特許 5936133 伝送線路共振器並びに伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、分波器、平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器、周波数混合器及びバランス型フィルタ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5936133

(24)【登録日】2016年5月20日

(45)【発行日】2016年6月15日

(54)【発明の名称】伝送線路共振器並びに伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、分波器、平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器、周波数混合器及びバランス型フィルタ

(51)【国際特許分類】

   H01P 7/08 20060101AFI20160602BHJP

   H01P 1/203 20060101ALI20160602BHJP

   H01P 1/213 20060101ALI20160602BHJP

   H01P 5/10 20060101ALI20160602BHJP

   H01P 5/12 20060101ALI20160602BHJP

【ＦＩ】

   H01P7/08

   H01P1/203

   H01P1/213 M

   H01P5/10 C

   H01P5/12 A

【請求項の数】23

【全頁数】34

(21)【出願番号】特願2012-554868(P2012-554868)

(86)(22)【出願日】2012年1月27日

(86)【国際出願番号】JP2012051833

(87)【国際公開番号】WO2012102385

(87)【国際公開日】20120802

【審査請求日】2014年12月19日

(31)【優先権主張番号】特願2011-16812(P2011-16812)

(32)【優先日】2011年1月28日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】504133110

【氏名又は名称】国立大学法人電気通信大学

(74)【代理人】

【識別番号】100067736

【弁理士】

【氏名又は名称】小池 晃

(74)【代理人】

【識別番号】100096677

【弁理士】

【氏名又は名称】伊賀 誠司

(74)【代理人】

【識別番号】100106781

【弁理士】

【氏名又は名称】藤井 稔也

(72)【発明者】

【氏名】和田 光司

(72)【発明者】

【氏名】佐川 守一

(72)【発明者】

【氏名】牧本 三夫

【審査官】 岸田 伸太郎

(56)【参考文献】

【文献】 米国特許第０５１３６２６９（ＵＳ，Ａ）

【文献】 実開昭５９−１２１９０４（ＪＰ，Ｕ）

【文献】 特表２００２−５３２９１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 北沢祥一（ほか４名），「両端接地型λ/2ストリップ線路共振器とλ/4コプレーナ共振器を用いたデュアルバンドフィルタに関する一検討」，電子情報通信学会技術研究報告，２００６年 ７月２０日，Vol.106,No.186，pp.85-90

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０１Ｐ １／００−１１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、
上記ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを備え、
上記ステップインピーダンス共振器は、
第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、上記第１の線路インピーダンスは、上記第２の線路インピーダンスよりも低いことを特徴とする伝送線路共振器。

【請求項2】

上記容量性素子は、以下の式を満たすことを特徴とする請求項１記載の伝送線路共振器。

【数1】

【数2】

（ただし、ｊＢは上記容量性素子のアドミタンスであり、Ｚ_１は、上記第１の線路インピーダンス、２θ_１は、上記第１の線路長、Ｚ_２は、上記第２の線路インピーダンス、θ_２は、上記第２の線路長である。）

【請求項3】

上記第１の伝送線路、上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路は、ループ状に配置されていることを特徴とする請求項１又は２記載の伝送線路共振器。

【請求項4】

上記第１の伝送線路、上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路は、いずれも方形状であり、該第２の伝送線路及び該第３の伝送線路のそれぞれの接続端において該第１の伝送線路に対して直角方向に配置されていることを特徴とする請求項１又は２記載の伝送線路共振器。

【請求項5】

上記第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合によって結合されて、外部回路の信号を入力又は出力するための入力端子又は出力端子と、
上記第２の伝送線路及び／又は上記第３の伝送線路の短絡接地部近傍に磁界結合によって結合されて、外部回路の信号を出力又は入力するための出力端子又は入力端子とを更に備える請求項２〜４いずれか１項記載の伝送線路共振器。

【請求項6】

上記容量性素子は、集中定数素子、可変容量素子又は分布定数素子のうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項１又は請求項２〜５いずれか１項記載の伝送線路共振器。

【請求項7】

上記分布定数素子は、インタデジタルキャパシタ、長方形状のスタブ、インピーダンスステップを有するスタブ、Ｔ型スタブ又は折り返し線路構造のスタブのうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項６記載の伝送線路共振器。

【請求項8】

両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、
上記ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを有する第１の伝送線路共振器及び第２の伝送線路共振器を含み、
上記ステップインピーダンス共振器は、
第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、
上記第１の線路インピーダンスは、上記第２の線路インピーダンスよりも低く、
上記第１の伝送線路共振器及び第２の伝送線路共振器が所定の距離離間して隣接するように配置されて結合されてなる伝送線路共振器。

【請求項9】

上記ステップインピーダンス共振器は、
第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、
上記第１の伝送線路共振器及び第２の伝送線路共振器は、
電界結合するために、上記第１の伝送線路共振器の第１の伝送線路と該第２の伝送線路共振器の第１の伝送線路とを略平行に所定の距離離間して隣接するように配置され、又は、
磁界結合するために、上記第１の伝送線路共振器の第２の伝送線路若しくは第３の伝送線路と上記第２の伝送線路共振器の第２の伝送線路若しくは第３の伝送線路とを略平行に所定の距離離間して隣接するように配置された請求項８記載の伝送線路共振器。

【請求項10】

上記ステップインピーダンス共振器は、
第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、
上記第１の伝送線路共振器及び第２の伝送線路共振器のそれぞれの第１の伝送線路、第２の伝送線路及び第３の伝送線路は、ループ状に配置されており、
上記第１の伝送線路共振器及び第２の伝送線路共振器は、
上記第１の伝送線路共振器の第１の伝送線路の中央部と第２の伝送線路又は第３の伝送線路の短絡接地部との経路長の略中央部近傍に、上記第２の伝送線路共振器の上記第１の伝送線路の中央部と上記第２の伝送線路又は上記第３の伝送線路の短絡接地部との経路長の略中央部近傍を、略平行に所定の距離離間して隣接するように配置された請求項８記載の伝送線路共振器。

【請求項11】

両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、該ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを有し、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器と、
上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に電界結合又は磁界結合された入力端子と、
上記１つの伝送線路共振器と異なる他の１つの伝送線路共振器に電界結合又は磁界結合された出力端子とを備え、
上記ステップインピーダンス共振器は、
第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、
上記第１の線路インピーダンスは、上記第２の線路インピーダンスよりも低く、
上記２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して電界結合及び／又は磁界結合させてなる帯域通過フィルタ。

【請求項12】

上記ステップインピーダンス共振器は、
第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、
上記２個以上の伝送線路共振器は、
それぞれ上記第１の伝送線路、上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路をループ状に配置した３個以上の伝送線路共振器であり、
上記３個以上の伝送線路共振器のうちの任意の１つの伝送線路共振器と任意の他の１つの伝送線路共振器とを互いに電界結合及び／又は磁界結合させた請求項１１記載の帯域通過フィルタ。

【請求項13】

両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、
該ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを有し、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して電界結合及び／又は磁界結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタと、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を電界結合又は磁界結合した入力端子と、
上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの上記入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に電界結合又は磁界結合された２個以上の出力端子とを備え、
上記ステップインピーダンス共振器は、
第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、
上記第１の線路インピーダンスは、上記第２の線路インピーダンスよりも低く、
上記２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する分波器。

【請求項14】

第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に、一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、
上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路の短絡接地部近傍に磁界結合によりそれぞれ結合された第１の入力端子及び第２の入力端子と、
上記第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された出力端子とを備え、
上記第１の伝送線路、上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路は、ループ状に配置された平衡−不平衡変換器。

【請求項15】

第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、
上記第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された入力端子と、
上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路の短絡接地部近傍に磁界結合によりそれぞれ結合された第１の出力端子及び第２の出力端子とを備え、
上記第１の伝送線路、上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路は、ループ状に配置された電力分配器。

【請求項16】

第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、
上記第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、
上記第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された入力端子と、
上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路にそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置された略同一の線路長を有する第１の位相調整部及び第２の位相調整部と、
上記第２の伝送線路の短絡接地部からもっとも離れた位置にある、上記第１の位相調整部の一方の端に磁界結合された第１の出力端子と、
上記第３の伝送線路の短絡接地部にもっとも近い位置にある、上記第２の位相調整部の一方の端に磁界結合された第２の出力端子とを備え、
上記第１の伝送線路、上記第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路は、ループ状に配置され、
上記第１の位相調整部及び上記第２の位相調整部の他方の端は短絡接地された不平衡−平衡変換器。

【請求項17】

第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、該第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、該第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、該第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、該第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された、局部発振信号を入力する局部発振入力端子と、該第２の伝送線路及び該第３の伝送線路にそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置された、略同一の線路長を有する第１の位相調整部及び第２の位相調整部と、該第２の伝送線路の短絡接地部からもっとも離れた位置にある該第１の位相調整部の一方の端に磁界結合された第１の出力端子と、該第３の伝送線路の短絡接地部にもっとも近い位置にある該第２の位相調整部の一方の端に磁界結合された第２の出力端子とを備え、該第１の位相調整部及び該第２の位相調整部のそれぞれの他方の端は、短絡接地され、該第１の伝送線路、該第２の伝送線路及び該第３の伝送線路は、ループ状に配置された不平衡−平衡変換器と、
高周波信号を入力する高周波信号入力端子と、所定のフィルタ処理をして信号出力する高周波信号出力端子とを有する高周波信号入力部と、
上記不平衡−平衡変換器の上記第１の出力端子及び第２の出力端子にそれぞれ結合した第１の混合部入力端子及び第２の混合部入力端子と、上記高周波信号入力部の高周波信号出力端子に結合した第３の混合部入力端子と、上記高周波信号及び上記局部発振信号を検波し混合した信号を出力する混合部出力端子とを有する高周波混合部と、
上記混合器出力端子と結合した中間周波入力端子を有し、所定のフィルタ処理をして中間周波信号を出力する中間周波信号出力部とを備えた周波数混合器。

【請求項18】

上記高周波信号入力部は、高域通過フィルタであり、
上記高周波信号入力部は、上記第１の混合部入力端子が第１のダイオードのアノードが接続され、上記第２の混合部入力端子が第２のダイオードのカソードが接続され、該第１のダイオードのカソード該第２のダイオードのアノード、上記第３の混合器入力端子及び上記混合部出力端子に接続された請求項１７記載の周波数混合器。

