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特許5923658工業用誘電体バリア放電発生器用途向けの多目的ゼロ電圧スイッチ共振インバータ
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】5923658
(24)【登録日】2016年4月22日
(45)【発行日】2016年5月24日
(54)【発明の名称】工業用誘電体バリア放電発生器用途向けの多目的ゼロ電圧スイッチ共振インバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20160510BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 P
【請求項の数】20
【全頁数】20
(21)【出願番号】特願2015-503359(P2015-503359)
(86)(22)【出願日】2013年3月18日
(65)【公表番号】特表2015-514385(P2015-514385A)
(43)【公表日】2015年5月18日
(86)【国際出願番号】US2013032772
(87)【国際公開番号】WO2013148390
(87)【国際公開日】20131003
【審査請求日】2015年6月24日
(31)【優先権主張番号】13/431,521
(32)【優先日】2012年3月27日
(33)【優先権主張国】US
【早期審査対象出願】
(73)【特許権者】
【識別番号】592053963
【氏名又は名称】エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド
【氏名又は名称原語表記】ＭＫＳ ＩＮＳＴＲＵＭＥＮＴＳ，ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
(74)【代理人】
【識別番号】100104215
【弁理士】
【氏名又は名称】大森 純一
(74)【代理人】
【識別番号】100196575
【弁理士】
【氏名又は名称】高橋 満
(74)【代理人】
【識別番号】100117330
【弁理士】
【氏名又は名称】折居 章
(74)【代理人】
【識別番号】100160989
【弁理士】
【氏名又は名称】関根 正好
(74)【代理人】
【識別番号】100168181
【弁理士】
【氏名又は名称】中村 哲平
(74)【代理人】
【識別番号】100168745
【弁理士】
【氏名又は名称】金子 彩子
(74)【代理人】
【識別番号】100170346
【弁理士】
【氏名又は名称】吉田 望
(74)【代理人】
【識別番号】100176131
【弁理士】
【氏名又は名称】金山 慎太郎
(74)【代理人】
【識別番号】100197398
【弁理士】
【氏名又は名称】千葉 絢子
(74)【代理人】
【識別番号】100197619
【弁理士】
【氏名又は名称】白鹿 智久
(72)【発明者】
【氏名】トラン ケン
(72)【発明者】
【氏名】チェン シン
(72)【発明者】
【氏名】ニューマン ラッセル エル．
(72)【発明者】
【氏名】リー フランクリン
【審査官】
槻木澤 昌司
(56)【参考文献】
【文献】
特許第４１０８１０８（ＪＰ，Ｂ２）
【文献】
特表２００９−５０５６２６（ＪＰ，Ａ）
【文献】
特開２００３−２３０２８０（ＪＰ，Ａ）
【文献】
特開２００５−１２３００８（ＪＰ，Ａ）
【文献】
特開２０１０−０３５４０２（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）
Ｈ０２Ｍ ７／４８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
インバータ段と、
前記インバータ段の出力を受け、少なくとも１つの誘電体バリア放電セルに電力を供給するための信号を出力する共振タンクと、
前記インバータ段にソフトスイッチングのための位相シフトを含むスイッチング信号を供給するゲートドライバ、及び
パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うためにスイッチング周波数のデューティサイクルを調整するための第１の信号を受信するように構成された第１の入力及び周波数変調（ＦＭ）を行うためにＰＷＭコントローラのクロック周波数時定数を調整するための第２の信号を受信するように構成された第２の入力を有する、前記ゲートドライバに対する前記スイッチング周波数を生成するための前記ＰＷＭコントローラ
を含む制御回路と
を具備する誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記制御回路は、前記インバータ段から出力電流を含むフィードバック信号を受信し、前記フィードバック信号を用いて前記第１の信号及び前記第２の信号を生成する
誘電体バリア放電の電力系統。
前記インバータ段の出力を受け、少なくとも１つの誘電体バリア放電セルに電力を供給するための信号を出力する共振タンクと、
前記インバータ段にソフトスイッチングのための位相シフトを含むスイッチング信号を供給するゲートドライバ、及び
パルス幅変調（ＰＷＭ）を行うためにスイッチング周波数のデューティサイクルを調整するための第１の信号を受信するように構成された第１の入力及び周波数変調（ＦＭ）を行うためにＰＷＭコントローラのクロック周波数時定数を調整するための第２の信号を受信するように構成された第２の入力を有する、前記ゲートドライバに対する前記スイッチング周波数を生成するための前記ＰＷＭコントローラ
を含む制御回路と
を具備する誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記制御回路は、前記インバータ段から出力電流を含むフィードバック信号を受信し、前記フィードバック信号を用いて前記第１の信号及び前記第２の信号を生成する
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項2】
請求項１に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記インバータ段は、フルブリッジとして配置された４つのトランジスタを含む
誘電体バリア放電の電力系統。
前記インバータ段は、フルブリッジとして配置された４つのトランジスタを含む
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項3】
請求項２に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記４つのトランジスタは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である
誘電体バリア放電の電力系統。
前記４つのトランジスタは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項4】
