特許 5952332 誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5952332

(24)【登録日】2016年6月17日

(45)【発行日】2016年7月13日

(54)【発明の名称】誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/26 20160101AFI20160630BHJP

   H02P 27/04 20160101ALI20160630BHJP

【ＦＩ】

   H02P21/26

   H02P27/04

【請求項の数】5

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2014-76925(P2014-76925)

(22)【出願日】2014年4月3日

(65)【公開番号】特開2014-204668(P2014-204668A)

(43)【公開日】2014年10月27日

【審査請求日】2014年4月3日

(31)【優先権主張番号】10-2013-0036746

(32)【優先日】2013年4月4日

(33)【優先権主張国】KR

(73)【特許権者】

【識別番号】593121379

【氏名又は名称】エルエス産電株式会社

【氏名又は名称原語表記】ＬＳＩＳ ＣＯ．，ＬＴＤ．

(74)【代理人】

【識別番号】100099759

【弁理士】

【氏名又は名称】青木 篤

(74)【代理人】

【識別番号】100092624

【弁理士】

【氏名又は名称】鶴田 準一

(74)【代理人】

【識別番号】100114018

【弁理士】

【氏名又は名称】南山 知広

(74)【代理人】

【識別番号】100165191

【弁理士】

【氏名又は名称】河合 章

(74)【代理人】

【識別番号】100151459

【弁理士】

【氏名又は名称】中村 健一

(72)【発明者】

【氏名】ユ アンノ

【審査官】 田村 耕作

(56)【参考文献】

【文献】 米国特許出願公開第２００３／００６２８７０（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２００５−０２０８１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−１７６９７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０７−０７５３９９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−０９５４５３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−３４１８９８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２１／２６

Ｈ０２Ｐ ２７／０４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流指令を用いて、前記同期座標系上のｄ、ｑの電圧を出力する電流制御器と、
前記電流制御器の出力電圧を停止座標系上の電圧に変換するための第１相変換器と、
前記第１相変換器の出力を印加されて、誘導電動機に電圧を印加するインバータと、
前記インバータから前記誘導電動機に印加される電圧を用いて測定した相電流を入力されて、同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流に変換する第２相変換器と、
前記相電流と、前記第１相変換器の出力値とを用いて、前記誘導電動機の回転子速度と回転子磁束を測定し、その値で回転子位置を推定する回転子速度及び位置推定器と、及び
前記第２相変換器から前記電流制御器に印加される前記同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流と前記電流制御器から出力される前記同期座標系上のｄ、ｑの電圧を入力されて、前記誘導電動機の固定子抵抗と角誤差を計算し、前記固定子抵抗を前記回転子速度及び位置推定器に提供し、前記角誤差を第１磁束角補正装置及び第２磁束角補正装置に提供する固定子抵抗及び角誤差推定器と、を備え、
前記固定子抵抗及び角誤差推定器は、前記第２相変換器から前記電流制御器に印加される前記同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流と前記電流制御器から出力される前記同期座標系上のｄ、ｑの電圧から、前記誘導電動機の角速度誤差を推定する角速度誤差推定器を備え、
前記第１磁束角補正装置は、前記固定子抵抗及び角誤差推定器から提供される角誤差を用いて、前記第１相変換器で用いられる回転子の磁束角を補正し、
前記第２磁束角補正装置は、前記固定子抵抗及び角誤差推定器から提供される角誤差を用いて、前記第２相変換器で用いられる回転子の磁束角を補正する、誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置。

【請求項2】

前記インバータの出力電圧を用いて、前記誘導電動機に印加される相電流を測定するための電流測定器を相別にさらに備える、請求項１に記載の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置。

【請求項3】

前記固定子抵抗及び角誤差推定器は、前記第２相変換器から前記電流制御器に印加される前記同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流と前記電流制御器から出力される前記同期座標系上のｄ、ｑの電圧から、前記誘導電動機の固定子抵抗値をリアルタイムで推定する固定子抵抗推定器をさらに備える、請求項１または２に記載の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置。

