特許 5919712 送信機、通信システム、及び無線基地局装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5919712

(24)【登録日】2016年4月22日

(45)【発行日】2016年5月18日

(54)【発明の名称】送信機、通信システム、及び無線基地局装置

(51)【国際特許分類】

   H03M 3/02 20060101AFI20160428BHJP

   H04L 27/36 20060101ALI20160428BHJP

   H04B 10/516 20130101ALI20160428BHJP

   H04B 10/61 20130101ALI20160428BHJP

【ＦＩ】

   H03M3/02

   H04L27/00 F

   H04B9/00 L

【請求項の数】9

【全頁数】26

(21)【出願番号】特願2011-220437(P2011-220437)

(22)【出願日】2011年10月4日

(65)【公開番号】特開2013-81106(P2013-81106A)

(43)【公開日】2013年5月2日

【審査請求日】2014年6月27日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002130

【氏名又は名称】住友電気工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000280

【氏名又は名称】特許業務法人サンクレスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】前畠 貴

【審査官】 北村 智彦

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２０１１／０５２８７０（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 国際公開第２０１１／０９３６２１（ＷＯ，Ａ２）

【文献】 特開２０１１−０１９１６４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−０４８７０３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 Tsai-Pi Hung, Jeremy Rode, Lawrence E. Larson, Peter M. Asbeck，Design of H-Bridge Class-D Power Amplifiers for Digital Pulse Modulation Transmitters，IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND THCHNIQUES，２００７年１２月，vol.55, no.12，pp.2845-2855

【文献】 Sung-Rok Yoon, Sin-Chong Park，All-Digital Transmitter Architecture based on Bandpass Delta-Sigma Modulator，Communications and Information Technology, 2009. ISCIT 2009. 9th International Symposium on，２００９年 ９月，pp.703-706

【文献】 Martin Schmidt,Stefan Heck,Ingo Dettmann,Dirk Wiegner, Wolfgang Templ，Continuous-Time Bandpass Delta-Sigma Modulator for a Signal Frequency of 2.2GHz，German Microwave Conference,2009，２００９年 ３月，pp.1-4

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｍ ３／００−１１／００

Ｈ０４Ｂ １０／５１６

Ｈ０４Ｂ １０／６１

Ｈ０４Ｌ ２７／３６

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

ＣｉＮｉｉ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

無変調波に送信信号が付加された変調波を、信号伝送路に対して送信する送信機であって、
前記変調波をデジタル信号処理によって生成するデジタル変調部と、
前記デジタル変調部によって生成されたデジタル変調波に対してデジタル信号処理によってバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器と、
前記バンドパス型ΔΣ変調器から出力された量子化信号を前記変調波として前記信号伝送路に出力する出力部と、
前記バンドバス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数は、前記変調波の帯域幅によって決定される周波数である
を備えていることを特徴とする送信機。

【請求項2】

前記無変調波の周波数は、以下の式を満たすように設定されている
請求項１記載の送信機。
ｆ_０’＝ｆ_０−ｎ×ｆｓ
ただし、
ｆ_０ ：受信機側の受信周波数
ｆｓ ：前記バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数
ｆ_０’ ：前記無変調波の周波数
ｎ ：整数

【請求項3】

前記ｎは、絶対値が１以上の整数である
請求項２記載の送信機。

【請求項4】

前記バンドパス型ΔΣ変調器に与えられる前記変調波の信号帯域を拡張する帯域拡張部を更に備えている請求項１〜３のいずれか１項に記載の送信機。

【請求項5】

前記帯域拡張部は、前記変調波の信号帯域外にゼロ信号を挿入することで、前記変調波の帯域を拡張する
請求項４記載の送信機。

【請求項6】

前記デジタル変調部は、デジタル直交変調部である
請求項１〜５のいずれか１項に記載の送信機。

【請求項7】

前記変調波は、無線周波数の変調波である
請求項１〜６のいずれか１項に記載の送信機。

【請求項8】

請求項１記載の送信機と、信号伝送路から送信されてきた信号を受信する受信機と、を備えた通信システムであって、
前記受信機は、
前記バンドパス型ΔΣ変調器から出力された量子化信号を、前記信号伝送路から受信する入力部と、
前記入力部によって受信した量子化信号が、入力として与えられるアナログバンドパスフィルタと、
を備えている
ことを特徴とする通信システム。

【請求項9】

基地局本体と、基地局本体に信号伝送路を介して接続されたリモートレディオヘッドと、を備えた無線基地局装置であって、
前記基地局本体は、請求項１記載の送信機を備え、
前記リモートレディオヘッドは、受信機を備え、
前記受信機は、
前記バンドパス型ΔΣ変調器から出力された量子化信号を、前記信号伝送路から受信する入力部と、
前記入力部によって受信した量子化信号が、入力として与えられるアナログバンドパスフィルタと、を備えている
無線基地局装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、送信機、受信機、通信システム、及び無線基地局装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

量子化信号を送信するのに適した通信システムとして、光ファイバ通信システムがある。光ファイバ通信システムでは、Ｈｉｇｈ／Ｌｏｗの２値の信号を容易に伝送することができる。

【0003】

例えば、図２０に示すように、光ファイバ通信システム１００の光送信機１０１では、送信すべきデジタル電気信号を、電気−光変換器（Ｅ／Ｏ；光リンク）１０１ａにて光信号に変換し、光伝送路（光ファイバ）１０２に送信する。光受信機１０３は、光伝送路１０２から送信されてきた光信号を、光−電気変換器（Ｏ／Ｅ；光リンク）１０３ａにて電気信号に変換することで、デジタル電気信号を取得する。

【0004】

一般に、電気−光変換器１０１ａには、レーザダイオードが用いられ、光−電気変換器１０３ａには、フォトダイオードが用いられる。これらの素子１０１ａ，１０３ａは、いずれも入出力特性が十分に線形ではないことが多い。したがって、光ファイバ通信システムは、２値化された値のように段階的な値で量子化された値を伝送するのには使用できるが、アナログ信号のような連続値を伝送するのには、あまり適していない。