請求項１に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記共振タンクからの前記少なくとも１つの誘電体バリア放電セルに電力を供給するための信号を増幅させる変圧器をさらに含む
誘電体バリア放電の電力系統。
前記共振タンクからの前記少なくとも１つの誘電体バリア放電セルに電力を供給するための信号を増幅させる変圧器をさらに含む
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項5】
請求項１に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記スイッチング周波数は、２０ｋＨｚ以上４０ｋＨｚ以下の範囲にある
誘電体バリア放電の電力系統。
前記スイッチング周波数は、２０ｋＨｚ以上４０ｋＨｚ以下の範囲にある
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項6】
請求項１に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記スイッチング周波数は、前記共振タンクの共振周波数より高くなるように構成される
誘電体バリア放電の電力系統。
前記スイッチング周波数は、前記共振タンクの共振周波数より高くなるように構成される
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項7】
請求項１に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記フィードバック信号は、前記インバータ段の出力で電流センサから受信した測定電流信号を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
前記フィードバック信号は、前記インバータ段の出力で電流センサから受信した測定電流信号を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項8】
請求項７に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
全負荷状態において、前記測定電流信号を電流設定点の値と比較し、比較結果のエラー値から、前記スイッチング周波数の前記デューティサイクルを調整して前記測定電流信号が前記電流設定点の値に達するまで前記ＰＷＭを行うための前記第１の信号を生成し、さらに、前記比較結果の前記エラー値から、前記クロック周波数時定数を調整して前記ＦＭを行うための前記第２の信号を生成し、
前記制御回路は、前記誘電体バリア放電の電力系統が全負荷状態から軽負荷状態で動作する際に、電力変化を制御するために前記ＰＷＭ及び前記ＦＭに重みが与えられるように構成される
誘電体バリア放電の電力系統。
全負荷状態において、前記測定電流信号を電流設定点の値と比較し、比較結果のエラー値から、前記スイッチング周波数の前記デューティサイクルを調整して前記測定電流信号が前記電流設定点の値に達するまで前記ＰＷＭを行うための前記第１の信号を生成し、さらに、前記比較結果の前記エラー値から、前記クロック周波数時定数を調整して前記ＦＭを行うための前記第２の信号を生成し、
前記制御回路は、前記誘電体バリア放電の電力系統が全負荷状態から軽負荷状態で動作する際に、電力変化を制御するために前記ＰＷＭ及び前記ＦＭに重みが与えられるように構成される
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項9】
請求項７に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記制御回路は、前記第１の信号及び前記第２の信号を生成するための電流制御ループを含み、前記電流制御ループは、前記インバータ段の出力で感知された前記測定電流信号及び電流設定点を利用する
誘電体バリア放電の電力系統。
前記制御回路は、前記第１の信号及び前記第２の信号を生成するための電流制御ループを含み、前記電流制御ループは、前記インバータ段の出力で感知された前記測定電流信号及び電流設定点を利用する
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項10】
請求項９に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記電流制御ループは、
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記第１の信号を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
前記電流制御ループは、
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記第１の信号を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項11】
請求項９に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記電流制御ループは
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記測定電流信号の追加信号及び前記電流設定点を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
前記電流制御ループは
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記測定電流信号の追加信号及び前記電流設定点を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項12】
請求項９に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記フィードバック信号は、前記インバータ段に供給された測定直流バス電圧と前記インバータ段に供給された測定直流バス電流との積である入力電力信号をさらに含み、
前記電流制御ループは、
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記入力電力信号を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
前記フィードバック信号は、前記インバータ段に供給された測定直流バス電圧と前記インバータ段に供給された測定直流バス電流との積である入力電力信号をさらに含み、
前記電流制御ループは、
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記入力電力信号を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
を含む
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項13】