【請求項4】

前記固定子抵抗及び角誤差推定器は、
前記角速度誤差推定器で推定する角速度誤差を選択的に提供する第１スイッチと、
前記第１スイッチによって提供された角速度誤差によって決まる角速度補償量を決定するための補償器と、
前記補償器の出力である角速度補償量から角誤差を計算する積分器と、及び
前記固定子抵抗推定器から提供される固定子抵抗値を選択的に前記回転子速度及び位置推定器に提供する第２スイッチと、をさらに備える、請求項３に記載の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置。

【請求項5】

前記誘導電動機の回転子速度指令と回転子速度を入力とし、前記電流制御器に前記同期座標系上のｑ軸の電流指令を出力する速度制御器をさらに備える、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、誘導電動機の制御装置に関するものであって、より詳しくは、センサレスベクトル運転中のリアルタイムパラメータの推定方法を含む誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

一般に、誘導電動機は、巻線が装着された固定子と、アルミニウム導体または鉄心から形成された回転子とで構成される。このような誘導電動機は、前記固定子に装着された巻線に周期的な電流の変化を発生させ、電流の変化による磁界の一定の変化によって前記回転子にトルクが発生するようにすることにより、回転動力を得る装置をいう。

【0003】

汎用インバータは、３相電動機の駆動に主に用いられるが、特に、誘導電動機を用いた可変速（ｖａｒｉａｂｌｅ ｓｐｅｅｄ）運転分野、巻き上げ（ｈｏｉｓｔ）負荷、電気自動車の牽引用（ｔｒａｃｔｉｏｎ）負荷に使用される。誘導電動機の運転は、ベクトル制御（ｖｅｃｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ、または、Ｆｉｅｌｄ Ｏｒｉｅｎｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＦＯＣ）によって行われる場合が多く、スペースの制約があったり、システムの価格低減が必要な応用分野では、位置センサを使用しないベクトル制御（ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｖｅｃｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ）が誘導電動機の制御方法として多く用いられている。

【0004】

しかし、かご形誘導電動機（ｓｑｕｉｒｒｅｌ ｃａｇｅ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍａｃｈｉｎｅ）は、回転子の内部の電気回路が形成される特徴により、負荷や速度に応じて固定子と回転子の内部の温度が変動しやすく、誘導電動機の温度上昇は、固定子抵抗（ｓｔａｔｏｒ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）値の変動をもたらすことになる。通常、多く用いられる誘導電動機のセンサレス運転は、誘導電動機のパラメータに依存しているため、固定子抵抗の変動は、誘導電動機のセンサレスベクトル制御の性能を低減させる。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

本発明は、パラメータの変動をリアルタイムで推定し、センサレスベクトル制御の性能を向上した誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明は、同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流指令を用いて、前記同期座標系上のｄ、ｑの電圧を出力する電流制御器と、前記電流制御器の出力電圧を停止座標系上の電圧に変換するための第１相変換器と、前記第１相変換器の出力を印加されて、誘導電動機に電圧を印加するインバータと、前記インバータから前記誘導電動機に印加される電圧を用いて測定した相電流を入力されて、同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流に変換する第２相変換器と、前記インバータの出力電圧を用いて測定した電動機の相電流と、前記第１相変換器の出力値を用いて、前記誘導電動機の回転子速度と回転子磁束を測定し、その値で回転子の位置を推定する回転子速度及び位置推定器と、前記電流制御器に入力される前記同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流指令と、前記電流制御器から出力される前記同期座標系上のｄ、ｑの電圧を入力されて、前記誘導電動機の固定子抵抗と角誤差を計算し、前記固定子抵抗は、前記回転子速度と位置推定器に提供する固定子抵抗及び角誤差推定器と、を備える誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置を提供する。

【0007】

また、本発明の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置は、前記インバータの出力電圧を用いて、前記誘導電動機に印加される相電流を測定するための電流測定器を相別にさらに備える。