【請求項19】

上記高周波信号入力部は、上記不平衡−平衡変換器と異なる通過周波数を有する不平衡−平衡変換器であり、
上記高周波混合部は、平衡信号を出力する上記高周波信号入力部の２つの高周波信号出力端子のうちの１つに結合する、上記第３の混合部入力端子とは別の第４の混合部入力端子を更に有し、
上記高周波混合部は、上記第１の混合部入力端子が第１のダイオードのアノード及び第２のダイオードのカソードに接続され、上記第２の混合部入力端子が第３のダイオードのアノード及び第４のダイオードのカソードに接続され、上記第３の混合部入力端子が該第２のダイオードのアノード及び該第３のダイオードのカソードに接続され、上記第４の混合部入力端子が該第１のダイオードのカソード、該第４のダイオードのアノード及び上記混合部出力端子に接続された請求項１７記載の周波数混合器。

【請求項20】

第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、該第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、該第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、該第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを備え、該第１の伝送線路、該第２の伝送線路及び該第３の伝送線路がループ状に配置された、同一の共振周波数を有する２個の伝送線路共振器のそれぞれの第１の伝送線路を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置することにより形成された１個以上の伝送線路共振器の組を含み、
複数の上記伝送線路共振器の組は、それぞれの第２の伝送線路又は第３の伝送線路に略平行に所定の距離離間して隣接するように配置して磁界結合させることにより順次縦続接続され、
隣接する上記伝送線路共振器の組が存在しない最初の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路の短絡接地部近傍にそれぞれ磁界結合した第１及び第２の入力端子と、
隣接する上記伝送線路共振器の組が存在しない他の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路と磁界結合するためにそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置した第２の伝送線路及び第３の伝送線路を有する最後の伝送線路共振器の第１の伝送線路の中央部に電界結合された出力端子とを備えた平衡入力及び不平衡出力の帯域通過フィルタ。

【請求項21】

上記伝送線路共振器の組は、１個のみである請求項２０記載の帯域通過フィルタ。

【請求項22】

第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、該第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、該第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、該第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを備え、該第１の伝送線路、該第２の伝送線路及び該第３の伝送線路がループ状に配置された、同一の共振周波数を有する２個の伝送線路共振器のそれぞれの第１の伝送線路を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置することにより形成された１個以上の伝送線路共振器の組と、
複数の上記伝送線路共振器の組は、それぞれの第２の伝送線路又は第３の伝送線路に略平行に所定の距離離間して隣接するように配置して磁界結合させることにより順次縦続接続され、
隣接する上記伝送線路共振器の組が存在しない最初の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路の短絡接地部近傍にそれぞれ磁界結合した第１及び第２の入力端子と、
隣接する上記伝送線路共振器の組が存在しない最後の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路とそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置した略同一の線路長を有する第１の位相調整部及び第２の位相調整部と、
上記第２の伝送線路の短絡接地された部分からもっとも離れた位置にある上記第１の位相調整部の一方の端に磁界結合された第１の出力端子と、
上記第３の伝送線路の短絡接地された部分にもっとも近い位置にある上記第２の位相調整部の一方の端に磁界結合された第２の出力端子とを備え、
上記第１の位相調整部及び上記第２の位相調整部の他方の端は短絡接地されたバランス型フィルタ。

【請求項23】

上記伝送線路共振器の組は、１個のみである請求項２２記載のバランス型フィルタ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波回路で用いられる伝送線路共振器に関し、特に、１／２波長型の両端短絡ステップインピーダンス型伝送線路共振器並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、分波器、平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器、周波数混合器及びバランス型フィルタに関する。
本出願は、日本国において２０１１年１月２８日に出願された日本特許出願番号特願２０１１−０１６８１２を基礎として優先権を主張するものであり、この出願は参照されることにより、本出願に援用される。

【背景技術】

【0002】

高周波帯、マイクロ波帯で用いられる共振器は、１／４波長型又は１／２波長型の一様線路共振器が主流である。最近では、非特許文献１に示すように、線路インピーダンスの異なる複数の伝送線路から構成されるステップインピーダンス共振器（以下、ＳＩＲともいう。）が、小型化、スプリアス抑圧あるいは多様な結合方式の実現を目的として用いられるようになってきている。

【0003】

ＳＩＲには、多様な構造のものがある。代表的なものとして、１／４波長型における一端開放他端短絡型ＳＩＲと、１／２波長型の両端開放型ＳＩＲがある。非特許文献２及び３に示すように、１／４波長型ＳＩＲは、もっとも小型化することができることから、従来から積極的に開発実用化が行われてきた。そして、近年においては、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）プロセス技術の確立により、１／４波長型ＳＩＲは、特許文献１に示すようにマイクロ波帯無線システム用フィルタに多く用いられるようになった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１０−８７８３０号公報

【非特許文献】

【0005】

【非特許文献1】Sagawa, Makimoto and Yamashita.,「Geometrical Structures and Fundamental Characteristics of Microwave Stepped Impedance Resonators」, IEEE Trans. MTT, vol.45, No.7, pp.1078-1085, July 1997

【非特許文献2】牧本、「マイクロ波ＳＩＲの構造とその特性」、電気情報通信学会、電子情報通信学会技術研究報告 ＭＷ２００３−２２１、ｐ８３−９０、２００３年１２月

【非特許文献3】Makimoto and Yamashita, 「Microwave Resonators and Filters for Wireless Communication」, Springer, Heiderberg, Germany, Dec. 2000

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

１／２波長型ＳＩＲには両端開放型の構造と、両端短絡型の構造とが知られている。上述の非特許文献２及び３に示すように、両端開放型ＳＩＲが多様な展開を示したのに対して、両端短絡型ＳＩＲは、ほとんど実用化されることはなかった。これは、両端開放型ＳＩＲには、伝送路を短絡する必要がないため、製造プロセスが容易であり、また短絡接地部で誘発されやすい浮遊成分や損失を伴わないという利点があることに対し、両端短絡型ＳＩＲには両端開放型ＳＩＲに対する優位性が認められなかったことが大きな要因と考えられる。

【0007】

そこで、ＬＴＣＣ技術等最近のマイクロ波回路素子製造技術の進展により、伝送線路の安定な短絡接地が実現可能になったことから、発明者らは、両端接地構造の１／２波長型ＳＩＲの機能及び性能の改善を目指してその構造を見直し、さらにその応用を詳細に検討した。したがって、本発明は、両端開放型ＳＩＲに匹敵し、これを超える機能及び性能を有する両端接地型ＳＩＲ並びにこのＳＩＲを用いた高周波回路を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

発明者らは、検討の結果、伝送線路の中央部に容量性素子を装荷することにより、本発明の伝送線路共振器では、従来の両端開放型ＳＩＲよりも小型化が可能であることを見出した。また、回路の対称性を利用することで、平衡又は不平衡いずれによっても、共振器を容易に励振することができ、電界結合、磁界結合等多様な結合パターンを採用することによって、複数の共振器や外部回路を結合することができる。

【0009】

また、本発明の伝送線路共振器を用いて、多様な結合パターンの組合せを用いることによって、多段フィルタ（帯域通過フィルタ）、平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器、周波数混合器、バランス型フィルタ等多くの小型の高周波回路を構成することができる。

【0010】

具体的には、本発明の伝送線路共振器は、両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを備える。好ましくは、ステップインピーダンス共振器は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有する。また、好ましくは、第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子に関しては、以下の式を満たす。

【0011】

【数1】

【0012】

【数2】

【0013】

ただし、ｊＢは容量性素子のアドミタンスであり、Ｚ_１は、上記第１の線路インピーダンス、２θ_１は、上記第１の線路長、Ｚ_２は、上記第２の線路インピーダンス、θ_２は、上記第２の線路長である。

【0014】

本発明の伝送線路共振器は、両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを含む。そして、本発明の第１の伝送線路共振器及び第２の伝送線路共振器は、所定の距離離間して隣接するように配置されて結合される。

【0015】

本発明の帯域通過フィルタは、両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを有し、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器と、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に電界結合又は磁界結合された入力端子と、１つの伝送線路共振器と異なる他の１つの伝送線路共振器に電界結合又は磁界結合された出力端子とを備える。そして、２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して電界結合及び／又は磁界結合させてなる。好ましくは、それぞれのステップインピーダンス共振器は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有する。

【0016】

本発明の分波器は、両端を短絡接地された１／２波長型のステップインピーダンス共振器と、該ステップインピーダンス共振器の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを有し、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ所定の距離離間して相互に隣接するように配置して電界結合及び／又は磁界結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタと、上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力を電界結合又は磁界結合した入力端子と、上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの上記入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に電界結合又は磁界結合された２個以上の出力端子とを備え、上記ステップインピーダンス共振器は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、上記第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、上記第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、上記第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路とを有し、上記第１の線路インピーダンスは、上記第２の線路インピーダンスよりも低く、上記２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する。

【0017】

本発明の平衡−不平衡変換器は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に、一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路の短絡接地部近傍に磁界結合によりそれぞれ結合された第１の入力端子及び第２の入力端子と、第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された出力端子とを備えており、第１の伝送線路、第２の伝送線路及び第３の伝送線路がループ状に配置される。

【0018】

本発明の電力分配器は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された入力端子と、第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路の短絡接地部近傍に磁界結合によりそれぞれ結合された第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えており、第１の伝送線路、第２の伝送線路及び第３の伝送線路がループ状に配置される。

【0019】

本発明の不平衡−平衡変換器は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された入力端子と、第２の伝送線路及び上記第３の伝送線路にそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置された略同一の線路長を有する第１の位相調整部及び第２の位相調整部と、第２の伝送線路の短絡接地部からもっとも離れた位置にある、第１の位相調整部の一方の端に磁界結合された第１の出力端子と、第３の伝送線路の短絡接地部にもっとも近い位置にある、第２の位相調整部の一方の端に磁界結合された第２の出力端子とを備えており、第１の伝送線路、第２の伝送線路及び第３の伝送線路がループ状に配置され、第１の位相調整部及び第２の位相調整部の他方の端は短絡接地される。

【0020】

本発明の周波数混合器は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子と、第１の伝送線路の中央部近傍に電界結合により結合された、局部発振信号を入力する局部発振入力端子と、第２の伝送線路及び第３の伝送線路にそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置された、略同一の線路長を有する第１の位相調整部及び第２の位相調整部と、第２の伝送線路の短絡接地部からもっとも離れた位置にある第１の位相調整部の一方の端に磁界結合された第１の出力端子と、第３の伝送線路の短絡接地部にもっとも近い位置にある第２の位相調整部の一方の端に磁界結合された第２の出力端子とを備えており、第１の位相調整部及び第２の位相調整部のそれぞれの他方の端は、短絡接地され、第１の伝送線路、第２の伝送線路及び第３の伝送線路は、ループ状に配置される。そして、本発明の周波数混合器は、高周波信号を入力し、所定のフィルタ処理をして信号出力する高周波信号入力部と、不平衡−平衡変換器の第１の出力端子及び第２の出力端子にそれぞれ結合した第１の混合部入力端子及び第２の混合部入力端子と、高周波信号入力部の高周波信号出力端子に結合した第３の混合部入力端子と、高周波信号及び局部発振信号を検波し混合した信号を出力する混合部出力端子とを有する高周波混合部と、混合部出力端子と結合した中間周波入力端子を有し、所定のフィルタ処理をして中間周波信号を出力する中間周波信号出力部とを備えている。