【0005】

光ファイバ通信システムにおいて、アナログ信号のような連続値を、直接、レーザダイオード１０１ａで光強度変調して、光伝送しようとすると、線形性が良好である特殊な電気−光変換器１０１ａ及び光−電気変換器１０３ａを用いたり、信号の補正をしたりすることが必要で、高価なシステムとなる。

【0006】

そのため、多くの場合、アナログ信号を光伝送路（光ファイバ）で伝送する場合であっても、図２１に示すように、光伝送路（光ファイバ）１０２ではデジタル信号のパルス列を伝送する。このために、光送信機１０１では、送信したいアナログ信号を、まず、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１０１ｂにてデジタル信号に変換する。
そして、ＡＤ変換器１０１ｂから出力されたパラレルのデジタル信号をシリアルなビット列に変換した上で、そのシリアルなビット列に対応する光信号のパルス列を、電気−光変換器１０１ａにて生成し、光伝送路１０２に送出する。
光受信機１０３では、受信したパルス列が示すデジタル信号をＤＡ変換器（ＤＡＣ）１０３ｂにてアナログ信号に変換することで、アナログ信号を取得する。

【0007】

一方、アナログ信号を光ファイバ通信システムにて伝送するための技術としては、前述のように、アナログ信号を光強度変調して伝送する方式のほか、アナログ信号をパルス幅変調して伝送するパルス幅変調方式（ＰＷＭ；Ｐｌｕｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。
パルス幅変調方式は、パルス幅によってアナログ信号の波形を表すものであり、光伝送路には、パルス列が伝送されるため、伝送系における非線形性の影響を受けにくくなる。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0008】

【非特許文献1】和保 孝雄、安田 明 監訳（原著者 Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

アナログ信号をＰＷＭ変調する場合、パルス幅でアナログ信号の振幅を表現するため、適切な精度で変調しようとすると、アナログ信号の周波数よりも非常に高いサンプリング速度（例えば、アナログ信号の周波数の１２８倍）が必要となるという欠点を有している。

【0010】

この欠点は、アナログ信号が比較的周波数の低い信号（例えば、音声信号）である場合には、あまり問題とならない。
しかし、アナログ信号が、無線周波数（ＲＦ；Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号などのように搬送波（無変調波）を送信信号で変調した変調波の場合、搬送波自体の周波数が非常に高いため、大きな問題となる。

【0011】

例えば、移動体通信の分野では、１ＧＨｚ程度の無線周波数（搬送波周波数）が用いられることがある。１ＧＨｚの無線周波数信号（ＲＦ信号）に対してパルス幅変調を行おうとすると、無線周波数（１ＧＨｚ）の１２８倍の１２８ＧＳ／ｓという、非常に高速なサンプリング速度が要求されることになる。これほどの高速な速度でサンプリングして伝送することは、実用化という観点からは、非現実的である。

【0012】

そこで、本発明は、サンプリング速度を抑えつつ、変調波を伝送することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0013】

（１）本発明は、無変調波に送信信号が付加された変調波を、信号伝送路に対して送信する送信機であって、前記変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器と、前記バンドパス型ΔΣ変調器から出力された量子化信号を前記変調波として前記信号伝送路に出力する出力部と、を備えていることを特徴とする送信機である。変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行う場合には、変調波の信号帯域に対して十分大きなサンプリング周波数であればよいため、変調波の周波数（無変調波の周波数）が大きくても、サンプリング速度をさほど大きくする必要がない。

【0014】

（２）前記無変調波の周波数は、以下の式を満たすように設定されているのが好ましい。
ｆ_０’＝ｆ_０−ｎ×ｆｓ
ただし、
ｆ_０ ：受信機側の受信周波数
ｆｓ ：前記バンドパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数
ｆ_０’ ：前記無変調波の周波数
ｎ ：整数

【0015】

（３）前記ｎが、絶対値が１以上の整数であるのが好ましい。この場合、受信機側の受信周波数ｆ_０をサンプリング周波数ｆｓよりも大きくすることができる。

【0016】

（４）前記バンドパス型ΔΣ変調器に与えられる前記変調波の信号帯域を拡張する帯域拡張部を更に備えているのが好ましい。この場合、帯域を拡張することで、サンプリング周波数を高く設定することができる。

【0017】

（５）前記帯域拡張部は、前記変調波の信号帯域外にゼロ信号を挿入することで、前記変調波の帯域を拡張するのが好ましい。この場合、容易に帯域を拡張できる。

【0018】

（６）前記変調波をデジタル信号処理によって生成するデジタル変調部を更に備え、前記バンドパス型ΔΣ変調器には、前記デジタル変調部によって生成されたデジタル変調波が与えられるのが好ましい。この場合、変調波の生成及び量子化信号の生成をともにデジタル信号処理によって行える。

【0019】

（７）前記デジタル変調部は、デジタル直交変調部であるのが好ましい。

【0020】

（８）前記変調波は、無線周波数の変調波であるのが好ましい。

【0021】

（９）他の観点からみた本発明は、信号伝送路から送信されてきた信号を受信する受信機であって、無変調波に送信信号が付加された変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことで生成された量子化信号を、前記信号伝送路から受信する入力部と、前記入力部によって受信した量子化信号が、入力として与えられるアナログバンドパスフィルタと、を備えていることを特徴とする受信機である。変調波に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うことで生成された量子化信号をアナログバンドパスフィルタを通過させることで、アナログの変調波を得ることができる。

【0022】

（１０）前記アナログバンドパスフィルタは、以下の式を満たすように設定されているのが好ましい。
＝ｆｃ＝ｆ_０’＋ｎ×ｆｓ
ただし、
ｆｃ ：アナログバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数
ｆｓ ：前記ΔΣ変調器のサンプリング周波数
ｆ_０’ ：前記無変調波の周波数
ｎ ：整数