請求項９に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
前記フィードバック信号は、測定直流出力電圧と前記測定電流信号との積である出力電力信号をさらに含み、
前記電流制御ループは、
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記出力電力信号を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
誘電体バリア放電の電力系統。
前記フィードバック信号は、測定直流出力電圧と前記測定電流信号との積である出力電力信号をさらに含み、
前記電流制御ループは、
前記測定電流信号及び前記電流設定点を受信し、前記第１の信号を出力する誤差増幅補償器と、
前記出力電力信号を受信し、前記第２の信号を出力する反転増幅器と
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項14】
請求項９に記載の誘電体バリア放電の電力系統であって、
電力フィードバック信号を供給するためにスケーリングされて乗算される、前記インバータ段に供給された直流バス電圧及び電流の測定値を受信し、
前記電力フィードバック信号を電力設定点に加算し、
前記電流制御ループに対して前記電流設定点を出力するために、前記電力フィードバック信号及び前記電力設定点を用いてデジタル誤差補償を行う
プロセッサをさらに含む
誘電体バリア放電の電力系統。
電力フィードバック信号を供給するためにスケーリングされて乗算される、前記インバータ段に供給された直流バス電圧及び電流の測定値を受信し、
前記電力フィードバック信号を電力設定点に加算し、
前記電流制御ループに対して前記電流設定点を出力するために、前記電力フィードバック信号及び前記電力設定点を用いてデジタル誤差補償を行う
プロセッサをさらに含む
誘電体バリア放電の電力系統。
【請求項15】
誘電体バリア放電を生成する方法であって、
インバータ段及び少なくとも１つの誘電体バリア放電セルに電力を供給するための共振タンクを提供し、
前記インバータ段に対して、制御回路を利用してソフトスイッチングのための位相シフトを含むスイッチング信号を生成し、電流設定点の値において前記インバータ段の出力電流を維持するために前記スイッチング信号のスイッチング周波数のパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、前記ＰＷＭと並行して、軽負荷状態では出力電力を減少させるために前記スイッチング信号のスイッチング周波数を増加させる周波数変調（ＦＭ）を行う
誘電体バリア放電生成方法。
インバータ段及び少なくとも１つの誘電体バリア放電セルに電力を供給するための共振タンクを提供し、
前記インバータ段に対して、制御回路を利用してソフトスイッチングのための位相シフトを含むスイッチング信号を生成し、電流設定点の値において前記インバータ段の出力電流を維持するために前記スイッチング信号のスイッチング周波数のパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、前記ＰＷＭと並行して、軽負荷状態では出力電力を減少させるために前記スイッチング信号のスイッチング周波数を増加させる周波数変調（ＦＭ）を行う
誘電体バリア放電生成方法。
【請求項16】
請求項１５に記載の誘電体バリア放電生成方法であって、
前記スイッチング信号は、２０ｋＨｚ以上４０ｋＨｚ以下の範囲にある周波数を有する
誘電体バリア放電生成方法。
前記スイッチング信号は、２０ｋＨｚ以上４０ｋＨｚ以下の範囲にある周波数を有する
誘電体バリア放電生成方法。
【請求項17】
請求項１５に記載の誘電体バリア放電生成方法であって、
前記ＰＷＭを行う工程は、
前記スイッチング周波数のデューティサイクルを調整してＰＷＭを行うための第１の信号を受信するように構成された第１の入力及びＰＷＭコントローラのクロック周波数時定数を調整してＦＭを行うための第２の信号を受信するように構成された第２の入力を有する、ゲートドライバに対して前記スイッチング周波数を生成するための前記ＰＷＭコントローラを提供し、
前記インバータ段の出力電流を感知し
誤差増幅補償により前記出力電流を電流設定点と比較し、
前記誤差増幅補償を前記第１の信号として利用する
誘電体バリア放電生成方法。
前記ＰＷＭを行う工程は、
前記スイッチング周波数のデューティサイクルを調整してＰＷＭを行うための第１の信号を受信するように構成された第１の入力及びＰＷＭコントローラのクロック周波数時定数を調整してＦＭを行うための第２の信号を受信するように構成された第２の入力を有する、ゲートドライバに対して前記スイッチング周波数を生成するための前記ＰＷＭコントローラを提供し、
前記インバータ段の出力電流を感知し
誤差増幅補償により前記出力電流を電流設定点と比較し、
前記誤差増幅補償を前記第１の信号として利用する
誘電体バリア放電生成方法。
【請求項18】
請求項１７に記載の誘電体バリア放電生成方法であって、
前記ＦＭを行う工程は、
前記第２の信号を出力する反転増幅器を用いて前記誤差増幅補償を反転させる
誘電体バリア放電生成方法。
前記ＦＭを行う工程は、
前記第２の信号を出力する反転増幅器を用いて前記誤差増幅補償を反転させる
誘電体バリア放電生成方法。
【請求項19】
請求項１８に記載の誘電体バリア放電生成方法であって、
前記ＦＭを行う工程は、さらに
前記反転増幅器のゲインを調整する
誘電体バリア放電生成方法。
前記ＦＭを行う工程は、さらに
前記反転増幅器のゲインを調整する
誘電体バリア放電生成方法。
【請求項20】
請求項１７に記載の誘電体バリア放電生成方法であって、さらに
電力フィードバック信号を供給するためにスケーリングされて乗算される、前記インバータ段に供給された直流バス電圧の測定値、及び電力フィードバック信号を供給するためにスケーリングされて乗算される、前記インバータ段に供給された直流バス電流の測定値を受信し、
前記電力フィードバック信号を電力設定点に加算し、
前記電流設定点を出力するために、前記電力フィードバック信号及び前記電力設定点を用いてデジタル誤差補償を行う
誘電体バリア放電生成方法。
電力フィードバック信号を供給するためにスケーリングされて乗算される、前記インバータ段に供給された直流バス電圧の測定値、及び電力フィードバック信号を供給するためにスケーリングされて乗算される、前記インバータ段に供給された直流バス電流の測定値を受信し、
前記電力フィードバック信号を電力設定点に加算し、
前記電流設定点を出力するために、前記電力フィードバック信号及び前記電力設定点を用いてデジタル誤差補償を行う
誘電体バリア放電生成方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