【0021】

本発明の平衡入力及び不平衡出力の帯域通過フィルタは、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを備えており、第１の伝送線路、第２の伝送線路及び第３の伝送線路は、ループ状に配置された２個の伝送線路共振器のそれぞれの第１の伝送線路を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置することにより形成された１個以上の伝送線路共振器の組を含んでいる。そして、本発明の平衡入力及び不平衡出力の帯域通過フィルタの複数の伝送線路共振器の組は、それぞれの第２の伝送線路又は第３の伝送線路に略平行に所定の距離離間して隣接するように配置して磁界結合させることにより順次縦続接続され、隣接する伝送線路共振器の組が存在しない最初の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路の短絡接地部近傍にそれぞれ磁界結合した第１及び第２の入力端子と、隣接する上記伝送線路共振器の組が存在しない他の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路と磁界結合するためにそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置した第２の伝送線路及び第３の伝送線路を有する最後の伝送線路共振器と、最後の伝送線路共振器の第１の伝送線路の中央部に電界結合された出力端子とを備える。

【0022】

本発明のバランス型フィルタは、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路と、第１の伝送線路の一端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、第１の伝送線路の他端に一方の端が接続され他方の端が短絡接地された、第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第３の伝送線路と、第１の伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子とを備えており、第１の伝送線路、第２の伝送線路及び第３の伝送線路がループ状に配置された２個の伝送線路共振器のそれぞれの第１の伝送線路を略平行に所定の距離離間して隣接するように配置することにより形成された１個以上の伝送線路共振器の組を含んでいる。そして、本発明のバランス型フィルタは、複数の伝送線路共振器の組が、それぞれの第２の伝送線路又は第３の伝送線路に略平行に所定の距離離間して隣接するように配置して磁界結合させることにより順次従属接続され、隣接する伝送線路共振器の組が存在しない最初の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路の短絡接地部近傍にそれぞれ磁界結合した第１及び第２の入力端子と、隣接する上記伝送線路共振器の組が存在しない最後の伝送線路共振器の第２の伝送線路及び第３の伝送線路とそれぞれ略平行に所定の距離離間して隣接するように配置した略同一の線路長を有する第１の位相調整部及び第２の位相調整部と、第２の伝送線路の短絡接地部からもっとも離れた位置にある第１の位相調整部の一方の端に磁界結合された第１の出力端子と、第３の伝送線路の短絡接地部に近接する位置にある第２の位相調整部の一方の端に磁界結合された第２の出力端子とを備えている。

【発明の効果】

【0023】

本発明の伝送線路共振器によれば、容量性素子を装荷することにより、従来の両端開放型ＳＩＲの大きさに比べて小型化することができる。

【0024】

本発明の伝送線路共振器によれば、その対称構造により、平衡結合を容易に実現することができ、平衡入出力を実現することができる。

【0025】

本発明の伝送線路共振器によれば、近接させる外部回路及び伝送線路共振器の部位により、電界結合及び／又は磁界結合させることができ、多様な結合回路を実現することができる。

【0026】

本発明の伝送線路共振器を用いて、多段の帯域通過フィルタ、平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器、周波数混合器、バランス型フィルタ等多くの小型の高周波回路を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0027】

【図1】図１は、本発明の伝送線路共振器の構成を示す図である。図１Ａは、平面図であり、図１Ｂは、図１Ａの対称線であるＡ−Ａ’線における断面図である。

【図2】図２は、第１の伝送線路の線路長が２θ_１、第２及び第３の伝送線路の線路長がθ_２である従来の１／２波長型のステップインピーダンス伝送線路共振器の構成を示す図である。図２Ａは、両端開放型の共振器であり、図２Ｂは、両端短絡型の共振器である。

【図3】図３は、本発明の本発明の伝送線路共振器の動作原理を説明するための図である。図３Ａは、本発明の伝送線路共振器のもっとも簡素化された構成を示す図である。図３Ｂは、回路の対称性を利用してＡ図の右半分を等価的にコンデンサに置き換えた状況を示す図である。図３Ｃは、図３Ｂ図のコンデンサを等価的に伝送線路に置き換えた状況を示す図である。

【図4】図４は、本発明の伝送線路共振器の実際の設計例を示す図である。図４Ａは、本発明の伝送線路共振器の設計例を示す図である。図４Ｂは、大きさの比較のために一様線路で形成した場合の伝送線路共振器の設計例を示す図である。

【図5】図５は、本発明の伝送線路共振器の結合パターンを説明するための図である。図５Ａは、第１の伝送線路同士を平行に隣接させて電界結合させる場合を示す図である。図５Ｂは、第２及び第３の伝送線路同士を平行に隣接させて磁界結合させる場合を示す図である。図５Ｃは、第１の伝送線路の中央部から第２又は第３の伝送線路の短絡接地部までの経路長の略中央部同士を平行に隣接させて電界結合と磁界結合とを混在させて結合させる場合を示す図である。図５Ｄは、図５Ｃの一方の伝送線路共振器を１８０°回転させて電界結合又は磁界結合とを混在させて結合させる場合を示す図である。

【図6】図６は、本発明の伝送線路共振器の第１の伝送線路の中央部に接続する容量性素子や外部回路との容量結合のための素子として用いることができる分布定数素子を示す図である。図６Ａは、インタデジタルキャパシタである。図６Ｂは、長方形状のスタブである。図６Ｃは、ステップインピーダンスを有するスタブである。図６Ｄは、Ｔ型スタブである。図６Ｅは、折り返し線路構造のスタブである。

【図7】図７は、本発明の伝送線路共振器の変形例の１つを示す図である。容量性素子としてＴ型スタブを用いた例を示すものである。

【図8】図８は、本発明の伝送線路共振器の変形例の１つを示す図である。第１〜第３の伝送線路を直線状に配置し、容量性素子として、２個のＴ型スタブを用い、また、外部回路との接続のために磁界結合を用いた例である。

【図9】図９は、本発明の伝送線路共振器の変形例の１つを示す図である。第２及び第３の伝送線路を第１の伝送線路の端部において直角方向に接続し、「コ」の字状に配置した例を示すものである。容量性素子には、可変容量ダイオードを用いることによって、外部電源の可変電圧により共振器の共振周波数を可変させる同調回路としての応用を示すものである。

【図10】図１０は、本発明の伝送線路共振器の変形例の１つを示す図である。第１の伝送線路の線路インピーダンスよりも、第２及び第３の伝送線路の線路インピーダンスを低くした設計例である。また、容量性素子として長方形状のスタブを用いた例である。

【図11】図１１は、本発明の伝送線路共振器を用いて、３段構成の帯域通過フィルタを構成した応用例を示す図である。

【図12】図１２は、本発明の伝送線路共振器を用いて、入出力の共振器間を弱く結合させることにより阻止域の減衰極の位置を調整したクロスカップルフィルタの例を示す図である。

【図13】図１３は、本発明の伝送線路共振器を用いて帯域通過フィルタを構成し、通過周波数の異なる２個の帯域通過フィルタを用いて分波器を構成した例を示す図である。入力に共用アンテナ、一方の出力を送信出力、他方の出力を受信入力とすれば送受信アンテナ共用器として利用することが可能である。

【図14】図１４は、本発明の伝送線路共振器を用いて、平衡入力を不平衡出力に変換する平衡−不平衡変換器を構成した例を示す図である。この回路において、入力と出力とを逆にした場合、すなわち１つの出力端子に信号を入力し、２つの入力端子からそれぞれ信号を出力する場合は、電力分配器として動作する。

【図15】図１５は、本発明の伝送線路共振器を用いて、不平衡入力を平衡出力に変換する不平衡−平衡変換器を構成した例を示す図である。

【図16】図１６Ａは、シミュレーションを行うための不平衡−平衡変換器の回路を示す。図１６Ｂは、図１６Ａのシミュレーション回路である。

【図17】図１７Ａは、図１６Ｂのシミュレーション回路のシミュレーション結果のうち、Ｐｏｒｔ１の反射係数と、Ｐｏｒｔ１からＰｏｒｔ２への透過係数Ｓ２１と、Ｐｏｒｔ１からＰｏｒｔ３への透過係数Ｓ３１の周波数特性を示すグラフである。図１７Ｂは、透過係数Ｓ２１、Ｓ３１の位相の周波数特性を示すグラフである。

【図18】図１８は、本発明の伝送線路共振器を用いた不平衡−平衡変換器を局部発信信号入力部として利用して、高周波混合部、高周波信号入力部及び中間周波信号出力部を備えるシングルバランスドミキサを構成した例を示す図である。

【図19】図１９は、図１６のシングルバランスドミキサの高周波信号入力部を、本発明の伝送線路共振器を用いた不平衡−平衡変換器に置き換えたダブルバランスドミキサの例を示す図である。

【図20】図２０は、本発明の伝送線路共振器を用いた、平衡信号を入力し、平衡信号を出力するバランス型フィルタを構成した例を示す図である。

【図21】図２１は、本発明の伝送線路共振器を用いた、平衡信号を入力し、不平衡信号を出力する３段帯域通過フィルタの例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0028】

以下、本発明が適用された伝送線路共振器（以下、単に共振器又はＳＩＲともいう。）並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、分波器、平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器、周波数混合器及びバランス型フィルタについて、図面を参照して説明する。なお、説明は以下の順序で説明する。

【0029】

１．伝送線路共振器
１−１．伝送線路共振器の構成
１−２．伝送線路共振器の動作原理
１−３．伝送線路共振器の設計例
１−４．伝送線路共振器の結合
（１）伝送線路共振器同士の結合
（２）外部回路との結合
１−５．伝送線路共振器の変形例
２．伝送線路共振器の応用回路
２−１．帯域通過フィルタ
２−２．分波器
２−３．平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器
（１）平衡−不平衡変換器、電力分配器
（２）不平衡−平衡変換器
２−４．周波数混合器
（１）シングルバランスドミキサ
（２）ダブルバランスドミキサ
２−５．バランス型フィルタ