【0023】

（１１）前記ｎは、絶対値が１以上の整数であるのが好ましい。

【0024】

（１２）前記変調波を処理するアナログ回路を更に備え、前記アナログバンドパスフィルタの出力は、前記アナログ回路に与えられるのが好ましい。

【0025】

（１３）無線波を出力するアンテナを備え、前記アンテナは、前記アナログバンドパスフィルタの機能を兼ねているのが好ましい。この場合、アナログバンドパスフィルタを省略することが可能である。

【0026】

（１４）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（８）のいずれか１項に記載の送信機と、前記（９）〜（１３）のいずれか１項に記載の受信機と、を備えた通信システムである。

【0027】

（１５）他の観点からみた本発明は、基地局本体と、基地局本体に信号伝送路を介して接続されたリモートレディオヘッドと、を備えた無線基地局装置であって、前記基地局本体は、前記（１）〜（８）のいずれか１項に記載の送信機を備え、前記リモートレディオヘッドは、前記（９）〜（１３）のいずれか１項に記載の受信機を備えている無線基地局装置である。

【図面の簡単な説明】

【0028】

【図1】実施形態に係る通信システムの構成図である。

【図2】ΔΣ変調器の構成図である。

【図3】１次ローパス型ΔΣ変調器である。

【図4】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。

【図5】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。

【図6】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。

【図7】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標であり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標である。

【図8】１次ローパス型ΔΣ変調器から変換して得られた２次ローパス型ΔΣ変調器である。

【図9】ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器である。

【図10】ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器から変換して得られたバンドパス型ΔΣ変調器である。

【図11】θ_０＝π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。

【図12】θ_０＝３π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。

【図13】θ_０＝５π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。

【図14】θ_０＝７π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。

【図15】送信機に帯域拡張部を有する通信システムの構成図である。

【図16】拡張された信号帯域の説明図である。

【図17】拡張された信号帯域とバンドパスフィルタの通過特性を示す図である。

【図18】主信号成分と高調波成分を示す図である。

【図19】無線基地局装置を示す図である。

【図20】従来の光ファイバ通信システムの構成図である。

【図21】従来の光ファイバ通信システムの構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0029】

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．通信システム］
図１は、実施形態に係る通信システム１を示している。通信システム１は、送信機２と、受信機３と、を有している。通信システム１は、伝送路４が光ファイバ（光伝送路）である光ファイバ通信システムとして構成されている。
送信機２は、例えば、ＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）におけるＯＬＴ（局側装置）として用いることができる。受信機３は、例えば、ＰＯＮにおけるＯＮＵ（宅側装置）として用いることができる。
なお、通信システムとしては、光ファイバ通信システムに限られるものではない。例えば、伝送路４は、光ファイバ（光伝送路）ではなく、電気ケーブル（電気伝送路）であってもよい。

【0030】

送信機２は、デジタル信号処理部２１を備えている。デジタル信号処理部２１は、デジタル信号である量子化信号（ここでは、１ビット量子化信号；パルス信号）を出力する。デジタル信号処理部２１は、量子化信号の出力部である電気−光変換器（光リンク）２２によって、光伝送路４に出力される。なお、伝送路４が電気伝送路である場合には、出力部２２は、量子化信号の電圧を変換する変換器であってもよい。また、電圧などの変換が必要ない場合には、伝送路４への接続端子が出力部であるとみなされる。

【0031】

デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号を直交変調する直交変調器２４と、バンドパス型ΔΣ変調器２５と、を備えている。

【0032】

ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
直交変調器２４では、搬送波（無変調波）をＩＱベースバンド信号の変化に応じて変調させて、搬送波にＩＱベースバンド信号が付加された変調波（直交変調波）を出力する。直交変調器２４は、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されている。したがって、直交変調器２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の変調波（デジタル変調波）が出力される。出力された変調波は、バンドパス型ΔΣ変調器２５に与えられる。

【0033】

前記搬送波の周波数は、通常の無線周波数を採用できる。無線周波数としては、好ましくは３０ＭＨｚ以上、より好ましくは３００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは１ＧＨｚ以上である。
変調波の信号帯域幅も、特に限定されないが、搬送波周波数に対して十分小さい狭帯域であるのが好ましい。信号帯域幅は、例えば、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲が好ましい。

【0034】

なお、変調波を生成する変調器２４としては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。
また、実施形態に係る送信機２は、直交変調器２４を有しているため、送信機２自体が、搬送波を生成する機能を有しているが、搬送波を生成する機能を有していなくてもよい。例えば、送信機２は、送信機２の外部装置にて生成された搬送波を入力として受け付け、その搬送波をバンドパス型ΔΣ変調器２５に与えても良い。

【0035】

バンドパス型ΔΣ変調器２５は、直交変調器２４から出力された変調信号に対して、バンドパス型ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（パルス信号）を出力する。バンドパス型ΔΣ変調器２５は、その中心周波数が、前記搬送波の周波数と一致するように設定されている。
なお、バンドパス型ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、１ｂｉｔである必要はない。ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルデータのビット数よりも少なければよい。

【0036】

バンドパス型ΔΣ変調器２５（デジタル信号処理部２１）から出力された量子化信号（ΔΣ変調信号）は、電気−光変換器２２によって光パルス信号に変換される。当該量子化信号は、変調波として伝送路４に出力される。
受信機３側では、この量子化信号（パルス信号）からアナログ信号の変調波を取得することができる。なお、ΔΣ変調については、後述する。

【0037】

本実施形態の送信機２では、直交変調器２４及びバンドパス型ΔΣ変調器２５はいずれもデジタル信号処理によって変調を行うデジタル回路として構成されている。したがって、高周波である変調波を扱いつつも、電気−光変換器２２の手前においてアナログ回路を用いる必要がなく有利である。なお、バンドパス型ΔΣ変調器２５には、デジタル信号に代えて、アナログ信号を入力しても、同様にパルス信号を出力できるため、直交変調器２４をアナログ回路で構成することもできる。

【0038】

受信機３は、光−電気変換器３１と、アナログバンドバスフィルタ３２と、アナログ回路３３と、を備えている。
受信機３は、伝送路４から送信されてきた光パルス信号（量子化信号）を、入力部としての光−電気変換器３１にて受信する。光−電気変換器３１は、受信した光パルス信号を電気パルス信号に変換して出力する。