オゾンは、半導体ウェハ及び半導体処理機器における処理チャンバの洗浄、半導体ウェハ上における絶縁膜の生成、並びに水、食物、及び他の消耗品や工業製品の殺菌等、多くの工業用途及び半導体処理用途に使用されている。
【背景技術】
【0002】
オゾンを生成する１つの技術として、高電圧の交流電力を印加することにより高純度の酸素に放電を行う誘電体バリア放電という技術がある。放電により酸素分子が破壊され、酸素は原子の状態になる。酸素原子が再結合することにより、オゾン（Ｏ３）と酸素（Ｏ２）の混合物を生成することができる。この技術において、生成されるオゾンの濃度は、オゾン生成システムの出力電力に比例して増減する。出力電力を増加させるとオゾンの濃度も増加するが、性能や信頼性の高さを見込んで出力電力を設定しても、多くの場合、それに必要なスペースの確保が難しい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】米国特許出願公開第２００７／０２０５７２７号明細書
【特許文献2】国際公開第２００７／０３５２１６号パンフレット
【特許文献3】特開２００３−２３０２８０号公報
【特許文献4】特開２００５−１２３００８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
オゾン発生器のための電力系統及び電力制御技術、並びに他の誘電体バリア放電システムを提供する。
【課題を解決するための手段】
【0005】
諸実施形態によれば、従来のハードスイッチングトポロジーの代わりに並列共振トポロジーを用いる二重共振インバータ電力段を有し、あらゆる動作において低負荷でも優れたダイナミックレンジ及び安定性を実現するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）及び周波数変調（ＦＭ）制御方式を利用する電力系統が提供される。
【0006】
一実施形態に係る電力系統は、１つまたは複数の誘電体バリア放電セルに最終的に高電圧の交流信号を供給する共振タンク・変圧器に信号を供給するインバータ段と、上記インバータ段にスイッチング信号を供給するフィードバック制御回路とを含む。上記インバータ段は、上記フィードバック制御回路を介して、位相シフトゼロ電圧スイッチ（ＺＶＳ）及びＰＷＭ・ＦＭ制御方式により作動するフルブリッジでもよい。
【0007】
本発明の一側面によれば、上記電力系統及び電力制御技術により、オゾンを生成するために必要な出力電力より低い電力から全出力電力までの範囲の電力で動作できるとともに、出力電力を増加させることが可能になる。一実施形態では、電力系統の最大出力の約１％から全出力（注：５％オゾン濃度の５ｋＷシステムの最大出力電力は、２５０Ｗ以下である）の範囲の電力で動作できるとともに、２０ｋＨｚ以上４０ｋＨｚ以下の範囲で動作するシステムの出力電力は、５ｋＷから１０ｋＷに増加する。具体的な実施形態によれば、５ｋＷの電力を出力可能なパワートレインを利用して、１０ｋＷの出力電力が実現される。
【0008】
本発明のさらなる側面では、上記電力系統及び電力制御技術は、既存のシステムのサイズを増加させることなく達成される。一実施形態では、上記電力系統は、従来の非共振電力コンバータと比較して狭いスペースに適合する。
【0009】
「課題を解決するための手段」は、下記の「発明を実施するための形態」の中でさらに説明する概念の選択を簡潔に導入するために与えられる。「課題を解決するための手段」は、請求項に記載された主題の主要な特徴又は必須の特徴を特定することを意図していないし、請求項に記載された主題の範囲を限定するために使用されることも意図していない。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1A】本発明の一実施形態に係る誘電体バリア放電器の電力段を示す基本図である。
【図1B】ソフトスイッチング方式による一連のプロットと、本発明の一実施形態に係る電力段の出力結果とを示す図である。
【図2A】オゾンセルスタックの等価電気モデルを示す図である。
【図2B】本発明の一実施形態に係る電力系統により高電圧の交流電力信号を供給できる、オゾンを生成するための誘電体バリア放電セルを示す図である。
【図3】本発明の一実施形態に係る共振インバータの電力段を有する単一のパワートレインを示す模式図である。
【図4】本発明の一実施形態に係る誘電体バリア放電器の電力系統のブロック図である。
【図5A】本技術の第１の実施形態に係るＰＷＭ・ＦＭ電流ループ制御方式を示す基本ブロック図である。
【図5B】本技術の第１の実施形態に係る電力ループを有するシステムレベル制御方式を示す基本ブロック図である。
【図7】本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭ・ＦＭ電流ループ制御方式の基本ブロック図である。
【図8】本発明の第３の実施形態に係るＰＷＭ・ＦＭ電流ループ制御方式の基本ブロック図である。
【図9】本発明の第４の実施形態に係るＰＷＭ・ＦＭ電流ループ制御方式の基本ブロック図である。
【図10】本発明の一実施形態に係るＰＷＭ・ＦＭ制御によるＺＶＳ共振インバータ電流ループのシミュレーション図である。
【図11A】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【図11B】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【図11C】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【図11D】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【図12A】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【図12B】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【図12C】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【図12D】一実施形態に係るＺＶＳ共振インバータの低負荷条件におけるシミュレーションプロット及びスコープ波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0011】
本明細書に開示されている技術及び回路によれば、オゾン発生器を含む誘電体バリア放電器の制御及び電力出力を改善することができる。
【0012】
本発明の一実施形態によれば、オゾンを生成するために必要な出力電力より低い電力から全出力電力までの範囲の電力で動作できるとともに、出力電力を増加させることが可能な電力系統及び電力制御技術が提供される。本発明の具体的な実施形態によれば、電力系統における２０ｋＨｚ以上４０ｋＨｚ以下の周波数範囲及び１０ｋＷの出力電力が提供される。出力電力は、１０ｋＷの１％以下もの低さまで制御される。具体的な実施形態によれば、５ｋＷの電力を出力可能な２つのパワートレインを使用して、１０ｋＷの出力電力を実現することができる。