【0008】

また、本発明の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置は、前記固定子抵抗及び角誤差推定器から提供される角誤差を用いて、前記第１相変換器で用いられる回転子の磁束角を補正するための第１磁束角補正装置をさらに備える。

【0009】

また、本発明の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置は、前記固定子抵抗及び角誤差推定器から提供される角誤差を用いて、前記第２相変換器で用いられる回転子の磁束角を補正するための第２磁束角補正装置をさらに備える。

【0010】

また、前記固定子抵抗及び角誤差推定器は、前記電流制御器の出力電圧と、前記第２相変換器から前記電流制御器に印加される帰還電流から、前記誘導電動機の角速度誤差を推定する角速度誤差推定器と、前記電流制御器の出力電圧と、前記第２相変換器から前記電流制御器に印加される帰還電流から、前記誘導電動機の固定子抵抗値をリアルタイムで推定する固定子抵抗推定器と、を備える。

【0011】

また、前記固定子抵抗及び角誤差推定器は、前記角速度誤差推定器で推定する角速度誤差を選択的に提供する第１スイッチと、前記第１スイッチによって提供された角速度誤差によって決まる角速度補償量を決定するための補償器と、前記補償器の出力である角速度補償量から角誤差を計算する積分器と、前記固定子抵抗推定器で提供される固定子抵抗値を選択的に前記回転子速度及び位置推定器に提供する第２スイッチと、をさらに備える。

【0012】

また、本発明の誘導電動機のセンサレスベクトル制御装置は、誘導電動機の回転子速度指令と回転子速度を入力とし、前記同期座標系上のｑ軸の電流指令を出力する速度制御器をさらに備える。

【発明の効果】

【0013】

本発明による誘導電動機の制御装置及びその駆動方法において、センサレスベクトル制御時、固定子抵抗のリアルタイム推定と角誤差補償は、電流制御器のフィードフォワード補償項と電流制御器の積分器の出力電圧を用いて達成される。本発明で提案された方式は、制御システムにおいて最速の動特性を有する電流制御器の制御帯域幅によってその性能が決定されるため、動特性が非常に速く、特別な運転モードを有さないことから、簡単であるという長所がある。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明を説明するためのものであって、誘導電動機システムを示すブロック図である。

【図2】図１に示された速度制御器を示すブロック図である。

【図3】図１に示された電流制御器を示すブロック図である。

【図4】図１に示された電流制御器を示すブロック図である。

【図5】本発明の実施形態に係る誘導電動機システムを示すブロック図である。

【図6】図５に示された固定子抵抗と角誤差推定器を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明の技術的思想を容易に実施できる程度に詳細に説明するために、本発明の最も好ましい実施形態について添付図面を参照して説明する。

【0016】

本発明は、誘導電動機のセンサレスベクトル運転（ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｖｅｃｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ）中のリアルタイムパラメータの推定に関するものであって、特に、固定子抵抗（ｓｔａｔｏｒ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）の推定と、角誤差（ａｎｇｌｅ ｅｒｒｏｒ）の補償に適するようにした推定器の設計に関する。

【0017】

図１は、本発明を説明するためのものであって、誘導電動機システムを示すブロック図である。特に、速度制御を含む誘導電動機制御の構成図である。

【0018】

速度制御器１００は、回転子速度指令と実際の回転子速度を入力として、同期座標系（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｆｒａｍｅ）上のｑ軸の電流指令を出力する。

【0019】

電流制御器２００の同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流指令と、実電流から、同期座標系上のｄ、ｑの電圧を出力する。

【0020】

第１相変換器３００は、電流制御器２００の出力電圧を停止座標系（ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｆｒａｍｅ）上の電圧に変換する装置である。

【0021】

第２相変換器４００は、電流測定器１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃで測定した電動機の相電流（ｐｈａｓｅ ｃｕｒｒｅｎｔ）を同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流に変換する装置であって、一つの電流情報は省略可能である。