【0039】

なお、伝送路４が電気伝送路である場合には、入力部３１は、量子化信号の電圧を変換する変換器であってもよい。また、電圧などの変換が必要ない場合には、伝送路４への接続端子が入力部であるとみなされる。
また、入力部３１では、伝送路４から受信した信号を、基準値と比較することで、伝送路４において信号を整形した信号を得ても良い。

【0040】

アナログバンドパスフィルタ３２は、前記搬送波の周波数を中心周波数とする通過帯域が設定されており、前記搬送波の周波数付近の帯域（送信信号の帯域よりやや広い帯域）を通過させる。
例えば、送信機２の直交変調器２４に用いられた搬送波周波数が１ＧＨｚであれば、バンドパスフィルタ３２は、１ＧＨｚが通過帯域の中心周波数として設定される。
なお、アナログバンドフィルタ３２は、ΔΣ変調によってノイズシェイピング（後述）された量子化雑音を除去する。

【0041】

バンドパスフィルタ３２の入力に、変調波に対してΔΣ変調を行って得られた量子化信号（ΔΣ変調信号）を与えると、バンドパスフィルタ３２の出力からは、変調波がアナログ信号（連続波）として出力される。つまり、アナログバンドパスフィルタ３２は、バンドパス型ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルＲＦ信号に対応するアナログＲＦ信号を生成して出力する。

【0042】

バンドパスフィルタ３２の出力は、アナログ回路３３に与えられる。アナログ回路３３は、アナログ信号を処理する回路であれば特に限定されないが、例えば、無線受信機におけるＲＦ部の回路とすることができる。

【0043】

本実施形態の通信システムは、全体的にみると、送信機２から受信機３へ変調波を伝送するものであるが、送信機２と受信機３との間の伝送路４ではパルス信号が流れるため、伝送路４の影響による信号の劣化がほとんどない。したがって、変調波を高品質で伝送することができる。
しかも、伝送路４では、パルス信号（デジタル信号）が流れるため、伝送路４中で信号の劣化があっても、受信側においてデジタル信号処理技術を用いて、信号の訂正を行うことができる。したがって、この点からも、アナログ信号（変調波）を高品質で伝送することが可能となる。

【0044】

［２．バンドパス型ΔΣ変調］
［２．１ ΔΣ変調器の基本構成］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、変調波）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（例えば、１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。

【0045】

ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。

【数1】

【0046】

したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。

【0047】

このようなΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種であり、一般的には、ＡＤ変換又はＤＡ変換に用いられている技術である。
ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を、信号帯域外に移動させて、信号帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピング（Ｎｏｉｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ）が行われる。

【0048】

図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ^−１）Ｅ（ｚ）

【0049】

つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ^−１である。

【0050】

［２．２ ローパス型ΔΣ変調とバンドパス型ΔΣ変調］
一般に、「ΔΣ変調」という用語は、ローパス型ΔΣ変調を指す。
ローパス型ΔΣ変調では、図４（ａ）に示すように、低い周波数の量子化雑音が、より高い周波数側に移動して、低い周波数の量子化雑音が減衰するようノイズシェイピングされている。つまり、ローパス型Δ変調では、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、低周波数（０Ｈｚ付近）において、通過雑音を阻止する特性を有している。

【0051】

オーバサンプリングを行うため、ΔΣ変調が施される信号の周波数は、ローパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数ｆｓよりも十分小さいことが必要である。換言すると、信号の周波数に対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓが要求される。例えば、信号の周波数に対して、１２８倍程度のサンプリング周波数ｆｓが必要である。

【0052】

一方、バンドパス型ΔΣ変調では、図４（ｂ）に示すように、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、０Ｈｚよりも大きい周波数において、通過雑音を阻止する。

【0053】

バンドパス型ΔΣ変調では、信号の周波数ｆ_０ではなく、信号の帯域幅ｆ_Ｂが、サンプリング周波数ｆｓよりも十分に小さければよい。
したがって、バンドパス型ΔΣ変調では、ΔΣ変調が施される信号の周波数（中心周波数）ｆ_０は、サンプリング周波数ｆｓ以下であればよい。
換言すると、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆ_Ｂに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよい。例えば、信号の帯域幅ｆ_Ｂに対して、６４倍程度の十分に大きなサンプリング周波数ｆｓがあればよい。

【0054】

ここで、例えば、無線通信の搬送波周波数ｆ_０が１ＧＨｚ、信号帯域ｆ_Ｂが２０ＭＨｚであるものとする。このような無線周波数の変調波（ＲＦ信号）に対して、ローパス型ΔΣ変調を行おうとすると、変調波の最大周波数は、約１ＧＨｚであるため、変調波の最大周波数である１ＧＨｚに対して、十分に大きな（１２８倍程度）のサンプリング周波数ｆｓ（＝約１２８ＧＨｚ）が必要となる。このように、ローパス型ΔΣ変調では、ＰＷＭ変調と同様に、サンプリング周波数（サンプリング速度）が高くなりすぎて、現実的ではない。

【0055】

これに対し、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆ_Ｂに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよいため、信号帯域が２０ＭＨｚのＲＦ信号であれば、２０ＭＨｚ×６４＝１．２８ＧＨｚ程度のサンプリング周波数ｆｓ（サンプリング速度＝１．２８ＧＳ／Ｓ）でよい。また、信号帯域が５ＭＨｚであれば、３２０ＭＨｚのサンプリング周波数（サンプリング速度＝３２０ＭＳ／ｓ）でよい。
このように、バンドパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）を小さくできるため、有利である。

【0056】

［２．３ ΔΣ変調を用いたＤＡ変換との対比］
ΔΣ変調を用いたＤＡ変換では、ＤＡ変換器への入力であるデジタル信号がΔΣ変調器に与えられ、オーバサンプリングとノイズシェイピングが行われる。ΔΣ変調器から出力された低ビットの量子化信号）は、信号帯域外の成分をカットするアナログフィルタを通過することで、アナログ信号となる。このアナログ信号が、ＤＡ変換器の出力となる。