【0030】

１．伝送線路共振器
１−１．伝送線路共振器の構成
図１に示すように、本発明のＳＩＲ１０は、誘電体基板１上に形成される。図１Ａは、パターン面を示す平面図である。また、図１Ｂは、図１Ａ図のＡ−Ａ’断面を示す。通常、ＳＩＲ１０は、Ａ−Ａ’線を対称線とする線対称形状に設計、形成される。ＳＩＲ１０は、第１の線路インピーダンスＺ_１及び第１の線路長θ_１を有する第１の伝送線路１１と、第１の伝送線路１１の一方の端に第２の伝送線路１２が第１の伝送線路１１の長手方向に対して略直角方向に接続され、第１の伝送線路１１の他方の端に第３の伝送線路１３が第１の伝送線路１１の長手方向に対して略直角に接続される。第２の伝送線路１２及び第３の伝送線路１３は、第２の線路インピーダンスＺ_２及び第２の線路長θ_２を有している。第２及び第３の伝送線路１２、１３は、「コ」の字状の形状をしており、第１の伝送線路１１に接続された側と反対側の端で、第２の伝送線路１２と第３の伝送線路１３とが短絡接地部１４ａで接続されて、電気的に短絡している。短絡接地部１４ａにおいて、第２及び第３の伝送線路１２、１３は、図の黒丸で表わされたビア１９を介して誘電体基板１の裏面側一面に形成された短絡接地部１４ｂと接続される。このような構造をとることにより、低インピーダンスの短絡接地を実現することができる。

【0031】

ＳＩＲ１０の第１の伝送線路１１の略中央部に、容量性素子１５の一方の端子を接続し、他方の端子を短絡接地部１４ａに接続する。通常は、図１Ａのように、伝送線路１１がＡ−Ａ’線について線対称となっているので、第１の伝送線路１１における容量性素子１５の接続位置は、第１の伝送線路１１の長手方向の物理的寸法の中間位置、すなわち第１の伝送線路１１の長さの１／２の箇所にとる。しかしながら、製造上のばらつき等でＡ−Ａ’について非対称となるような場合等、一般的には、第１の伝送線路１１の電界強度が最大になる位置に容量性素子１５を接続する。

【0032】

入力端子１８は、後述する磁界結合の一種であるタッピング結合により第２の伝送線路１２に接続される。出力端子１７は、後述する結合コンデンサ１６を用いて、電界結合の一種である容量結合により第１の伝送線路１１に接続される。

【0033】

ここで、第２の伝送線路１２と第３の伝送線路１３は、短絡接地部１４ａでパターン上接続され、電気的な接続をとっているため、ＳＩＲ１０は閉じた方形のループ形状をなしている。しかしながら、短絡接地部１４ａ及び１４ｂにより低インピーダンスで短絡接地が実現される限りにおいては、必ずしも閉じたループである必要はなく、一部が開いたループ形状であってもよい。

【0034】

１−２．伝送線路共振器の動作原理
本発明の伝送線路共振器の動作原理を図２及び図３を参照して説明する。

【0035】

図２は、従来の１／２波長型のステップインピーダンス共振器の例を示す図である。図２Ａでは、両端開放型ステップインピーダンス共振器２０ａを示し、図２Ｂでは、両端短絡型ステップインピーダンス共振器２０ｂを示す。

【0036】

両端開放型ステップインピーダンス共振器２０ａは、第１の伝送線路２１ａの両端にそれぞれ第２及び第３の伝送線路２２ａ、２３ａを接続している。第２及び第３の伝送線路２２ａ、２３ａの他方の端である開放端２４ａ、２５ａには何も接続されておらず開放状態である。

【0037】

一方、両端短絡型ステップインピーダンス共振器２０ｂは、第１の伝送線路２１ｂの両端に第２及び第３の伝送線路２２ｂ、２３ｂを接続している。第２及び第３の伝送線路２２ｂ、２３ｂのそれぞれの他方の端である接地端２４ｂ、２５ｂは接地される。ここで、第１の伝送線路２１ｂの線路インピーダンスをＺ_１、線路長をθ_１とし、第２及び第３の伝送線路２２ｂ、２３ｂの線路インピーダンスをＺ_２、線路長をθ_２とすると、両端短絡型ステップインピーダンス共振器２０ｂの共振条件は、以下の式で表される。

【0038】

【数3】

【0039】

図３Ａに示すように、本発明の両端短絡型ＳＩＲ３０は、図２の場合と同様に、第１の伝送線路３１ａの両端に第２及び第３の伝送線路３２、３３が接続される。第２及び第３の伝送線路３２、３３の他方の端３４、３５は接地される。そして、第１の伝送線路３１の中央部に容量性素子３６ａの一方の端子が接続され、この容量性素子３６ａの他方の端子は、接地される。第１の伝送線路３１ａの線路インピーダンスをＺ_１、線路長をθ_１とし、第２及び第３の伝送線路３２、３３の線路インピーダンスをＺ_２、線路長をθ_２とし、容量性素子３６ａの容量値を２Ｃ_ａとする。図３Ａの両端短絡型ＳＩＲ３０は、第１の伝送線路３１ａの中央を対称線とする左右対称の構造に形成されているから、図３Ｂのように一端開放他端短絡されたＳＩＲの開放端３８に容量値Ｃａを有する容量性素子３６ｂが接続された構造と等価である。さらに、ωＣ_ａ≒（１／Ｚ_１）ｔａｎθ_ａとなるようにθ_ａを選ぶことができるから、図３Ｂの容量性素子３６ｂを、図３Ｃのように線路インピーダンスＺ_１、線路長θ_ａの伝送線路に置き換えることができる。

【0040】

したがって、図３Ｂにおける第１の伝送線路３１ｂは、その線路長θ_１がθ_ａだけ長くなったものと考えることができ、図３Ｃに示すＳＩＲの共振条件は、以下のように表わされる。

【0041】

【数4】

【0042】

このことは、容量２Ｃ_ａを有する容量性素子３６ａを装荷することにより、線路長が長くなったことに相当するから、容量性素子３６ａを装荷しない場合に比べて共振周波数が低くなることになる。逆に言えば、容量性素子３６ａを装荷しないときの共振周波数に等しくするためには第１の伝送線路３１の線路長θ_１を短くすることが必要であり、ＳＩＲを小型化することが可能となる。

【0043】

ここで、ωＣ_ａ≒（１／Ｚ_１）ｔａｎθ_ａとの条件を一般化すれば、装荷される容量性素子３６ａのアドミタンスをｊＢとして、以下の共振条件を満たせばよいこととなる。

【0044】

【数5】

【0045】

【数6】

【0046】

なお、図３において、第２及び第３の伝送線路３２、３３の線路インピーダンスＺ_２は、第１の伝送線路３1ａの線路インピーダンスＺ１より大きい条件、すなわち、第２及び第３の伝送線路の幅が第１の伝送線路３１ａの幅よりも狭い条件の場合（Ｒ_Ｚ＝Ｚ_１／Ｚ_２＜１）について説明した。しかしながら、ＳＩＲの構造としては、上述の共振条件を満たす限り、Ｒ_Ｚ＞１としてもよい。容量性素子を装荷することにより、上述の動作原理で容量装荷前のＳＩＲよりも外径寸法を小型化することができる。さらに第２及び第３の伝送線路の線路インピーダンスを低くした結果、短絡接地部近傍のインピーダンスを下げることができ、導体損失の低減が可能となる。ただし、ＳＩＲ全体の長さ（大きさ）は、１／２波長型の一様線路共振器より長くなる。

【0047】

ところで、図３Ａにおいて、容量性素子３６ａを第１の伝送線路３１ａに結合する位置は、通常は物理的な中央部（対称線の位置）とするが、正確には電界の強度分布上の中央、すなわち電界強度最大の位置となる。したがって、一般的には、本発明のＳＩＲにおいて、容量性素子の接続位置は、ＳＩＲの第１の伝送線路の電界強度の最大になる位置である。

【0048】

１−３．伝送線路共振器の設計例
図４に本発明の両端短絡型ＳＩＲ４０の具体的な設計例を示す。図４Ａが本発明の両端短絡型ＳＩＲ４０ａであり、図４Ｂはループ形状に構成した両端短絡型の一様線路共振器４０ｂを大きさの比較のために示したものである。

【0049】

図４Ａ及び図４Ｂとも、０．６３ｍｍ厚のアルミナ基板（比誘電率９．８）上にマイクロストリップ線路により共振器を形成し、いずれも１．６ＧＨｚに共振周波数を設定した。なお、マイクロストリップ線路は、周知のマスク技術、エッチング技術等を用いて、基板上に形成することができる。また、その他の周知の微細加工技術を用いてＬＴＣＣ基板上にＳＩＲを形成することが可能なことはいうまでもない。

【0050】

図４Ａに示す本発明の両端短絡型ＳＩＲ４０ａでは、第１の伝送線路４１ａは、幅０．９４ｍｍで「コ」の字状に形成される。第１の伝送線路４１ａに直線状に接続された第２及び第３の伝送線路４２ａ、４３ａは、Ｌ字状に形成されており、短絡接地部４４ａで電気的に接続し、ビア４９ａを介して裏面の接地パターン（図示せず）に接続される。第１の伝送線路４１ａの線路インピーダンスは、４０Ωに設定され、第２及び第３の伝送線路４２ａ、４３ａの線路インピーダンスは、８０Ωに設定されている。スタブ４５ａは、後述するように分布定数型の容量性素子を構成している。スタブ４５ａの線路インピーダンスは４０Ωである。なお、このスタブ４５ａのスタブ長を０ｍｍから８ｍｍに変えて容量値を変化させることにより、共振周波数を２．０ＧＨｚから１．５ＧＨｚに変化させることもできる。

【0051】

図４Ｂの両端短絡型の一様線路共振器４０ｂでは、幅０．６２ｍｍの一様線路４１ｂが、一様線路の両端は、短絡接地部４４ｂで接続され、ビア４９ｂを介して裏面接地パターン（図示せず）に接続される。線路インピーダンスは、５０Ωに設定されている。

【0052】

図４を参照して明らかなように、一様線路共振器４０ｂの寸法が４．５ｍｍ×１４．８ｍｍであるのに対して、本発明の両端短絡型ＳＩＲ４０ａの寸法は、４．４ｍｍ×８．６ｍｍとなり１／２程度に小型化されている。なお、装荷する容量が数５及び数６の関係を満たした場合に、図４Ａに示すように、あるいは後述するように、共振周波数に対して最適化された大きさ、電気特性を実現することができる。一方、これらの関係を満たさない場合であっても、従来の共振器に対して小型化が可能であり、すぐれた電気特性を発揮することは言うまでもない。