【0022】

インバータ５００は、電圧型インバータであって、誘導電動機６００に電圧を印加する装置である。

【0023】

回転子速度及び位置推定器７００は、回転子速度及び位置の推定のための装置であって、電流測定器１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃによって生成される電動機の相電流と、第１相変換器３００の出力電圧を入力として、誘導電動機６００の回転子速度及び回転子磁束（ｒｏｔｏｒ ｆｌｕｘ）の位置を推定する。

【0024】

図２は、図１に示された速度制御器を示すブロック図である。

【0025】

図２を参照すると、速度制御器１００は、加算器１１０、１２０、１６０、１７０、制限器１８０、利得部１３０、比例−積分制御器１４０、１５０を含む。

【0026】

速度制御器１００は、指令速度（ｓｐｅｅｄ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）と実速度（ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｐｅｅｄ）との差を入力とする比例−積分制御器１４０、１５０を用いて、ｑ軸の電流指令を出力する。

【0027】

速度制御のための比例−積分制御器１４０、１５０は、入力信号を積分して出力するためのものであり、制限器１８０は、速度制御器１００の出力を制限するための制限器（ｌｉｍｉｔｅｒ）である。

【0028】

利得部１３０は、制限器１８０が動作する際、比例−積分制御器１４０、１５０の発散（ｄｉｖｅｒｇｅｎｃｅ）を防止するためのアンチワインドアップ（Ａｎｔｉ−ｗｉｎｄｕｐ）利得動作のためのものである。速度制御器１００の出力は、同期座標系上のｑ軸電流となる。

【0029】

図３及び図４は、図１に示された電流制御器２００を示すブロック図である。図３は、同期座標系上のｄ軸の電流制御器２００の構成図であり、図４は、同期座標系上のｑ軸の電流制御器２００の構成図である。

【0030】

図３を参照すると、ｄ軸の電流制御器２００は、減算器２１０、２２０、加算器２５０、２７０、利得部２６０、比例−積分制御器２３０、２４０を含む。

【0031】

図４を参照すると、ｑ軸の電流制御器２００は、減算器２１１、２２１、加算器２５１、２７１、利得部２６１、比例−積分制御器２３１、２４１を含む。

【0032】

図３及び図４を参照すると、ｄ、ｑ軸の電流制御器２００は、同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流をそれぞれ制御するための比例−積分形態の制御器とフィードフォワード補償（ｆｅｅｄ−ｆｏｒｗａｒｄ）とで構成されている。

【0033】

比例−積分制御器２３０、２４０、２３１、２４１は、電流指令と帰還電流（ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｕｒｒｅｎｔ）から電流制御をするための比例−積分利得動作を行う。

【0034】

入力信号Ｖｆｆ＿ｄ、Ｖｆｆ＿ｑは、フィードフォワード補償のためのものであって、誘導電動機のモデリング（ｍｏｄｅｌｉｎｇ）によって様々な形態で入力が可能である。

【0035】

利得部２６０、２６１は、電流制御器２００の出力がインバータ５００が合成できる電圧の大きさを超える場合、積分制御器２４０、２４１の発散を防ぐためのアンチワインドアップ利得を得る。

【0036】

図１の電流制御器２００の出力である同期座標系上の電圧を停止座標系（ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｆｒａｍｅ）上の電圧に変換することで、次のような定義を有する。

【数1】

【0037】

図１の相変換器４００は、電流測定器１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃから測定した電動機の相電流から同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流を求めるものであって、次の過程を経る。

【数2】

【0038】

図１の回転子速度及び位置推定器７００は、回転子速度と回転子磁束の位置を把握する装置であって、様々な方式が存在するが、産業界で広く使用さている方式は、大きく、モデル基準適応制御（Ｍｏｄｅｌ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｙｓｔｅｍ：ＭＲＡＳ）方式、または、適応速度観測機（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｐｅｅｄ Ｏｂｓｅｒｖｅｒ：ＡＳＯ）方式が、主に用いられる。