【0057】

本実施形態の送信機２に設けられたΔΣ変調器２５は、ＤＡ変換器に用いられる場合と同様に、入力されたデジタル信号（変調波）に対してオーバサンプリングとノイズシェイピングを行う。
ただし、本実施形態のΔΣ変調器２５から出力された低ビットの量子化信号は、アナログフィルタを通過することなく、量子化信号のまま、出力部である電気−光変換器２２に与えられて、光パルス信号となる。

【0058】

光パルス信号は、受信機３の入力部である光−電気変換器３１によって受信されて、電気パルス信号となり、アナログフィルタ（アナログバンドパスフィルタ）３２に与えられる。受信機３のアナログバンドパスフィルタ３２は、変調波の信号帯域外の成分をカットすることで、アナログ信号である変調波を出力する。

【0059】

［２．４ バンドパス型のΔΣ変調器の設計］
［２．４．１ 変換式］
非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。

【数2】

【0060】

上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ^２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。

【0061】

上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
例えば、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の周波数特性は、図５（ａ）に示すとおりである。１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、上記変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器の周波数特性は、図５（ｂ）に示すようになる。なお、図５において、横軸θは正規化周波数である。

【0062】

上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器の信号伝達関数及び雑音伝達関数は、変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ利得を持つものの、図５（ｂ）に示す周波数特性は、図５（ａ）に示す周波数特性が２分の１に圧縮され、折り返されている。

【0063】

上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器は、同じオーバサンプリング比で動作する変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ安定性特性とＳＮＲ特性を持つ。

【0064】

しかし、上記変換式では、図５（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数（正規化周波数θ＝±π／２）用のバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。つまり、上記変換式では、サンプリング周波数ｆｓの１／４周波数（正規化周波数θ＝±π／２）が量子化雑音阻止帯域の中心周波数ｆ_０であるバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。

【0065】

本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ_０（θ＝θ_０）を、中心周波数ｆ_０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。

【数3】

ここで、
θ_０＝２π×（ｆ_０／ｆｓ）

【0066】

式（２）の変換式では、特定の周波数θ_０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ_０）に一般化されている。

【0067】

［２．４．２ 変換式の考え方］
ローパス型ΔΣ変調器において、ｚ＝ｅ^ｊωＴ＝１という前提に立つと、ローパス型変調器の特性を維持しつつバンドパス型ΔΣ変調器に変換するためのｚ’の絶対値は１となるべきである。
｜ｚ’｜＝１でなければ、素子ｚを通過した信号の大きさ（振幅）が変化するため、変換前のローパス型ΔΣ変調器よりも特性が劣化するからである。
なお、ｚ’の大きさは、１であっても、−１であってもよい。これは、ｚ’＝１とｚ’＝−１とは、単に位相が反転した関係にすぎず、信号の大きさを変化させないからである。

【0068】

したがって、ローパス型ΔΣ変調器の特性を劣化させずに維持しつつ、バンドパス型ΔΣ変調器を得るためのｚ’は、ｚ及びθ_０を含む関数ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）であって、任意のｚ，θ_０について、ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）の絶対値が常に１となる関数ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）であれば良い。

【0069】

そのような関数ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）を見出せば、ローパス型ΔΣ変調器を、所望の周波数ｆ_０（θ_０）用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。

【0070】

本発明者は、次のようにして、そのような関数ｚ’＝ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）を見出し、式（２）を一般化した変換式ｚ→ｚ’（式（３））を得た。

【0071】

まず、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ_０（θ＝θ_０）を中心周波数ｆ_０として持つバンドパス型ΔΣ変調器への変換は、周波数特性で考えると、図６に示すようになる。図６は、図５を、任意の周波数ｆ_０（θ＝θ_０）で一般化したものである。
図６（ｂ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器の雑音阻止帯域の中心周波数はｆ_０（θ_０＝２π×（ｆ_０／ｆｓ））である。

【0072】

ここで、

【数4】

とおくことで、周波数領域で考える。なお、Ｔはサンプリング周期である。

【0073】

また、式（４）のωＴは、

【数5】

である。

【0074】

そして、図６（ａ）に示すように、ローパス型ΔΣ変調器では、ｆ_０＝０（θ＝０）で動作している。そこで、本発明者は、式（４）に関して、ローパス型ΔΣ変調器では、以下の式（６）が成り立つと考えた。

【数6】

つまり、ローパス型ΔΣ変調器では、図６（ａ）に示すように、ｅ^ｊ０で動作していると考えることができる。

【0075】

式（６）より、以下の式（７）が得られる。

【数7】

【0076】

一方、バンドパス型ΔΣ変調器では、図６（ｂ）及び図７（ｂ）に示すように、θ_０及び−θ_０において、複素共役の対で動作する。
したがって、ローパス型Δ変調器における式（７）に基づくとともに、バンドパス型ΔΣ変調器が複素共役の対を持つことを考慮すると、次の式（８）が得られる。

【数8】

【0077】

本発明者は、式（８）を利用して、ｚ’＝ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）を得た。
すなわち、まず、上記式（８）を次のように変形して、右辺（一方の辺）の値が１である式（１０）を得る。

【数9】

【数10】

【0078】

式（１０）は、その左辺（他方の辺）の式の値が、任意のｚ，θ_０について、常に左辺の値＝１となる恒等式であることが明らかである。
したがって、式（１０）の左辺は、任意のｚ，θ_０について、値が常に１となる関数ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）となっている。

【0079】

式（１０）より、ローパス型からバンドパス型へ変換するための変換式ｚ→ｚ’におけるｚ’は、次の通りである。

【数11】

上記式（１１）より、式（３）の変換式が得られる。
なお、上記式（３）において、θ_０＝π／２（ｆ_０＝ｆｓ／４の場合）とおくと、式（２）の変換式と等価であることがわかる。
さらに、ローパス型ΔΣ変換器は、θ_０＝０である。θ_０＝０の場合、式（３）の変換式は、ｚ→ｚとなり、式（３）は、ローパス型ΔΣ変換器を変形させないことがわかる。