【0053】

１−４．伝送線路共振器の結合
次に、本発明の両端短絡型ＳＩＲのもう１つの特長である回路同士の結合の仕方について説明する。

【0054】

（１）伝送線路共振器同士の結合
図５は、本発明の両端短絡型ＳＩＲ同士の結合させるための配置パターンを示した図である。

【0055】

図５Ａは、第１、第２及び第３の伝送線路５１ａ、５２ａ、５３ａを方形のループ形状に配置した両端短絡型ＳＩＲ５０ａと、ＳＩＲ５０ａと同一形状の両端短絡型ＳＩＲ５０ｂとを結合させるために隣接して配置した図である。図５Ａの左側の両端短絡型ＳＩＲ５０ａの第１の伝送線路５１ａと、右側の両端短絡型ＳＩＲ５０ｂの第１の伝送線路５１ｂとを略平行に対向させて離間距離５５だけ離して、両端短絡型ＳＩＲ５０ａと５０ｂとを隣接するように配置する。そうすると、離間距離５５で電界が強くなるため、ＳＩＲ５０ａ、５０ｂ間は、電界結合が支配的な結合状態となる。左右の両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、５０ｂを、図５Ａの実線の矢印の方向へずらすと双方のＳＩＲ５０ａ、５０ｂにはたらく電界強度は次第に弱くなり、ＳＩＲ同士の結合も弱くなる。同様に、破線の矢印の方向へ左右の両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、５０ｂをずらしても結合度を調整することができる。もちろん、離間距離５５を大きくすれば、両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、５０ｂの結合は弱くなり、離間距離５５を小さくすれば、結合は強くなる。

【0056】

図５Ｂは、図５Ａの両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、５０ｂと同一のＳＩＲを磁界結合させる場合の配置を示している。図５Ｂの左側の両端短絡型ＳＩＲ５０ａの第２及び第３の伝送線路５２ａ、５３ａと、右側の両端短絡型ＳＩＲ５０ｂの第２及び第３の伝送線路５２ｂ、５３ｂとを略平行に対向させて離間距離５６だけ離して、両端短絡型ＳＩＲ５０ａと５０ｂとが隣接するように配置する。そうすると、離間距離５６で磁界が強くなるため、両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、５０ｂ間は、磁界結合が支配的な結合状態となる。図５Ａの場合と同様に、左右の両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、５０ｂを上下又は左右にずらして結合度を調整することができる。

【0057】

図５Ｃは、左側の両端短絡型ＳＩＲ５０ａの第３の伝送線路５３ａと、右側の両端短絡型ＳＩＲ５０ｂの第２の伝送線路５２ｂとを略平行に対向させて所定の距離５７だけ離間して、両端型短絡ＳＩＲ５０ａと５０ｂとを隣接するように配置した状態を示すものである。このように配置すると、電界結合と磁界結合とが混在して２つの両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、５０ｂが結合する。

【0058】

図５Ｄは、左側の両端短絡型ＳＩＲ５０ａの第３の伝送線路５３ａと、右側の両端短絡型ＳＩＲ５０ｂの第３の伝送線路５３ｂとを略平行に対向させて離間距離５８だけ離して、両端型短絡ＳＩＲ５０ａと５０ｂとを隣接するように配置したものである。

【0059】

図５Ｃ、Ｄの場合も、左右の両端短絡型ＳＩＲ５０ａ、０ｂを上下左右にずらすことで結合度を調整することができる。

【0060】

図５Ａ〜図５Ｄにおいて、同一形状の２つの両端短絡型ＳＩＲの場合について述べたが、配置パターンによる結合パターンの種類は、ＳＩＲの形状や共振周波数等の特性に限定されるものではない。異なる形状、たとえば一方が図１のような正方形状で、他方が図３のような直線形状のものであってもよく、両方とも直線形状のものであってもよい。本発明の両端短絡型ＳＩＲにおいては、任意の形状、任意の特性のＳＩＲについて、その配置により相互に結合をさせることができ、結合度を設定、調整することが可能である。結合の種類は、電界結合と磁界結合とか混在して結合するのであるが、第１の伝送線路の中央部に近いほど、電界結合が主となり、第２及び第３の伝送線路の短絡接地部に近いほど、磁界結合が主となる結合状態となる。

【0061】

このように、本発明の両端短絡型ＳＩＲは、相互に結合させる場合に、その配置及び距離によって、容易に結合度を調整することができ、設計の制約条件に応じた回路設計を可能にし、回路の小型化を可能にする。

【0062】

（２）外部回路との結合
本発明の両端短絡型ＳＩＲは、ＳＩＲ同士を結合する場合と同様に、外部回路と結合することができる。

【0063】

図１に示すように、第１の伝送線路１１の中央部は電界が強いので、結合コンデンサ１６による電界結合、すなわち容量結合により出力を取り出すことができる。また、第２の伝送線路１２の短絡接地部１４ａの近傍では磁界が強いので、タッピング結合を用いた磁界結合により外部回路と接続することができる。

【0064】

図１のＳＩＲ１０の形状、性能に限らず、任意の形状、特性の両端短絡型ＳＩＲについて電界結合又は磁界結合を利用して容易に外部回路との接続を実現できることはいうまでもない。また、容量結合させる場合には、集中定数素子であるコンデンサの利用に限らず、後述するようなスタブを利用した分布定数素子や可変容量素子を用いることができることは言うまでもない。

【0065】

１−５．伝送線路共振器の変形例
図６は、本発明の両端短絡型ＳＩＲの第１の伝送線路の中央部に接続される容量性素子について、分布定数回路素子として実現する場合の例を示す図である。

【0066】

図６Ａは、インタデジタルキャパシタの例を示す。インタデジタルキャパシタは、櫛形の電極６２、６３を所定の距離離間して配置することにより構成される。一方の電極６２は、接続端子６１ａにより両端短絡型ＳＩＲに接続される。他方の電極６３は、ビア６４により下層の接地電極に接続される。「櫛」の幅、長さ、本数又は電極間隔等により容量値を設定することができる。

【0067】

図６Ｂは、先端開放の長方形状伝送線路６５からなる容量スタブの例を示す図である。この容量スタブは、接続端子６１ｂによりＳＩＲに接続される。

【0068】

図６Ｃは、図６Ｂに示すような容量スタブを小型化するために、２つの伝送線路６６ｃ、６７ｃを用いたステップインピーダンススタブを示す図である。

【0069】

図６Ｄは、図６Ｃの開放端部分の伝送線路６７ｃを分割してひろげたＴ型スタブの例を示す図である。

【0070】

図６Ｅは、図６ＤのＴ型スタブをさらに小型化するために、Ｔ字部分の伝送線路を折り曲げた形状とする折り返し線路構造のスタブの例を示す図である。

【0071】

なお、図６Ａ〜図６Ｅに示した分布定数型の容量性素子は、本発明の両端短絡型ＳＩＲの第１の伝送線路の中央部に接続する容量性素子に限らず、外部回路と電界結合させるための結合容量として用いることができることは言うまでもない。

【0072】

図７は、図６Ｄに示すようなＴ型スタブを容量性素子７５として用いた例を示す図である。この例では、両端短絡型ＳＩＲ７０の第１の伝送線路７１の中央部にＴ型スタブにより形成された容量性素子７５を、第１の伝送線路７１と一体化して形成している。そして、出力端子７８を両端短絡型ＳＩＲ７０に容量結合するために、Ｔ型スタブ７６を用いている。なお、入力信号は、タッピング結合により入力端子７７から入力される。

【0073】

図７に示した例では、容量性素子７５を１つのＴ型スタブで実現しているが、複数のスタブの組合せにより実現することもでき、図６に示した各種スタブを用いることも当然のことながら可能である。

【0074】

図８に示すように、本発明の両端短絡型ＳＩＲ８０は、閉じたループ形状のものに限らず、直線形状の構成とすることもできる。第１の伝送線路８１の長辺方向の両端に第２及び第３の伝送線路８２、８３が接続されている。容量性素子８５は、第１の伝送線路８１の第２及び第３の伝送線路８２、８３が接続されていない辺の両側中央部に２つ形成される。この場合には、２つの容量性素子８５が並列接続されていることになるから、大きな容量値を実現できる。第２の伝送線路８２に略平行に所定の距離離間して隣接するように配置した平行結合部８６は、磁界結合により第２の伝送線路８２に結合する。入力信号は、平行結合部８６にタッピング結合された入力端子により入力される。一方、出力信号は、第３の伝送線路８３の短絡接地部８４近傍にタッピング結合された出力端子８８により出力される。短絡接地部８４は、ビア８９を介して裏面接地パターン（図示せず）に接続される。

【0075】

図９は、長方形状の第１の伝送線路９１の両端に長方形状の第２及び第３の伝送線路９２、９３を第１の伝送線路９１に対してそれぞれ略直角になるように接続された両端短絡型ＳＩＲ９０の例を示す図である。図９に示すように、第２及び第３の伝送線路９２、９３の短絡接地部９４はパターン面上で接続し閉じたループ形状となる必要はない。

【0076】

他の例として、第２の伝送線路と第３の伝送線路とが、１８０°異なる方向に屈曲して第１の伝送線路に接続するような形状（Ｚ字形状）も取り得る。

【0077】

ここで、図９の例においては、容量性素子として可変同調ダイオード９８を用いている。図９に示すように、可変同調ダイオード９８は、アノード端子が短絡接地部９４に接続され、カソード端子が容量性素子９７に接続されており、容量性素子９７の他方の端子は第１の伝送線路９１の中央部に接続されている。制御電極９６は、抵抗９９を介して、容量性素子９７と可変同調ダイオード９８との接続ノード９５に接続され、外部電源により可変同調ダイオード９８に制御電圧を印加する。このような応用回路では、外部電源による電圧に依存して容量値が変化し共振周波数を変化させることができるので、電子同調フィルタや電圧制御発振器に適用することも可能である。

【0078】

なお、第１の伝送線路９１の線路インピーダンスを第２及び第３の伝送線路９２、９３の線路インピーダンスよりも大きくすると、同一の容量値及び可変同調ダイオード９８を用いた場合、可変周波数範囲を広く設計することができる。また、抵抗９９は、高周波チョークコイルに置き換えることもできる。

【0079】

図１０は、第１の伝送線路１０１の線路インピーダンスが第２及び第３の伝送線路１０２、１０３の線路インピーダンスよりも大きい場合の両端短絡型ＳＩＲ１００の例を示す図である。図１０に示す両端短絡型ＳＩＲ１００の容量性素子１０５は、先端開放型スタブとしているが、容量性素子は、図５に示すような他のスタブであってもよく、集中定数素子であるコンデンサであってもよい。また、必要に応じて可変容量素子を用いてもよい。

【0080】

図１０に示す両端短絡型ＳＩＲ１００は、１／２波長型の一様線路共振器に比べて小型にすることができない。しかしながら、両端短絡型ＳＩＲ１００は、短絡接地部を含む伝送線路が低インピーダンス線路となるので、短絡接地部で生じやすい損失の低減をはかることができ、その結果、共振器の無負荷時Ｑを大きく設計することが可能となる。