【0013】
図１Ａは、本発明の一実施形態に係る誘電体バリア放電器の電力段を示す基本図である。図１Ａに示す電力段において、４つのスイッチ１２１、１２２、１２３、及び１２４がフルブリッジとして配置され、取り込まれた直流バス電圧入力（Ｖｂｕｓ）を、共振インダクタＬｒ１０５及びオゾンセルスタック１１０によって表される並列共振タンクネットワークを通して正弦波形に変換する。スイッチ（１２１、１２２、１２３、及び１２４）としては、適切なスイッチであればどのようなスイッチを用いてもよい。例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴｓ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴｓ）、並びに金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴｓ）及び高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴｓ）等の電界効果トランジスタ（ＦＥＴｓ）を用いることができるが、これに限られない。
【0014】
共振タンク（インダクタ１０５単独、又はインダクタ１０５と負荷１１０のコンデンサ１１１との組み合わせにより提供される）は、フルブリッジの電源から交流電圧を受け、制御された振幅の高電圧正弦波の形で誘電体バリア放電セル１１０に共振（又は実質的に共振の）交流電圧を供給する。信号を所望のレベルまで増幅させるために、変圧器（図示せず）を含めてもよい。変圧器による効果は、ＶｏｕｔをＶｏｕｔ／Ｎ（Ｎは巻線比を示す）として表すことにより、単純化した構成に含めてもよい。
【0015】
誘電体バリア放電器のセル（又は負荷）１１０は、並列コンデンサ１１１及びレジスタ１１２により構成される。コンデンサ１１１はセル１１０の一部として示されているが、構成されたコンデンサ１１１の容量は、セル独自の容量に加えて、個別の容量を含んでもよい。
【0016】
図２Ａは、オゾンを生成する前の出力に必要な電圧を説明するためのオゾンセルスタックの電気回路構成を示す図である。特に、オゾンを生成する誘電体バリア放電セルを構成する際に、電圧クランプＤｏ２１３（図１Ａの基本図には示さず）を、レジスタ２１２（図１Ａのレジスタ１１２と同様に構成される）と直列に含んでもよい。オゾンの濃度は出力電力に比例して増減するため、レジスタ２１２と電圧クランプ２１３とを並列に配置してオゾンセルを構成してもよい（例えば、図３に示すレジスタ３１２及び電圧クランプ３１３も参照）。動作時には、出力電圧が、レジスタＲｏ２１２における電力の消耗として表される、クランプの電圧よりも大きい一定の電圧に達した場合に、オゾンを生成することができる。出力電圧がクランプの電圧（Ｄｏ）よりも小さい場合、Ｒｏ２１２は電流を流して電力消費を行うことができず、オゾンは生成されない。
【0017】
出力容量Ｃｏ（図１Ａのコンデンサ１１１として構成される）は、Ｃｏ＝Ｃｄ０＊Ｃｄ１／（Ｃｄ０＋Ｃｄ１）として与えられる。Ｃｄ０は直列に配置された電圧クランプ２１３及びレジスタ２１２と並列なコンデンサ２１１であり、Ｃｄ１は接地されたコンデンサ２１４である。
【0018】
図２Ｂは、本明細書に記載されている電力段の構成を利用して高電圧の交流電力を供給する誘電体バリア放電セルの１種を示す図である。図２Ｂに示すように、セル２００は、交流電力２０１が印加されると第１の誘電体バリアフィルム２０３から間隙２０４を通って第２の電極２０５に放電２０２を生成する第１の電極（図示せず）を含んでもよい。また、第２の誘電体バリアフィルム（図示せず）を任意に第２の電極２０５上に配置してもよい。水を利用して電荷を第２の電極２０５から地面に運んでもよい。具体的な実施形態では、第１の誘電体バリアフィルム２０３はアルミナ酸化物（Ａｌ２Ｏ３）により構成され、第２の電極２０５はタングステンにより構成される。
【0019】
オゾン生成の用途のために、間隙を通過する酸素（Ｏ２）を放電により原子に分解する。これにより、酸素原子が再結合し、オゾン（Ｏ３）及び酸素（Ｏ２）の生成が可能になる。
【0020】
図３は、本発明の一実施形態に係る共振インバータの電力段を有する単一のパワートレインを示す模式図である。パワートレインは、本発明の一実施形態に係るオゾン発生器を構成するのに利用できる誘電体バリア放電セルの電子モデルを組み込んでいる。図３に示すように、電力段インバータ３２０のスイッチは、ＩＧＢＴｓ（３２１、３２２、３２３、及び３２４）を利用して実装され、フルブリッジとして配列され、取り込まれた直流バス電圧入力（Ｖｂｕｓ）を、並列共振タンクネットワークを通して（共振タンク３３０、変圧器３４０、及びオゾンセルスタック３１０を介して）正弦波形に変換する。ＩＧＢＴｓは図３に示す実施形態について記載されているが、この実施形態に限られず、他の適切なトランジスタを使用してもよいことが理解されよう。
【0021】
共振タンク３３０は、電力段３２０のフルブリッジのＩＧＢＴ及び高電圧変圧器３４０を駆動回路、共振インダクタＬｒ３２５（変圧器漏れインダクタンスを含むことができる）、高電圧増幅変圧器Ｘｆｍ３４０（磁化インダクタンスＬｍ３４１を有する）、及びオゾン負荷セルスタック３１０（容量Ｃｏ３１１、インピーダンスＲｏ３１２、及びクランプ電圧Ｄｏ３１３を有する）内の非対称性による故障から保護するために、ブロッキングコンデンサＣｂ３３１を含んでもよい。５ｋＷの単一のパワートレインにより、変圧器の出力電圧は、最大出力の負荷動作において約３０ｋＨｚのスイッチング周波数（ｆｓｗ）で約８ｋＶ（ｐｋ−ｐｋ）まで増加させることができる。共振タンクの周波数ｆｒｅｓは、【数1】
【数2】
【0022】
図示はしないが、構成要素の性能の最適化又は改善のために（ただし、これに限られない）、別の回路を誘電体バリア放電の電力システムに含めてもよい。例えば、電力段共振タンクの回路内において、電力段の性能を劣化させる形でｆｒｅｓに影響を及ぼし得る構成要素の公差に変動があってもよい。これにより、ある実施形態では、共振周波数ｆｒｅｓよりもわずかに高い周波数（４０ｋＨｚ以下）から始まるインバータ出力共振タンクの曲線を追跡することにより動作する同調回路を含むことができる。この追跡は、所望の入力電力に達したときに停止する。この種の回路は、ピーク電力点検索回路と呼ぶことができる。この回路を利用して、電力段の個別のインバータに確実に最大電力を出力させることができる。このような回路の例示的な実施形態は、米国特許出願番号第２００７／０１０８０４０号に記載されており、その全体が本明細書に参照として組み込まれる。このような自動自己同調設計により、インバータ電力段の構成要素の公差、スイッチング周波数の変動、温度変動、オゾンセルスタックの老朽化に対処する上で有利な点がもたらされる。
【0023】