【0080】

また、ｚ’＝ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）の値は、−１でもよいため（絶対値が１であればよいため）、ｚ’は、次の形式であってもよい。

【0081】

【数12】

【0082】

また、ｚ’＝ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）の分母と分子とを入れ替えても、１又は−１となるため、ｚ’は、次の形式であってもよい。

【数13】

【数14】

【0083】

なお、任意のｚ，θ_０について、絶対値が常に１となる式ｚ’＝ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）の表現形式は、当然ながら、例示したものに限定されない。ｆ_ｃｎｖ（ｚ，θ_０）について、多様な表現形式が存在することは、式（８）から一方の辺の値が１又は−１である恒等式を得るための式の変形の仕方が一通りではないことからも明らかである。

【0084】

［２．５バンドパスΔΣ変調器の例］
［２．５．１ 第１例］
図８は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図８への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ_０とおいた下記の変換式を用いた。

【数15】

【0085】

［２．５．２ 第２例］
図９は、非特許文献１に記載されたＣＲＦＢ構造のループフィルタ１２７を持つローパス型ΔΣ変調器１２５を示している。なお、図９において、符号１２８は、量子化器を示す。

【0086】

図９に示すローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換すると、図１０に示すバンドパス型ΔΣ変調器２５が得られる。なお、ここでも、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ_０とおいた。

【0087】

図９の（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））におけるｚが、変換式によって変換される。（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））の変換後の式は、それぞれ、次の通りである。

【数16】

【数17】

【0088】

［２．５．３ その他］
バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。

【0089】

［２．６ 出力結果］
図１１〜図１４は、第２例（図１０）のバンドパス型ΔΣ変調器において、θ_０＝π／４とした場合（図１１）、θ_０＝３π／４とした場合（図１２）、θ_０＝５π／４とした場合（図１３）、θ_０＝７π／４とした場合（図１４）の出力スペクトラム波形を示している。

【0090】

図１１〜図１４に示すように、θ_０＝π／４，３π／４，５π／４，７π／４の各周波数において、信号が所望のθ_０において出現しており、θ_０＝±π／２以外の他の周波数用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られていることが分かる。

【0091】

従来、任意の周波数ｆ_０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器の設計手法は確立していなかった。しかし、式（３）などの変換式を用いることで、所望の搬送周波数ｆ_０を、雑音伝達関数（ＮＴＦ）の雑音阻止帯域として設定でき、所望の搬送周波数ｆ_０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を設計することができる。

【0092】

［３．帯域拡張］
図１５は、図１の通信システム１の受信機３に帯域拡張部２９を追加したものを示している。図１５の通信システム１において、説明を省略した点については、図１のものと同様である。

【0093】

前述のように、バンドパス型ΔΣ変調では、信号帯域ｆ_Ｂがサンプリング周波数ｆｓに対して十分に小さければよい。例えば、信号帯域が２０ＭＨｚのＲＦ信号であれば、２０ＭＨｚ×６４＝１．２８ＧＨｚのサンプリング周波数ｆｓ（サンプリング速度＝１．２８ＧＳ／Ｓ）でよい。

【0094】

ここで、前述のサンプリング周波数ｆｓ（１．２８ＧＨｚ）を更に大きくできる場合、信号帯域ｆ_Ｂに余裕ができるため、図１５に示すように、帯域拡張部２９を設けておき、信号帯域ｆ_Ｂを拡張しておくのが好ましい。
帯域拡張部２９では、アップサンプリングを行うことにより、図１６に示すように、元々の信号帯域ｆ_Ｂ（＝２０ＭＨｚ）の両側にゼロ信号を挿入して、信号帯域を２倍（ｆ_Ｂ’＝４０ＭＨｚ）に拡張する。また、信号帯域ｆ_Ｂ’の拡張に伴い、バンドパス型ΣΔ変調器２５のサンプリング周波数ｆｓも、２倍の２．５６ＧＨｚとなる。

【0095】

このように、帯域ｆ_Ｂを拡張するとサンプリング周波数ｆｓが大きくなる。ここで、搬送波周波数ｆ_０は、サンプリング周波数ｆｓ以下の値を選択できるため、サンプリング周波数ｆｓが大きくなると、搬送周波数ｆ_０の選択の幅も大きくなる。

【0096】

ここで、無線通信の規格であるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）では、例えば、信号帯域ｆ_Ｂ＝２０ＭＨｚで、搬送波周波数ｆ_０が２ＧＨｚである。この場合、バンドパス型ΔΣ変調のために、信号帯域ｆ_Ｂ＝２０ＭＨｚだけを基準にサンプリング周波数ｆｓを決定すると、サンプリング周波数ｆｓ＝１．２８ＧＨｚ＝２０ＭＨｚ×６４となる。しかし、サンプリング周波数ｆｓ＝１．２８ＧＨｚが、搬送波周波数ｆ_０＝２ＧＨｚよりも小さいため、不適切である。

【0097】

しかし、拡張された信号帯域ｆ_Ｂ’＝４０ＭＨｚを基準にサンプリング周波数ｆｓを決定すると、サンプリング周波数ｆｓ＝２．５６ＧＨｚ＝４０ＭＨｚ×６４となる。この場合、サンプリング周波数ｆｓ＝２．５６ＭＨｚが、搬送波周波数ｆ_０＝２ＧＨｚよりも大きいため適切である。

【0098】

また、帯域拡張部２９によって拡張された信号帯域部分ｆ_Ｂ１，ｆ_Ｂ２は、実質的には、信号が存在しない部分である。したがって、図１７に示すように、受信機３のバンドパスフィルタ３２では、拡張前の信号帯域ｆ_Ｂを通過帯域とするものでよく、拡張された信号帯域ｆ_Ｂ’全体が通過帯域となっていなくてもよい。
しかも、拡張された信号帯域部分ｆ_Ｂ１，ｆ_Ｂ２を利用して、バンドパスフィルタ３２のロールオフ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）を広くとることができるため、バンドパスフィルタ３２の設計が容易となる。