【0081】

以上説明した通り、本発明の両端短絡型ＳＩＲでは、小型化が可能であり、外部回路及びＳＩＲ同士の結合を容易にとることができるので、設計自由度の高い高周波回路を提供することができる。

【0082】

２．伝送線路共振器の応用回路
次に、本発明の両端短絡型ＳＩＲを用いた各種応用回路について説明する。

【0083】

２−１．帯域通過フィルタ
帯域通過フィルタは、周波数の混在した信号を入力して、特定の周波数の信号を取り出す回路である。

【0084】

図１１は、本発明の両端短絡型ＳＩＲ（以下、単にＳＩＲともいう。）を３個用いて３段構成の帯域通過フィルタを構成した応用例を示す。

【0085】

第１のＳＩＲ１１０ａは、図１で示したＳＩＲと略同じものである。すなわち、第１のＳＩＲ１１０ａは、「コ」の字の形状をした第１の伝送線路１１１ａと、第１の伝送線路１１１ａの一方の端に第２の伝送線路１１２ａが第１の伝送線路１１１ａに対して略直角方向に接続される。また、第１の伝送線路の他方の端に第３の伝送線路１１３ａが第１の伝送線路１１１ａに対して略直角に接続される。第２及び第３の伝送線路１１２ａ、１１３ａは、Ｌ字の形状をしており、第１の伝送線路１１１ａに接続された側と反対側の端で、第２及び第３の伝送線路１１２ａ、１１３ａとが短絡接地部１１４ａで接続されて、電気的に短絡している。短絡接地部１１４ａにおいて、第２及び第３の伝送線路１１２ａ、１１３ａは、ビア１１９ａを介してＳＩＲ１１０ａが形成されている誘電体基板の裏面側一面に形成された短絡接地部（図示せず）と接続されている。第２及び第３のＳＩＲ１１０ｂ、１１０ｃは第１のＳＩＲ１１０ａと同じ共振周波数を有しており、すべて同じ構成及び形状である。

【0086】

第１及び第２のＳＩＲ１１０ａ、１１０ｂのそれぞれの第２及び第３の伝送線路１１２ａ、１１３ａ、１１２ｂ、１１３ｂは、略平行に対向して離間距離１１７だけ離して、第１及び第２のＳＩＲ１１０ａ、１１０ｂが隣接するように配置される。第１及び第２のＳＩＲ１１０ａ、１１０ｂは、結合度ｋ１２で磁界結合する。

【0087】

第２及び第３のＳＩＲ１１０ｂ、１１０ｃのそれぞれの第１の伝送線路１１１ｂ、１１１ｃは、略平行に対向して離間距離１１８だけ離して、第２及び第３のＳＩＲ１１０ｂ、１１０ｃが隣接するように配置される。第２及び第３のＳＩＲ１１０ｂ、１１０ｃは、結合度ｋ２３で電界結合する。

【0088】

第１のＳＩＲ１１０ａの第１の伝送線路１１１ａの中央部にコンデンサ１１６を接続して、容量結合により入力端子を構成している。また、第３のＳＩＲ１１０ｃの第３の伝送線路１１３ｃの短絡接地部１１４ｃ近傍にタッピング結合により出力端子を構成している。

【0089】

それぞれのＳＩＲ１１０ａ、１１０ｂ、１１０ｃの配置を調整、すなわち離間距離１１７、１１８を調整することにより結合度を調整してフィルタの特性を設計し、調整することが可能である。

【0090】

図１１においては、３段のＳＩＲによる帯域通過フィルタの構成を説明したが、ＳＩＲの段数は３段に限らず、何段でもフィルタ回路を構成することができる。また、ＳＩＲ間の結合パターンについては、図５Ａ〜図５Ｄで示したような配置パターンを組合わせることが可能である。ＳＩＲの形状もループ形状に限らず、図３や図８のような直線形状のもの等任意の形状のものを組合わせることもできる。設計のしやすさ、製造のしやすさ、実装上の制約等により様々な組合せを選択することが可能である。本発明の両端短絡型ＳＩＲが小型であることを考慮すると、設計自由度の高い、小型の帯域通過フィルタを実現することが可能となる。

【0091】

図１２は、本発明の両端短絡型ＳＩＲの多様な結合方式を実現できる特長を活かして、有極フィルタの一種であるクロスカップルフィルタを構成した例を示す図である。有極フィルタは、急峻な減衰特性が要求される場合に高い利用価値がある。

【0092】

図１２に示すクロスカップルフィルタ１２０は、４個の略同一のＳＩＲ１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ、１２０ｄからなる。クロスカップルフィルタ１２０を構成する第１のＳＩＲ１２０ａは、長方形状の第１の伝送線路１２１ａの長辺方向の両端に、長方形状の第２及び第３の伝送線路１２２ａ、１２３ａがそれぞれ接続されている。第２及び第３の伝送線路１２２ａ、１２３ａの他方の端は、短絡接地部１２４ａであり、ビアを介して裏面接地パターン（図示せず）に接続される。先端開放型スタブによる容量性素子１２５ａは、第１の伝送線路１２１ａの中央部に接続されている。クロスカップルフィルタ１２０を構成する第２、第３及び第４のＳＩＲ１２０ｂ、１２０ｃ、１２０ｄは、第１のＳＩＲ１２０ａと同じ構造及び特性となっている。ただし、後述するように、第３のＳＩＲ１２０ｃの第２の伝送線路１２２ｃ及び第４のＳＩＲ１２０ｄの第３の伝送線路１２３ｄは、それぞれのＳＩＲの容量性素子１２５ｃ、１２５ｄの方向にそれぞれＬ字状に屈曲して配置されている。そして、第４のＳＩＲ１２０ｄの第２の伝送線路１２２ｄにタッピング結合により入力端子を磁界結合し、第３のＳＩＲ１２０ｃの第３の伝送線路１２３ｃにタッピング結合により出力端子を磁界結合している。

【0093】

第１のＳＩＲ１２０ａは、その第１の伝送線路１２１ａが第４のＳＩＲ１２０ｄの第１の伝送線路１２１ｄと略平行になるように離間距離１２６だけ離して隣接するように配置される。離間距離１２６により、第１及び第４のＳＩＲ１２０ａ、１２０ｄの結合度ｋ１４を制御する。

【0094】

第２のＳＩＲ１２０ｂは、その第３の伝送線路１２３ｂが第１のＳＩＲ１２０ａの第２の伝送線路１２２ａと略平行になるように離間距離１２７だけ離して隣接するように配置される。離間距離１２７により、第１及び第２のＳＩＲ１２０ａ、１２０ｂの結合度ｋ１２を制御する。

【0095】

第３のＳＩＲ１２０ｃは、その第１の伝送線路１２１ｃが第２のＳＩＲ１２０ｂの第１の伝送線路１２１ｂと略平行になるように離間距離１２８だけ離して隣接するように配置される。離間距離１２８により、第２及び第３のＳＩＲ１２０ｂ、１２０ｃの結合度ｋ２３を制御する。

【0096】

第４のＳＩＲ１２０ｄは、その第３の伝送線路１２３ｄが第３のＳＩＲ１２０ｃの第２の伝送線路１２２ｃと略平行になるように離間距離１２９だけ離して隣接するように配置される。離間距離１２９により、第３及び第４のＳＩＲ１２０ｃ、１２０ｄの結合度ｋ３４を制御する。

【0097】

そして、図１２に示す例では、第１〜第４のＳＩＲ１２０ａ〜１２０ｄは、格子状に配置される。

【0098】

結合度ｋ１２、ｋ２３、ｋ３４、ｋ１４は、離間距離１２６〜１２９を変えることにより適切な値に設計し、調整することができる。また、図１２に示すように、入力端子を有する第４のＳＩＲ１２０ｄと、出力端子を有する第３のＳＩＲ１２０ｃとの結合度ｋ３４を、他の結合度ｋ１４、ｋ１２、ｋ２３より弱くするために、それぞれの第３の伝送線路１２３ｄ及び第２の伝送線路１２２ｃの短絡接地部である先端部を遠ざけるようにＬ字状に屈曲させている。このようにして結合度ｋ３４を調整することにより、減衰極の発生する位置を容易に制御することが可能である。

【0099】

なお、図１２の例では、入力及び出力のＳＩＲ間の結合度を調整して減衰極を発生させる位置を設定する方法を説明したが、入力及び出力のＳＩＲ間の結合度に限らず、クロスカップルフィルタを構成するＳＩＲのうちの任意の２個のＳＩＲの相互の結合度を調整することにより減衰極等フィルタ特性の設計をすることができる。

【0100】

また、図１２の例では、４個のＳＩＲにより構成されるクロスカップルフィルタ１２０について述べたが、３個以上のＳＩＲがあればクロスカップルフィルタを構成することができる。ＳＩＲの形状も図１２の例のような開いたループ形状に限らず、短絡接地部で接続された、図１の例のような閉じたループ形状のＳＩＲであってもよく、図８のような直線形状のＳＩＲであってももちろんよい。同一形状のＳＩＲを複数用いる場合に限らず、異なる形状のＳＩＲを組合わせて構成することももちろん可能である。さらに、クロスカップルフィルタを構成する容量性素子は、コンデンサのような集中定数素子であってもよく、スタブを利用した図５のような分布定数素子であってもよく、可変容量ダイオードのような可変容量素子であってもよく、これらを組み合わせたものであってもよい。

【0101】

２−２．分波器
本発明の両端短絡型ＳＩＲにより構成された帯域通過フィルタを複数用いることにより、分波器又は送受信アンテナ共用器を実現することができる。なお、分波器と送受信アンテナ共用器とは、入出力される信号の方向により用途が異なるが、回路構成としては同一である。分波器は、複数の周波数成分を有する入力信号を通過帯域の異なるフィルタを通過させることで、入力信号に含まれていた異なる周波数成分の出力信号をそれぞれ出力するための回路である。一方、送受信アンテナ共用器は、無線機器等において異なる周波数を有する送信信号と受信信号とを１つのアンテナで送受信する回路であり、機器内で生成した送信信号を通過させてアンテナへ送信するフィルタと、アンテナから受信信号を通過させて受信して機器内の受信回路へ送るフィルタとからなる。以下、分波器として説明する。

【0102】

図１３に示す分波器は、本発明のＳＩＲ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃを３段構成した、第１の共振周波数ｆ１を有する第１の帯域通過フィルタ１３１と、本発明のＳＩＲ１３０ｄ、１３０ｅを２段構成した、第２の共振周波数ｆ２を有する第２の帯域通過フィルタ１３２とを備えている。そして、第１の帯域通過フィルタ１３１に磁界接合された第１の入力端子１３３と、第２の帯域通過フィルタ１３２に磁界結合された第２の入力端子１３４と、これらをタッピング結合により磁界結合した分波器１３０の入力端子１３５とを備えている。さらに、共振周波数ｆ１に対応する出力信号を得るために、第１の帯域通過フィルタ１３１にＴ型スタブにより構成された結合容量１３６を介して電界結合した第１の出力端子１３７と、共振周波数ｆ２に対応する出力信号を得るために、第２の帯域通過フィルタ１３２にタッピング結合により磁界結合した第２の出力端子１３８とを備える。