図１Ａを再び参照すると、制御信号Ａは第１のスイッチ１２１を駆動し、制御信号Ｂは第２のスイッチ１２２を駆動し、制御信号Ｃは第３のスイッチ１２３を駆動し、制御信号Ｄは第４のスイッチ１２４を駆動する。動作時には、制御信号Ａ及びＤを利用して、正弦波の下部レールのためにそれぞれ第１のスイッチ１２１及び第４のスイッチ１２４をオンにする。また、制御信号Ｂ及びＣを利用して、正弦波の上部レールのためにそれぞれ第２のスイッチ１２２及び第３のスイッチ１２３をオンにする。単純化したタイミング図を図１Ｂに示す。図１Ｂは、本発明の一実施形態に係るゼロ電圧スイッチ（ＺＶＳ）スイッチング方式と、出力応答の結果とを示す図である。ＺＶＳスイッチング方式は、ソフトスイッチング技術である。ソフトスイッチング技術では、共振技術を利用してゼロ電圧でスイッチをオンにし、ゼロ電流でスイッチをオフにする。この装置におけるスイッチングの損失は、無視できるほど小さい。
【0024】
図１Ｂに示すように、制御信号に位相シフトを組み込むことにより、全てのスイッチをオフにすることにより生じる出力電圧におけるリンギングを最小化することができる。制御信号Ａ及びＤ並びに制御信号Ｂ及びＣに使用される位相シフト量は、このシステムの機能であり、本電力段が使用される特定のシステムにおけるリンギングを抑制するのに適切な位相シフトであればどのようなものでもよい。
【0025】
本発明の様々な実施形態によれば、電力段の制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤは、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式と周波数変調（ＦＭ）制御方式との組み合わせにより、位相シフトＺＶＳのために生成される。
【0026】
図４は、本発明の一実施形態に係る誘電体バリア放電器の電力系統のブロック図である。図４を参照すると、電力段４１０は、高電圧の交流電力を負荷４２０に供給するために、直流バス電圧ＶＤＣを交流信号に変換する。諸実施形態では、電力段４１０及び負荷４２０は、図１Ａ及び／又は図３に示すように配置される。生成された電力段の制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤは、フィードパックループの一部を形成する制御回路４３０により制御される。制御回路４３０は、ＰＷＭ・ＦＭ制御方式の位相シフトＺＶＳを含んでもよい。諸実施形態では、電力段の制御信号のための信号生成器は、位相調節及び周波数変動が可能なＰＷＭチップである。ある実施形態では、位相、デューティサイクル、及び周波数の制御を可能にする回路又はチップを利用してもよいことは言うまでもない。回路又はチップへの１または複数の入力により、少なくともデューティサイクル及び出力信号の周波数を調整することができる。制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤのパルス幅は、制御回路４３０のＰＷＭフィードバック制御方式により制御される。また、制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤの周波数は、制御回路４３０のＦＭフィードバック制御方式により制御される。本発明の諸実施形態において、ＰＷＭ・ＦＭフィードバック制御方式は、電流ループ制御方式として実施される。出力電流は電力段の出力で感知され、電力段に提供された信号のパルス幅及び周波数を制御するのに利用される。
【0027】
一実施形態によれば、ＦＭ制御方式にＰＷＭ制御方式を組み込むことで、ＰＷＭのみを基にした制御方式の低負荷ハードスイッチングの発生が抑制される。ハードスイッチングは、インバータが出力する電圧のパルス幅が低負荷で大幅に減少することにより生じる。これにより、共振インダクタの電流も大幅に減少する。したがって、半導体電力装置は、共振インダクタに十分なエネルギーが蓄積されていなければ、ソフトスイッチングを維持することができない。
【0028】
ハードスイッチングにおいて、接合容量に蓄積されたエネルギーは、スイッチがオンになる度にトランジスタに放出される。したがって、ハードスイッチングは電力喪失、電圧／電流スパイク、及び電磁干渉（ＥＭＩ）の問題を生じる。本明細書に記載のソフトスイッチングトポロジーとＰＷＭ・ＦＭ制御方式との組み合わせにより、冷却システムを追加する必要性が少なくなる。例えば、上述のように、ＰＷＭのみを利用してスイッチング信号を制御すると、低負荷でハードスイッチングが生じることがある。対照的に、本発明の実施形態に係るＰＷＭ・ＦＭ制御方式は、すべての負荷（全負荷及び低負荷）においてソフトスイッチングを可能にする。
【0029】
「低負荷」条件は、特定のシステムに依存し、全負荷の約５％程度であると一般的に理解される。実際には、低負荷に対する特定の百分率は、依然としてオゾンを生成することができるものである。本開示の実施例に示すように、本発明の実施形態では、全負荷の５％未満でも動作し、オゾンが生成されていなくても機能することができる。
【0030】
動作時は、ＰＷＭ・ＦＭ制御方式により、低負荷における周波数を増加させ、既に減少しているパルス幅を無視することできる。動作中において、ＰＷＭ・ＦＭ制御方式は並列に動作するが、ＰＷＭ及びＦＭに与えられた重量は、負荷条件が変わると変動する。これにより、ダイナミックレンジ性能が改善する。例えば、通常動作時（全負荷を含む）において、デューティサイクルを利用して、オゾン出力電力を制御する。一方、低負荷において、スイッチング周波数を増加させて電力をさらに低減する。また、諸実施形態では、電力系統の電力段はソフトスイッチ（例えば、ゼロ電圧スイッチ）により最大出力電力のゼロ％まで下げるように構成されるので、電力系統の信頼性を改善することができる。
【0031】
図５Ａは、一実施形態に係る電流ループ制御方式のブロック図である。図５Ａは、全電流ループ制御方式のための各ゲインの転送機能ブロックを提供する。機能ブロックには、プリアンプゲインブロック５０１、電流ループ補償ゲインブロック５０２、ＰＷＭゲインブロック５０３、ＦＭゲインブロック５０４、共振タンク＆負荷ゲインブロック５０５、及びフィードバックゲインブロック５０６が含まれる。
【0032】
一実施形態によれば、電流ループにおける各ゲインブロックの式は以下のように表される。「プリアンプゲインブロック」：
【数3】
【数4】
Ｈ（ｓ）＊Ｇｏｕｔ（ｓ）＝Ｇｐｗｒ（ｓ）
例えば、
【数5】
【数6】
電流「フィードバックゲインブロック」：
【数7】
【0033】