【0099】

［４．高調波の利用］
ΔΣ変調器２５の出力は、量子化信号（パルス信号）であるため、主信号成分のほか、折り返しによる高調波成分が存在する。
この高調波成分を利用することで、送信機２側では、搬送波周波数ｆ_０’及びサンプリング周波数ｆｓを低く抑えつつ、受信機３側で受信される変調波の周波数を高くすることができる。

【0100】

例えば、受信機３にて受信したい周波数（受信周波数）ｆ_０が、２ＧＨｚであったとする。これまでの説明した通信システム１のように高調波を利用しない場合には、送信機２側は、搬送波周波数（無変調波の周波数）ｆ_０を２ＧＨｚとし、サンプリング周波数ｆｓを２ＧＨｚよりも大きい値にする必要がある。

【0101】

しかし、図１８に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器２５に対して、搬送波周波数ｆ_０’の変調波を入力すると、バンドパス型ΔΣ変調器２５の出力（量子化信号）は、搬送波周波数ｆ_０’を中心とする主信号成分を有するだけでなく、折り返しによって、ｆ_０＝ｎ×ｆｓ＋ｆ_０’（ｎは絶対値が１以上の整数）の高調波成分をも有している。
この高調波成分を、受信機３側で積極的に受信させることで、送信機２側では、比較的低い周波数ｆ_０’を対象に処理を行いつつも、受信機３側では、搬送波周波数ｆ_０＝ｎ×ｆｓ＋ｆ_０’の高い周波数の変調波を受信することが可能となる。

【0102】

具体的には、受信機３側の受信周波数ｆ_０を２ＧＨｚとした場合、受信機３のアナログバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数ｆｃも２ＧＨｚに設定される。つまり、受信機３は、中心周波数ｆ_０が２ＧＨｚの変調波を受信する。
この場合、送信機２のバンドパス型Δ変調器２５のサンプリング速度ｆｓを１．５ＧＨｚ（＜ｆ_０）とすると、直交変調器２４における搬送波（無変調波）の周波数ｆ_０’は、
ｆ_０’＝ｆ_０−ｆｓ＝２ＧＨｚ−１．５ＧＨｚ＝５００ＭＨｚ
でよい。

【0103】

したがって、送信機２としては、実際には、中心周波数（搬送波周波数）ｆ_０’が５００ＭＨｚの変調波を扱いつつも、受信機３側からみると、送信機２は、あたかも、中心周波数（搬送波周波数）ｆ_０が２ＧＨｚの変調波を送信しているものとみなすことができる。この結果、送信機２におけるサンプリング周波数よりも高い周波数の変調波を送信することが可能となる。

【0104】

図１８に示す主信号成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合、及び図１８に示す高調波成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合の両者についてまとめると、送信機２の直交変調器２４において用いられる搬送波（無変調波）の周波数ｆ_０’は、以下の式を満たすものとなる。
ｆ_０’＝ｆ_０−ｎ×ｆｓ
ただし、
ｆ_０ ：受信機３側の受信周波数
ｆｓ ：バンドパス型ΔΣ変調器２５のサンプリング周波数
ｆ_０’ ：直交変調器２４の搬送波（無変調波）の周波数
ｎ ：整数

【0105】

上記式において、ｎ＝０の場合が、図１８に示す主信号成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となり、それ以外の場合が、図１８に示す高調波成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となる。
ｎが大きくなると、高調波成分は徐々に小さくなるため、ｎ＝±１（特にｎ＝１）が好ましい。

【0106】

また、受信機３のアナログバンドパスフィルタ３２の通過帯域の中心周波数ｆｃは、以下の式を満たすものとなる。
ｆｃ＝ｆ_０’＋ｎ×ｆｓ
ただし、
ｆｃ ：アナログバンドパスフィルタ３２の通過帯域の中心周波数
ｆｓ ：バンドパス型ΔΣ変調器２５のサンプリング周波数
ｆ_０’ ：直交変調器２４の搬送波（無変調波）の周波数
ｎ ：整数

【0107】

上記式においても、ｎ＝０の場合が、図１８に示す主信号成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となり、それ以外の場合が、図１８に示す高調波成分を受信機３が所望する周波数（受信周波数）の信号として送信する場合となる。
ｎが大きくなると、高調波成分は徐々に小さくなるため、ｎ＝±１（特にｎ＝１）が好ましい。

【0108】

［５．無線基地局装置への適用］
図１９は、前述の通信システム１を利用した無線基地局装置４１の実施形態のバリエーションを示している。

【0109】

図１９に示す無線基地局装置４１は、基地局本体４２と、基地局本体４２に信号伝送路（光伝送路又は電気伝送路）４４を介して接続されたリモートレディオヘッド（Ｒｅｍｏｔｅ Ｒａｄｉｏ Ｈｅａｄ）４３と、を備えている。
リモートレディオヘッドを有する無線基地局装置４１では、基地局本体４２を建物内部に設置しつつ、アンテナ３５を有するリモートレディオヘッド４３を建物屋上に設置することができ、設置の自由度が高い。

【0110】

ここで、従来の無線基地局装置では、基地局装置本体は、デジタル領域のベースバンド信号処理や制御・管理などを行う無線装置制御部（ＲＥＣ；Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ）として構成され、リモートレディオヘッドは、アナログ領域の無線信号処理（変調及び増幅など）を行う無線装置（Ｒａｄｉｏ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）として構成されている。

【0111】

また、従来の無線基地局装置では、基地局本体（ＲＥＣ）から、伝送路を介して、リモートレディオヘッド（ＲＥ）へ送信されるのは、デジタルベースバンド信号であった。したがって、リモートレディオヘッド（ＲＥ）は、基地局本体（ＲＥＣ）から送信されてきたデジタルベースバンド信号を変調（直交変調）する回路が必要とされる。しかも、無線基地局装置では、一台の基地局本体（ＲＥＣ）に、複数のリモートレディオヘッドが、並列又は直列に接続されることがあり、この場合、それぞれのリモートレディオヘッドに直交変調回路が必要となる。