【0103】

周波数ｆ１及びｆ２を含む入力信号が入力端子１３５から入力されると、第１の帯域通過フィルタ１３１を通り、周波数ｆ１の出力信号が出力端子１３７から得られる。また、入力信号は、第２の帯域通過フィルタ１３２を通り、周波数ｆ２の出力信号が出力端子１３８から得られる。

【0104】

以上の動作は、分波器としての動作であるが、送受信アンテナ共用器の場合は、次のような動作となる。

【0105】

送受信アンテナ（図示せず）を入力端子１３５に接続する。そして、出力端子１３７を送信信号入力として、周波数ｆ１の信号を第１の帯域通過フィルタ１３１を通過させて送受信アンテナに送信する。一方、送受信アンテナで受信した受信信号は、第２の帯域通過フィルタ１３２を経由して出力端子１３８から周波数ｆ２の受信信号として出力される。

【0106】

図１３においては、２個の帯域通過フィルタの場合について述べたが、２個に限らず任意の数の帯域通過フィルタにより、対応する任意の周波数出力を得る分波器を構成することができる。また、分波器を構成する帯域通過フィルタも、図１１又は図１２の例に示すように、所定の設計条件に応じて、任意の個数、任意の形状の本発明のＳＩＲを組み合わせることにより構成することが可能である。また、図１３の例に限らず、入力端子を構成するために、電界結合又は磁界結合のどちらでも用いることができ、出力端子を構成する場合においても、電界結合又は磁界結合のどちらでも用いることができる。

【0107】

２−３．平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器
本発明の両端短絡型ＳＩＲは、図１等に示すように、第１の伝送線路の中央部を対称線とする線対称構造とすることができ、この対称構造を利用することにより平衡回路を容易に構成することができる。高周波回路では、半導体素子等が平衡回路で構成されていることが多く、これらとのインタフェースのためには、小型の平衡−不平衡変換器や不平衡−平衡変換器は非常に有用である。

【0108】

（１）平衡−不平衡変換器、電力分配器
図１４は、本発明の両端短絡型ＳＩＲを用いた平衡−不平衡変換器の例を示したものである。図１と同様に第１の伝送線路の中央部を対称線として線対称構造とすると、容易に平衡入力回路を構成することができる。

【0109】

図１４の平衡−不平衡変換器は、図１と同様の両端短絡型ＳＩＲを含んでいる。すなわち第１の伝送線路１４１と、第１の伝送線路１４１の一方の端に第２の伝送線路１４２が第１の伝送線路１４１の長手方向に対して略直角方向に接続される。また、第１の伝送線路１４１の他方の端に第３の伝送線路１４３が第１の伝送線路１４１の長手方向に対して略直角に接続される。第２の伝送線路１４２及び第３の伝送線路１４３は、「コ」の字状の形状をしており、第１の伝送線路１４１に接続された側と反対側で、第２の伝送線路１４２と第３の伝送線路１４３とが接続されて、短絡接地部１４４で電気的に短絡している。短絡接地部１４４は、ビア１４９を介して基板裏面一面に形成された接地部（図示せず）に接続される。第１及び第２の入力端子１４８ａ、１４８ｂは、タッピング結合により、第２及び第３の伝送線路１４２、１４３の短絡接地部１４４の近傍にそれぞれ磁界結合される。ここで、図１４の例では、第１及び第２の入力端子１４８ａ、１４８ｂは、短絡接地部１４４からそれぞれ等距離に配置することで電気的平衡を確保することができる。一般的には、第１及び第２の入力端子のそれぞれの結合点における磁界の強度が等しくなる点を選んで第１及び第２の入力端子を両端短絡型ＳＩＲ１４０に結合する。

【0110】

出力端子１４７は、結合コンデンサ１４６を用いて、第１の伝送線路１４１の中央部に電界結合される。出力される信号は、不平衡信号である。

【0111】

次に、出力端子１４７から本発明の平衡−不平衡変換器を見ると、１／４波長型の一端開放他端短絡である同一の共振器が並列に接続されていることと等価である。したがって、図１４の例における出力端子１４７を入力として不平衡信号を入力すると、２つの入力端子１４８ａ、１４８ｂからは、逆位相の平衡信号ではなく同位相の信号が出力されるので、電力分配器として利用することができる。

【0112】

図１４の例では、ＳＩＲの形状は、閉じたループ形状であるが、第２及び第３の伝送線路の短絡接地される端が同一層内で接続されていない開いたループ形状であってもよい。また、容量性素子は、集中定数素子に限らず、分布定数素子であってもよいのは上述と同様である。可変容量素子を用いれば、同調回路を構成できるのも上述同様である。

【0113】

（２）不平衡−平衡変換器
上述したとおり、図１４の回路に不平衡信号を入力しても、同位相の２つの信号が出力される電力分配器としてしか機能しない。そこで、本発明の両端短絡型ＳＩＲを用いて不平衡信号を入力し、平衡信号を出力する回路を実現するには、図１４の回路に位相調整機構を追加する必要がある。図１５は、本発明のＳＩＲに位相調整機構を追加して不平衡−平衡変換器１５０を構成した例を示す図である。

【0114】

図１５に示す不平衡−平衡変換器に含まれるＳＩＲは、図１と同様のＳＩＲである。すなわち、第１の伝送線路１５１と、第１の伝送線路１５１の一方の端に第２の伝送線路１５２が第１の伝送線路１５１の長手方向に対して略直角方向に接続され、第１の伝送線路１５１の他方の端に第３の伝送線路１５３が第１の伝送線路１５１の長手方向に対して略直角に接続されたＳＩＲである。ＳＩＲの第２及び第３の伝送線路１５２、１５３は、「コ」の字の形状をしており、第１の伝送線路１５１に接続された側と反対側の端で、第２及び第３の伝送線路１５２、１５３とが短絡接地部１５４で接続されて、電気的に短絡している。短絡接地部１５４において、第２及び第３の伝送線路１５２、１５３は、ビア１５９を介して基板裏面一面に形成された接地部（図示せず）に接続される。第２及び第３の伝送線路１５２、１５３と略平行に対向するように離間して、長方形状のそれぞれ第１及び第２の位相調整部１５６ａ、１５６ｂを配置する。第１の位相調整部１５６ａの短絡接地部１５４に近い側の端は、ビア１５９を介して短絡接地部に接続される。第２の位相調整部１５６ｂの短絡接地部１５４からもっとも遠い端がビア１５９を介して短絡接地部１５４に接続される。第１及び第２の位相調整部１５６ａ、１５６ｂのビア１５９のない側の端にそれぞれ第１及び第２の出力端子１５７ａ、１５７ｂがタッピング結合により磁界結合される。不平衡入力のための入力端子は、第１の伝送線路１５１の中央部に結合コンデンサ１５８により電界結合される。

【0115】

上述したように、入力端子から電界結合により入力された入力信号は、並列接続された１／４波長型の一端開放他端短絡共振器を同位相の信号として励振して、第２及び第３の伝送線路１５３、１５４を通って、短絡接地部に到達する。ここで、第１及び第２の位相調整部１５６ａ、１５６ｂは、接地点をＳＩＲの短絡接地部１５４の位置に対してそれぞれ反対の位置にあるので、第２及び第３の伝送線路を通過してきた同相信号は、第１及び第２の位相調整部１５６ａ、１５６ｂにおいて１８０°の位相変化をする。第１及び第２の位相調整部１５６ａ、１５６ｂの接地点を適切に選択することで、２つの信号の位相を１８０°変えることができ、平衡出力信号を得ることができる。
上述した不平衡−平衡変換器について、シミュレーション技術を用いてその動作を確認した。図１６には、シミュレーションに用いた回路を示す。図１６Ａに示す回路は、図１５の構成とほぼ同じであるが、第１の伝送線路１５１の中央部に装荷する容量性素子１５５を、容量スタブとした点が相違する。図１６Ａの回路に基づいて、図１６Ｂに示すような回路定数を設定してシミュレーション回路を構成しシミュレーションを実施した。図１６Ｂにおいては、Ｐｏｒｔ１が入力端子１５８ａ、Ｐｏｒｔ２が第１の出力端子、Ｐｏｒｔ３が第２の出力端子に対応する。また、第１の伝送線路１５１、第２の伝送線路１５２及び第３の伝送線路１５３からなるステップインピーダンス共振器が第１の伝送線路１５１の中央部と短絡接地部とを結ぶ線を対称軸として線対称となることを利用して、シミュレーションのための回路定数を設定した。
図１７Ａに示すように、Ｐｏｒｔ１からＰｏｒｔ２への透過係数Ｓ２１、Ｐｏｒｔ１からＰｏｒｔ３への透過係数Ｓ３１は、ほぼ同一の周波数特性を示す。また、図１７Ｂに示すように、透過係数Ｓ２１，Ｓ３１の位相特性は、ほぼ１８０°の位相差を示しており、平衡信号が出力されていることが示される。

【0116】

図１５の例では、ＳＩＲの形状は、閉じたループ形状であるが、第２及び第３の伝送線路の短絡接地される端が同一層内で接続されていない開いたループ形状であってもよい。また、容量性素子は、集中定数素子に限らず、分布定数素子であってもよいのは上述と同様である。可変容量素子を用いれば、同調回路を構成できるのも図１４等の例と同様である。

【0117】

なお、図１５に示すような不平衡−平衡変換器の入力と出力とを入れ替えれば、そのまま平衡−不平衡変換器として動作する。

【0118】

２−４．周波数混合器
図１５の例に示したような不平衡−平衡変換器を用いると、高周波入力信号に局部発振信号を混合して中間周波信号を生成するミキサ回路を構成することができる。本発明のＳＩＲを用いることで、設計自由度の高い小型のミキサ回路を実現できる。

【0119】

（１）シングルバランスドミキサ
図１８は、高周波入力信号が不平衡信号である場合に用いられる、本発明のＳＩＲを用いたシングルバランスドミキサ１６０を示した図である。

【0120】

シングルバランスドミキサ１６０は、不平衡信号である局部発振信号を入力する不平衡−平衡変換器１６０ａと、局部発振信号と高周波信号とを検波し、混合する高周波混合部と、高周波信号を入力して高周波混合部に出力する高周波信号入力部１６５と、高周波混合部によって生成された中間周波信号を出力する中間周波信号出力部１６７とを備える。