図５Ａを参照すると、電流設定値（Ｉｓｅｔ）に対して、一定の値が与えられる。諸実施形態では、これは、プロセッサ（図５Ｂに関しては下記参照）を利用して達成される。また、インバータの電力段（図４の４１０参照。また、図５Ａには共振タンク＆負荷ゲインブロック５０５が含まれる）からの実電流（Ｉｏｕｔ）出力は、電流センサにより測定することができ、フィードバックゲインブロック５０６を通してフィードパックループに入力することができる。Ｉｓｅｔ（対応するプリアンプゲインブロック５０１によりプリアンプ段を介して増幅してもよい）及びフィードバックゲインブロック５０６から出力された電流（Ｉｆｂｋ）は、典型的なゲインブロック５０２により電流ループ補償器で付加される。そして、位相シフトＰＷＭ・ＦＭ制御回路又はチップ（対応するＰＷＭゲインブロック５０３及びＦＭゲインブロック５０４を有する）は、このゲイン段の出力を利用して、電力段のゲートドライバ（図６Ａ及び図６Ｂ参照）のためにスイッチング周波数（Ｆｓｗ）を生成する。フィードバックループは、出力電流をＩｓｅｔ値と等しいレベルに維持するように動作する。
【0034】
低負荷の場合、電流ループ補償ゲインブロック５０３からの出力を利用して、ＰＷＭチップのクロックの周波数時定数を変化させる。Ｆｓｗは時定数に反比例するため、これにより、周波数調節を行うことができる。したがって、線上の電力が低下すると、周波数調節制御により周波数が下げられ、電力を適切なレベルに維持することが可能となる。
【0035】
図５Ａに示す電流ループ図は、アナログ制御方式を示す。図５Ｂに示すような他の実施形態では、図５Ａに示すアナログ制御方式の代わりに又は加えて、デジタル制御方式を利用することができる。図５Ｂは、ＺＶＳ共振インバータのための制御方式の電力ループ及び内部電流ループを有するシステムレベル図である。電流ループ部分は、図５Ａに関して説明したものと同様に機能する。一実施形態によれば、電力ループはデジタル制御方式を利用し、プロセッサを用いて実施される。プロセッサは、低コストのマイクロプロセッサ（μＰ）又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）でもよいが、これに限られない。プロセッサの一部又は独立した構成要素として、メモリを含めてもよい。動作時において、プロセッサは、電力設定値（Ｐｓｅｔ）を供給する。また、直流バス電圧（図４のＶＤＣ又は図１及び３に示すＶｂｕｓ）及び直流バス電流（図１及び３のＩｂｕｓを参照）を用いて実際の入力電力が測定され、２つの直流入力源（Ｋｖｂ（ｓ）５０８ａ及びＫｉｂ（ｓ）５０８ｂ）からのゲインでスケーリングされ、入力電力ゲインブロックのために乗算される。スケーリングされて乗算された直流入力源の積は、電力フィードバック信号（Ｐｆｂｋ）となる。電力設定値Ｐｓｅｔ及び電力フィードバックＰｆｂｋが加算されて、デジタル電力ループ補償器（ＰＩＤ）に供給される。ＰＩＤの出力は、図５Ａに関して説明した電流設定値Ｉｓｅｔである。
【0036】
図５Ａと同様に、図５Ｂは、全電力ループ（内部電流ループを含む）制御方式のための各ゲインの転送機能ブロックを示す。一実施形態によれば、電流ループにおける各ゲインブロックの式は、図５Ａに対して与えられたものと同様に表現することができる。電力ループのための各ゲインブロックの式は以下のとおりである。「デジタル電力ループ補償ゲインブロック」：
【数8】
【数9】
である。
入力電力ゲインブロックに対して、電力フィードバックバス電圧「Ｖｂｕｓ」ゲインブロックは、
【数10】
【数11】
【0037】
モデルの構成要素は、分析を簡単にするために高次波を（基本波のために）無視しているが、（第１次波のために）理想化されていることが理解されよう。
【0038】
他の実施形態では、入力電力を制御する（及び図５Ｂに示す電力ループを利用する）代わりに、出力負荷電力制御を利用してもよい。例えば、出力オゾン電圧及びインバータ段の出力で感知されたインバータ電流を制御ループの一部として用いることができる。オゾンセルは複雑なインピーダンスとして作用し、電流と電圧の両方が中程度の周波数であるため、電流及び電圧の積をリアルタイムで求めるために、帯域幅、スルーレート、サンプリング時間、及び他の因子が必要である。
【0039】
さらに別の実施形態では、図５Ｂに示す電流ループは、オゾン濃度に基づいて閉じることができる。例えば、オゾンセルにおけるオゾン濃度は濃度変換器により測定することができ、その出力を利用して電力ループを閉じることができる。
【0040】
図６Ａ及び６Ｂは、図５Ａについて説明した制御方式による電流ループ回路の２つの実施例を示す。図６Ａ及び６Ｂに示すように、インバータ段の出力における電流は、電流センサ６０１により測定され、Ｉｓｅｔとともに電流ループエラーアンプ補償器６０２に（Ｉｆｂｋとして）供給される。一実施形態では、図６Ａに示すように、Ｉｓｅｔは電流ループエラーアンプ補償器６０２の正入力端への入力として供給され、Ｉｆｂｋは、電流ループエラーアンプ補償器６０２の負入力端への入力として供給される。他の実施形態では、図６Ｂに示すように、ＩｓｅｔとＩｆｂｋとは、電流ループエラーアンプ補償器６０２の負入力端へ供給されるように合計される。電流ループエラーアンプ補償器６０２の出力は、位相シフトＰＷＭコントローラ６０３に対してデューティサイクルコマンドを供給し、位相シフトＰＷＭコントローラ６０３がゲートドライバ６０４に対するスイッチング周波数Ｆｓｗを生成するのを可能にする。スイッチング周波数は、電流ループエラーアンプ補償器６０２の出力を受け取り信号を位相シフトＰＷＭコントローラ６０３に出力する反転増幅器６０５を介して調節された周波数でもよい。反転増幅器６０５の出力は、ＰＷＭクロックの周波数時定数を変化させ、周波数の調節を可能にする。
【0041】
ゲートドライバ６０４は、図１Ａ−１Ｂ（スイッチ１２１、１２２、１２３、及び１２４）及び図３（電力段３２０のスイッチ３２１、３２２、３２３、及び３２４）に関して説明したようなフルブリッジのインバータ段のために制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、及びＤを生成する。
【0042】
ＰＷＭコントローラ６０３に接続されたキャパシタＣｔ及びレジスタＲｔは、反転増幅器６０５からの電流補償信号によって調整される最初の固定周波数を供給する。図６Ａ及び６Ｂに示すような反転増幅器の構成において、オペアンプを使用して、デューティサイクル（パルス幅）を制御するのに使用される複数の（又はわずかな）信号により周波数調節を制御するために使用される信号を調整することができる。別の実施形態では、ＦＭ制御のための増幅器のゲインは、変数ゲイン増幅器を用いて変更することができる。このゲインは、プロセッサによって送信されたゲイン制御信号を用いて制御してもよい。一実施形態では、システムにおいて一定の条件が満たされた場合に、プロセッサに関連するメモリに保存された規定の変更を加えてもよい。他の実施形態では、ゲイン調整のユーザコントロールを可能にするためにユーザインタフェースを含んでもよい。ユーザインタフェースはプロセッサに接続して、通信させてもよい。また、ユーザインタフェースは、（例えば図６ＡのＲ４又は図６ＢのＲ４を調整できる）電位差計を介して抵抗の手動調整を含んでもよい。
【0043】
