】

図５は、コンデンサＣ２の一端（負荷ＲＬの一端）が短絡し、接地電位に接続された場合、すなわち、出力電圧ＶｏであるコンデンサＣ２の充電電圧が０Ｖになった場合における、全波整流回路Ｄ１への入力交流電圧と、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２へと流れる電流とを測定したシミュレーション結果である。この場合、出力電圧Ｖｏが０Ｖであるので、閾値電圧Ｖｔｈが０Ｖ近辺である期間Ｔ３１、Ｔ３３のわずかな期間を除いて、閾値電圧Ｖｔｈの大きさに関わらず、常に、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ以下となり、トランジスタＱ１がオン状態になる。これは、直流電圧Ｖｄ１が抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ１のベースに供給されようとするが、コンデンサＣ２が接地電位に短絡することで、トランジスタＱ１のベースは、抵抗Ｒ４を介して接地電位へと引き下げられ、直流電圧Ｖｄ１によってもトランジスタＱ１のベース電圧を増加させることができないからである。従って、トランジスタＱ３がオン状態になり、期間Ｔ３２の長い期間にわたり、トランジスタＱ３からコンデンサＣ２に電流が流れる。従って、負荷ＲＬが短絡した場合に、ヒューズｆを切ることができ、プロテクト動作を働かせることができる。

【0044】

図６は、本発明の別の実施形態による電源回路１１を示す回路図であり、図１と同一部分に同一符号を付け、説明を援用する。電源回路１１は、トランジスタＱ４、Ｑ５、抵抗Ｒ７、Ｒ８をさらに含む。特に、トランジスタＱ５と、抵抗Ｒ７とを有することにより、トランジスタＱ３を介してコンデンサＣ２に流れる電流が大きくなりすぎることを防止することができる。トランジスタＱ４は、トランジスタＱ２、Ｑ５のオンオフ状態をトランジスタＱ３へと伝達するトランジスタである。

【0045】

トランジスタＱ５は、ベースが抵抗Ｒ７の一端と、トランジスタＱ３のエミッタとに接続され、コレクタがトランジスタＱ４のベースと抵抗Ｒ６との接続点に接続され、エミッタが抵抗Ｒ７の他端と全波整流回路Ｄ１の出力とに接続されている。

【0046】

トランジスタＱ５は、ベースに、全波整流回路Ｄ１から出力される直流電圧Ｖｄ１から、トランジスタＱ３を介してコンデンサＣ２へと流れる電流によって抵抗Ｒ７の両端に生じる電圧を減算した電圧が供給され、エミッタには全波整流回路Ｄ１からの直流電圧Ｖｄ１が供給される。従って、トランジスタＱ３を介してコンデンサＣ２に流れる電流が過大になったとき、トランジスタＱ５のベースの電圧がエミッタ電圧よりも導通開始電圧以上に小さくなり、トランジスタＱ５がオン状態になる。

【0047】

トランジスタＱ５がオン状態になると、トランジスタＱ４がオフ状態になり、その結果、トランジスタＱ３がオフ状態になる。従って、トランジスタＱ３を介してコンデンサＣ２に流れる電流が遮断され、トランジスタＱ３を介してコンデンサＣ２に流れる電流が大きくなりすぎることを防止することができる。なお、実際には、トランジスタＱ５が完全にオン状態になる前に、トランジスタＱ３を介してコンデンサＣ２に流れる電流が制限されることでトランジスタＱ５がオンする条件を満たさなくなり、トランジスタＱ５がオフ状態に直ちに復帰する。

【0048】

以上のように、トランジスタＱ３を介してコンデンサＣ２に流れる電流が所定値以上に増加しないように制限されることによって、輻射ノイズを防止でき、かつ、消費電力が増大することを防止することができる。

【0049】

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。上記各トランジスタの極性は、上記の実施形態に限定されない。

【産業上の利用可能性】

【0050】

本発明は、アンプ等のオーディオ機器の電源回路に好適に採用され得る。

【符号の説明】

【0051】

１ 電源回路
２ 閾値電圧生成部
３ 出力制御部
４ 出力部

【図1】

【図6】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】