【0121】

不平衡−平衡変換器１６０ａは、局部発振器（図示せず）からの局部発振信号が入力される局部発振入力端子１６４と、第１及び第２の出力端子１６２ａ、１６２ｂとを備えている。第１及び第２の出力端子１６２ａ、１６２ｂから出力される同位相の信号は、第１及び第２の位相調整部１６１ａ、１６１ｂにより位相変換され１８０°位相の異なる平衡信号となる。高周波混合部は、第１及び第２のダイオード１６３ａ、１６３ｂからなる。不平衡−平衡変換器１６０ａの第１の出力端子１６２ａには、第１のダイオード１６３ａのアノードがタッピング結合により磁界結合され、第２の出力端子１６２ｂには、第２のダイオード１６３ｂのカソードがタッピング結合により磁界結合される。第１のダイオードのカソードと第２のダイオードのアノードは互いに接続される。高周波信号入力部１６５は、不平衡信号である高周波信号を入力して高周波混合部に入力するための信号を生成する高域通過フィルタである。高周波信号入力部１６５は、第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとの接続点に接続されて、高周波混合部に高周波信号を入力する。局部発振入力端子１６４から入力された局部発振信号と高周波信号入力端子１６６から入力された高周波信号とは、第１及び第２のダイオード１６３ａ、１６３ｂからなる高周波混合部で検波、混合されて、中間周波信号出力部１６７に送られて中間周波信号として中間周波信号出力端子１６８から出力される。中間周波信号出力部１６７は、低域通過フィルタである。

【0122】

図１８の例では、ＳＩＲの形状は、閉じたループ形状であるが、第２及び第３の伝送線路の短絡接地される端が同一層内で接続されていない開いたループ形状であってもよい。また、容量性素子は、集中定数素子に限らず、分布定数素子であってもよいのは上述と同様である。可変容量素子を用いれば、同調回路を構成できるのも上述同様である。

【0123】

（２）ダブルバランスドミキサ
図１９は、共振周波数の異なる本発明のＳＩＲを用いた不平衡−平衡変換器を２個用いたダブルバランスドミキサ１７０の例を示す図である。局部発振信号を入力する第１の不平衡−平衡変換器１７０ａは、図１８のものと同じである。そして、図１８の例における高周波信号入力部１６５を、第２の不平衡−平衡変換器１７０ｂに置き換えて、平衡入力される高周波信号に対応している。一般には、高周波信号の周波数と局部発振周波数との差分を中間周波信号の周波数とするから、第２の不平衡−平衡変換器１７０ｂの共振周波数は、第１の不平衡−平衡変換器１７０ａの共振周波数より高い周波数に設定される。

【0124】

高周波混合部は、ブリッジ接続される第１〜第４のダイオード１７３〜１７６からなる。第１の不平衡−平衡変換器１７０ａの第１の出力端子１７１ａは、高周波混合部を構成する第１のダイオード１７３のカソード及び第２のダイオード１７４のアノードに接続される。第１の不平衡−平衡変換器１７０ａの第２の出力端子１７２ａは、高周波混合部を構成する第３のダイオード１７５のアノード及び第４のダイオード１７６のカソードに接続される。第２の不平衡−平衡変換器１７０ｂの第１の出力端子１７１ｂは、高周波混合部を構成する第１のダイオード１７３のアノード及び第３のダイオード１７５のカソードに接続される。第２の不平衡−平衡変換器１７０ｂの第２の出力端子１７２ｂは、高周波混合部を構成する第２のダイオード１７４のカソード及び第４のダイオード１７６のアノードに接続される。

【0125】

第１〜第４のダイオード１７３〜１７６からなる高周波混合部の出力は、第２のダイオード１７４のカソードと第４のダイオード１７６のアノードとの接続点から中間周波信号出力部１７７に入力されて、中間周波信号として出力端子１７８から出力される。中間周波信号出力部１７７は、図１８の例と同様に低域通過フィルタである。

【0126】

なお、図１９に示すように、第２の不平衡−平衡変換器１７０ｂの第１の出力端子１７１ｂは、第１の不平衡−平衡変換器１７０ａの第２の出力端子１７２ａとクロスオーバ部１７１ｃで交差するので、多層基板を利用して第２の不平衡−平衡変換器１７０ｂが形成される配線層を変える等により対応する必要がある。クロスオーバ部１７１ｃにおいて位相変化を生じないように、かつ出力信号の平衡を維持できるように配線長等留意する必要がある。

【0127】

図１９の例では、ＳＩＲの形状は、閉じたループ形状であるが、第２及び第３の伝送線路の短絡接地される端が同一層内で接続されていない開いたループ形状であってもよい。また、容量性素子は、集中定数素子に限らず、分布定数素子であってもよいのは上述と同様である。可変容量素子を用いれば、同調回路を構成できるのも上述同様である。

【0128】

２−５．バランス型フィルタ
本発明のＳＩＲを組合わせて、容易に平衡入力、平衡出力のバランス型フィルタを構成することができる。

【0129】

図２０は、図１４に示したものと略同じ平衡−不平衡変換器１８０ａと、図１５に示したものと略同じ不平衡−平衡変換器１８０ｂとを、電界結合により結合して構成したバランス型フィルタの例を示している。バランス型フィルタ１８０は、それぞれの第１の伝送線路１８１ａ、１８１ｂを略平行に対向して離間距離１８８だけ離して、平衡−不平衡変換器１８０ａと不平衡−平衡変換器１８０ｂとを隣接するように配置することによる電界結合によって構成されている。

【0130】

バランス型フィルタ１８０は、第２及び第３の伝送線路にそれぞれタッピング結合された第１及び第２の入力端子１８２、１８３を有する平衡−不平衡変換器１８０ａと、第１及び第２の位相調整部１８４、１８６にそれぞれ第１及び第２の出力端子１８５、１８７を有する不平衡−平衡変換器１８０ｂとを備える。平衡−不平衡変換器１８０ａと不平衡−平衡変換器１８０ｂとの離間距離１８８により、結合度ｋ１２を調整することができる。結合度ｋ１２を調整することにより、フィルタの減衰特性を設計し、調整することができる。

【0131】

図１８に示す例では、２段構成のフィルタであるが、平衡−不平衡変換器１８０ａと不平衡−平衡変換器１８０ｂとの間にさらにＳＩＲを挿入して多段構成にすることも可能である。すなわち平衡−不平衡変換器１８０ａと不平衡−平衡変換器１８０ｂとの間に偶数個のＳＩＲを挿入すれば、第１の伝送線路同士を電界結合させ、第２又は第３の伝送線路同士を磁界結合させることで、隣接するＳＩＲ、平衡−不平衡変換器１８０ａ及び不平衡−平衡変換器１８０ｂを順次結合し縦続接続することにより多段バランス型フィルタを構成することができる。

【0132】

このようにして、本発明のＳＩＲを用いて、多段構成のバランス型フィルタを容易に構成することが可能である。小型にできる本発明のＳＩＲの特長を活かして、小型で設計自由度の高い多段バランス型フィルタを実現できる。

【0133】

図２０の例では、ＳＩＲの形状は、閉じたループ形状であるが、第２及び第３の伝送線路の短絡接地される端が同一層内で接続されていない開いたループ形状であってもよい。また、容量性素子は、集中定数素子に限らず、分布定数素子であってもよいのは上述と同様であり、可変容量素子を用いれば、同調回路を構成できるのも上述同様である。

【0134】

また、本発明のＳＩＲを複数個用いて、電界結合と磁界結合とを繰り返して順次結合することによって、平衡入力かつ不平衡出力の多段フィルタを構成することもできる。

【0135】

図２１は、このような平衡入力−不平衡出力の帯域通過フィルタを構成した場合の例を示した図である。平衡入力−不平衡入力の帯域通過フィルタを構成するためには、同じ共振周波数を有する奇数個のＳＩＲが必要であり、図２１の場合には、３個のＳＩＲを用いて帯域通過フィルタ１９０を構成している。

【0136】

第１の両端短絡型ＳＩＲ１９０ａの第２及び第３の伝送線路１９２ａ、１９２ｂには、短絡接地部から等距離にそれぞれ第１及び第２の入力端子がタッピング結合により磁界結合されている。第１の両端短絡型ＳＩＲ１９０ａの第１の伝送線路１９１ａと、第２の両端短絡型ＳＩＲ１９０ｂの第１の伝送線路１９１ｂとは、略平行に対向して離間距離１９８だけ離して、第１及び第２のＳＩＲ１９０ａ、１９０ｂを隣接するように配置されている。さらに、第２のＳＩＲ１９０ｂの第２及び第３の伝送線路１９２ｂ、１９３ｂと、第３のＳＩＲ１９０ｃの第２及び第３の伝送線路１９２ｃ、１９３ｃとは、略平行に対向して離間距離１９９だけ離して、第２及び第３のＳＩＲ１９０ｂ、１９０ｃを隣接するように配置されている。出力端子は、第３のＳＩＲ１９０ｃの第１の伝送線路１９１ｃの中央部からコンデンサ１９６を介して電界結合され、不平衡出力を出力する。

【0137】

図２１に示した例においては、３段構成の帯域通過フィルタであるが、第２のＳＩＲ１９０ｂと第３のＳＩＲ１９０ｃとの間にさらに偶数個のＳＩＲを挿入して多段構成にすることももちろん可能である。

【0138】

なお、図２１の例では、ＳＩＲの形状は、閉じたループ形状であるが、第２及び第３の伝送線路の短絡接地される端が同一層内で接続されていない開いたループ形状であってもよい。また、容量性素子は、集中定数素子に限らず、分布定数素子であってもよいのは上述と同様であり、可変容量素子を用いれば、同調回路を構成できるのも上述同様である。

【0139】

このようにして、本発明のＳＩＲの特長である、小型であること、ＳＩＲや外部回路の配置パターンにより容易に結合を制御できること、回路の対称性により容易に平衡回路が構成できることを最大限利用することにより、小型かつ設計の自由度の高い上述のような帯域通過フィルタ、分波器、平衡−不平衡変換器、電力分配器、不平衡−平衡変換器、周波数混合器及びバランス型フィルタ等各種高周波応用回路を実現できる。

【0140】

設計の自由度が高いということは、多様な周波数帯域での応用設計が可能であり、近年の無線装置で要求されているマルチバンド化への対応も容易である。

【0141】

また、本発明のＳＩＲ及び各種高周波応用回路は、平衡回路を採用した半導体デバイスとのインタフェースを考慮した場合に、平衡変換機能を内蔵したフィルタ構成を特別の回路の追加なく実現することができるので、ＭＭＩＣ化すれば１／４波長型共振器にも劣らない小型化も可能である。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】