図７〜９は、本発明のいくつかの実施形態に係る電流ループの構成を示す。例えば、図７を参照すると、第２の実施形態に係る電流ループ制御方式は、図５Ａに示す方式と同様の方式である。しかし、電力段のゲートドライバ（図６Ａ及び６Ｂの６０４参照）のためのスイッチング周波数（Ｆｓｗ）を生成するための位相シフトＰＷＭ・ＦＭコントローラで使用されている補償ゲインブロック７０２段の出力の代わりに、ＦＭゲインブロック７０４段は、Ｉｓｅｔ（対応するプリアンプゲインブロック７０１を有するプリアンプ段を介して増幅してもよい）及び電流ループ補償器と並行してフィードバックゲインブロック７０６から出力された電流（Ｉｆｂｋ）を受け取る。
【0044】
図８に示す実施形態では、ＦＭゲインブロック８０４段は、図５Ａ又は図７に関して説明したＩｓｅｔ電流及びフィードバックゲインブロック８０６からのフィードバック電流の代わりに周波数を制御するための入力電力を使用する。例えば、直流バス電圧（図４のＶＤＣ又は図１及び３に示すＶｂｕｓ）及び直流バス電流（図１及び３のＩｂｕｓを参照）は、２つの直流入力源（Ｋｖｂ（ｓ）８０８ａ及びＫｉｂ（ｓ）８０８ｂ）からのゲインによりスケーリングされ、乗算された後、ＦＭゲインブロック８０４を通して入力される。
【0047】
諸実施形態では、有利なことに、スペースを取り他の冷却技術を必要とする電気回路や保護キャパシタを追加する必要なく、電力を維持しながら電力線変動を受け入れるための基準を満たすことができる。特に、周波数変調制御により、電力線上の負荷による変動は、スイッチを駆動する周波数及び線上の電力を維持する能力を変動させる。本ＰＷＭ・ＦＭ制御方式により満たすことができる基準の例は、SEMI F47規格「半導体プロセス装置電圧サグイミュニティのための仕様」である。これは、半導体プロセス、計測、及び自動試験機器で使用されるツールは阻害なしに作動しなければならないという電圧サグライドスルー能力（又は閾値）を規定する。
【0048】
本電力システム及び電力制御技術の実施形態は、従来のシステムのサイズを増加させることなく実施することができる。様々な実施形態では、本電力システムは、従来と同等又はそれ以上の出力電力及び制御を可能にしながら、従来の非常駐電力コンバータより狭いスペースにも適合可能である。
【0049】
本発明及びその多くの利点は、例として示される下記の実施例によりさらに明らかになる。下記の実施例は、本発明の方法、応用、実施形態、変形を例示する。これらは本発明を限定するものとは見なされないことは言うまでもない。本発明について、多くの変更及び修正が可能である。
【0050】
ＰＳｐｉｃｅ（登録商標）回路シミュレータツール（ケイデンス・デザイン・システムズ社（Cadence Design Systems, Inc.）の登録商標）を使用して、本発明の一実施形態にしたがって設計された誘電体バリア放電器のシミュレーションを行った。
【0051】
実施例では、１０ｋＷの二重オゾン電力トレイン（電力トレイン１つにつき５ｋＷ）のためのＰＳｐｉｃｅ（登録商標）によるシミュレーション結果を実験結果と比較して、本システム及び本発明の機能性を示した。図１０は、本発明の一実施形態に係る多目的ＺＶＳ共振インバータ電流ループデザインのＰＳｐｉｃｅ（登録商標）によるシミュレーションのために用いたＰＳｐｉｃｅ（登録商標）概略図である。図１０は図６Ｂの実施形態と同様のものを示し、フィードバック電流及び電流設定点Ｉｓｅｔが合計された後、補償器に入力される。また、電流は、コモンモードノイズを避けるために差動増幅器を用いて計測される。共振タンク及びオゾンセルのシミュレーションは、図１Ａに関して説明したインダクタ（１０５）、キャパシタ（１１１）、及びレジスタ（１１２）の構成を用いて行う。
【0052】
シミュレーションを行うために、入力Ｖｂｕｓ電圧をローラインからハイライン（２００〜３５０ＶＤＣ）に変化させ、Ｉｓｅｔを０．５以上３．０以下のＶＤＣ（０．５％〜１１０％負荷）で電圧源を用いて変更した。これら２つの条件は、期待される動作範囲をカバーする。
【0053】
（実施例１−低負荷）低負荷での電流ループに対するシミュレーション結果を図１１Ａ〜１１Ｃに示し、低負荷での電流ループに対する実験結果を図１１Ｄに示す。図１１Ａは、Ｖｂｕｓが３５０Ｖに設定され、低負荷条件が（５ｋＷシステムの最大出力の５％オゾン濃度の２５０Ｗ以下の出力電力低負荷条件と比較して）２５Ｗ未満の出力負荷電力を表していることを示す。図１１Ｂは、インバータ段の出力電圧（Ｖｉｎｖ）及び電流（Ｉｉｎｖ）のプロットを示す。図１１Ｃは、電力段の出力電圧（Ｖｏｕｔ）及び電流（Ｉｏｕｔ）（すなわち、オゾンセルに供給される電圧及び電流）のプロットを示す。図１１Ｄは、Ｖｂｕｓ＝３００Ｖ、Ｉｂｕｓ＝０．８Ａ、Ｐｉｎ＝２４０Ｗである実験システムのためのインバータ段の出力電圧Ｖｉｎｖ及び電流Ｉｉｎｖのスコープ波形を示す。図１１Ｃに示すように、また、図１１Ｄに示す波形から確認されるように、ＰＷＭ・ＦＭ制御により、低負荷でもソフトスイッチングが可能になる。なお、シミュレーション波形は０．５％のＩｓｅｔであったが、実験はオゾン生成のためのプロセスの制限により５％以下のＩｓｅｔで実施したので、シミュレーション結果及び実験結果の波形のプロットのスケールは同一ではない。
【0054】
（実施例２−全負荷）全負荷における電流ループのシミュレーション結果を図１２Ａ〜１２Ｃに示し、１１０％の全負荷における電流ループの実験結果を図１２Ｄに示す。図１２Ａは、Ｖｂｕｓが３５０Ｖに設定され、全負荷条件が約５．５ｋＷの出力負荷電力（単一段）を表すことを示す。図１２Ｂは、インバータ段の出力電圧（Ｖｉｎｖ）及び電流（Ｉｉｎｖ）のプロットを示す。図１２Ｃは、電力段出力電圧（Ｖｏｕｔ）及び電流（Ｉｏｕｔ）（すなわち、オゾンセルに供給される電圧及び電流）のプロットを示す。図１２Ｄは、Ｖｂｕｓ＝３００Ｖ、Ｉｂｕｓ＝１８．３Ａ、Ｐｉｎ＝５．５ｋＷ以下である実験システムのためのインバータ段の出力電圧Ｖｉｎｖ及び電流Ｉｉｎｖのスコープ波形を示す。図１２Ｃに示すように、また、図１２Ｄに示す波形から確認されるように、ＰＷＭ・ＦＭ制御により、ソフトスイッチング及び出力電力の増加が可能になる。
【0055】
本明細書における「一実施形態」、「実施形態」、「例示的実施形態」、「第２の実施形態」等の参照は、参照された実施形態に関して記載された特定の機能、構造、又は特徴が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。本明細書のどこでこれらフレーズが出てきても、同一の実施形態を参照するとは限らない。また、本明細書に記載の発明や実施形態のあらゆる要素又は制限を、他の要素又は制限（個別に、又はあらゆる組み合わせにより）と組み合わせることができる。本明細書に記載の別の発明又は実施形態、及びこのような組み合わせの全ては、その制限なしに本発明の範囲に含まれることが期待される。
【0056】
本明細書に記載の実施例及び実施形態は、例示だけを目的とし、それに照らしてその種々の変形又は変更が当業者に示唆され、本願の精神及び範囲に含まれることが理解されよう。