【0112】

これに対し、本実施形態の無線基地局装置４１では、図１９に示すように、基地局本体４２に、本実施形態の通信システム１における送信機２を備え、リモートレディオヘッドに、本実施形態の通信システム１における受信機３を備えている。

【0113】

従来の基地局本体では、本実施形態の送信機２におけるベースバンド部２３から出力された信号を光パルス信号にして送信することになるが、本実施形態の基地局本体４２では、デジタル信号処理部２１として直交変調器２４及びバンドパス型ΔΣ変調器２５を備えていることで、直交変調された変調波（ＲＦ信号）が量子化信号（光パルス）信号によって送信される。

【0114】

したがって、受信機３を備えるリモートレディオヘッド４３では、基地局本体４２から受信した信号を変調（直交変調）する必要がなく、リモートレディオヘッドの回路規模を小さくできる。これは、一台の基地局本体４２に、複数のリモートレディオヘッド４３が（並列又は直列に）接続される場合に特に有利である。
なお、アンテナ３５にて受信した変調波（ＲＦ信号）に対しては、リモートレディオヘッド４３にて、ΔΣ変調（バンドパスΔΣ変調）を行い、基地局本体４２に送信される。

【0115】

図１９（ａ）〜（ｄ）において、基地局本体４２の構成は共通している。基地局本体４２は、本実施形態の送信機２としての機能のほか、無線基地局装置４１として必要なその他の機能を備える。

【0116】

図１９（ａ）のリモートレディオヘッド４３は、アナログバンドパスフィルタ３２から出力されたアナログの変調波（ＲＦ信号）を、増幅器を介さずに、アンテナ３５から出力するように構成されている。さほど高い無線出力が要求されない場合には、このような接続の仕方も可能である。

【0117】

図１９（ｂ）のリモートレディオヘッド４３は、アナログバンドパスフィルタ３２から出力されたアナログの変調波（ＲＦ信号）を、増幅器（アナログ増幅器）３６にて増幅して、アンテナ３５から出力する。この場合、増幅器３６にてアナログの変調波が増幅されるため、高い無線出力が得られる。

【0118】

図１９（ｃ）のリモートレディオヘッド４３は、アナログバンドパスフィルタ３２を通過する前の量子化信号（１ｂｉｔパルス信号）を、デジタル増幅器３７（Ｓ級の増幅器）にて増幅してから、アナログバンドパスフィルタ３２を通過させて増幅されたアナログの変調波（ＲＦ信号）を得る。デジタル増幅器３７は、量子化信号（１ｂｉｔパルス信号）を、そのまま増幅する。デジタル増幅器３７は、飽和状態で動作するため高効率である。

【0119】

図１９（ｄ）のリモートレディオヘッド４３は、図１９（ｃ）のリモートレディオヘッド４３におけるアナログバンドパスフィルタ３２を省略したものに相当する。図１９（ｄ）のリモートレディオヘッドのアンテナ３５は、ＲＦ信号（変調波）の中心周波数（搬送波の周波数）付近以外の帯域の信号の通過を阻止する特性を有している。つまり、アンテナ３５が、アナログバンドパスフィルタ３２と同様の機能を有しており、アナログバンドパスフィルタ３２を兼ねている。

【0120】

図１９（ｄ）のリモートレディオヘッド４３では、デジタル増幅器３７にて増幅された量子化信号（１ｂｉｔパルス信号）は、アンテナ３５のバンドパスフィルタ機能によって、帯域制限されることでアナログ変調波となって、アンテナ３５から無線波として放射される。
なお、高い出力が要求されない場合においては、図１９（ｄ）においても、図１９（ａ）のように、増幅器３７を省略してもよい。この場合、増幅器３７及びバンドパスフィルタ３２の双方を省略することになり、有利である。

【0121】

ここで、本実施形態及び従来の無線基地局装置において、基地局本体からリモートレディオヘッドに送信される信号の伝送速度について考察する。
ＬＴＥの場合、例えば、ＩＱベースバンド信号の信号帯域幅ｆ_Ｂ＝５ＭＨｚであり、ＩＱベースバンド信号のサンプリング速度＝７．６８ＭＳ／ｓであり、Ｉ信号が２０ｂｉｔ、Ｑ信号が２０ｂｉｔである。したがって、デジタルＩＱベースバンド信号をシリアルで、基地局本体からリモートレディオヘッドに送信するためのサンプリング速度は、（２０ｂｉｔ＋２０ｂｉｔｉ）×７．６８ＭＳ／ｓ＝３０７．２ＭＳ／ｓとなり、このサンプリング速度が伝送速度となる。

【0122】

一方、本実施形態の無線基地局装置４１では、サンプリング速度は、ＩＱベースバンド信号の信号帯域幅ｆ_Ｂ＝５ＭＨｚの６４倍程度で良いため、３２０ＭＳ／ｓとなり、このサンプリング速度が伝送速度となる。この場合、搬送波周波数は、３２０ＭＨｚ以下であれば自由に選択でき、図１８に示すように、高調波を利用する場合には、３２０ＭＨｚ以上の搬送波周波数も選択できる。

【0123】

このように、従来の無線基地局装置では、３０７．２Ｍｂ／ｓの伝送速度でＩＱベースバンド信号を伝送することになるのに対し、本実施形態の無線基地局装置４１では、従来とほぼ同程度の３２０Ｍｂ／ｓという伝送速度で、変調波伝送（ＲＦ信号伝送）が行えるため、有利である。

【0124】

［６．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0125】

１ 通信システム
２ 送信機
３ 受信機
４ 伝送路
２１ デジタル信号処理部
２２ 出力部
２３ ベースバンド部
２４ 直交変調器
２５ バンドパスΔΣ変調器
２７ ループフィルタ
２８ 量子化器
２９ 帯域拡張部
３１ 入力部
３２ アナログバンドバスフィルタ
３３ アナログ回路
３５ アンテナ
３６ アナログ増幅器
３７ デジタル増幅器
４１ 無線基地局装置
４２ 基地局本体
４３ リモートレディオヘッド
４４ 伝送路
１２５ ローパス型ΔΣ変調器
１２７ ループフィルタ
１２８ 量子化器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】