【0039】

ＭＲＡＳ方式を用いて推定された回転子磁束は、次のとおりである。

【数3】

【0040】

また、ＡＳＯの方法で推定された回転子磁束は、次のとおりである。

【数4】

【0041】

式（７）及び式（８）に示すように、ＭＲＡＳまたはＡＳＯ方式を用いて回転子磁束を推定する場合、誘導電動機のパラメータが含まれていることが分かる。一般的な誘導電動機の間接ベクトル制御（ｉｎｄｉｒｅｃｔ ｖｅｃｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ）でスリップ周波数（ｓｌｉｐ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）は、式（９）のように表され、回転子磁束と回転子磁束の位置は、式（１０）と式（１１）のように、それぞれ表される。

【数5】

【0042】

位置センサがない誘導電動機のセンサレスベクトル制御を行う場合、式（７）及び式（８）で示されているように、誘導電動機のパラメータに依存している。特に、誘導電動機の固定子抵抗は、誘導電動機の運転状況に応じてその値が変動することになり、回転子磁束の推定性能を低下させ、その結果、回転子速度及び回転子磁束の推定性能に影響を及ぼすことになる。ここまで、ＭＲＡＳ方法について説明し、本発明で提案された方法は、ＡＳＯの方式でも適用可能である。

【0043】

本発明は、固定子抵抗（ｓｔａｔｏｒ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）をリアルタイムで推定し、センサレスベクトル制御時に現れる角誤差を補償して、誘導電動機のセンサレスベクトル制御の性能を向上した誘導電動機の制御装置及びその駆動方法を提供する。

【0044】

図５は、本発明の実施形態に係る誘導電動機システムを示すブロック図である。特に、図５は、本発明で提案する固定子抵抗及び角誤差推定器を含む誘導電動機システムの構成図である。

【0045】

図５の構成のうち、図１の構成と同一の構成に対しては、同一の符号を付する。

【0046】

図５を参照すると、速度制御器１００は、回転子速度指令と実際の回転子速度を入力として、同期座標系（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｆｒａｍｅ）上のｑ軸の電流指令を出力する。電流制御器２００は、同期座標系上のｄ、ｑ軸の電流指令と実電流から同期座標系上のｄ、ｑの電圧を出力する。

【0047】

第１相変換器３００は、電流制御器２００の出力電圧を停止座標系（ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｆｒａｍｅ）上の電圧に変換する装置である。

【0048】

第２相変換器４００は、インバータの相電流測定器１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃで測定した電動機の相電流（ｐｈａｓｅ ｃｕｒｒｅｎｔ）ｉ_ａｓ、ｉ_ｂｓ、ｉ_ｃｓを同期座標系上のｄ、ｑ軸電流に変換する装置である。

【0049】

インバータ５００は、電圧型インバータであって、３相誘導電動機６００に電圧を印加する装置である。

【0050】

回転子速度及び位置推定器７００は、回転子速度と回転子磁束から回転子位置を推定する装置である。

【0051】

相電流測定器１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃは、誘導電動機６００に印加される相電流を測定するための装置である。

【0052】

固定子抵抗及び角誤差推定器１０００は、固定子抵抗Ｒ_{ｓ＿ｅｓｔ}と、角誤差Δθ_ｅを推定する装置である。

【0053】

磁束角補正装置８００、９００は、固定子抵抗及び角誤差推定器１０００から推定された角誤差Δθ_ｅを用いて、相変換器３００、４００に入力される回転子磁束角θ_ｅを補正する装置である。

【0054】

図６は、図５に示された固定子抵抗及び角誤差推定器を示すブロック図である。

【0055】

図６に示すように、固定子抵抗及び角誤差推定器１０００は、角速度誤差推定器１１００、固定子抵抗推定器１２００、スイッチ１３００、１４００、補償器１５００、積分器１６００を含む。

【0056】

角速度誤差推定器１１００は、ｄ、ｑ軸の電流制御器２００の出力電圧と、第２相変換器４００から、電流制御器２００に印加される帰還電流から角速度誤差を推定する。

【0057】

スイッチ１３００は、角誤差補償有無によって、選択的に角速度誤差推定器１１００の出力を補償器１５００に伝達する。

【0058】

補償器１５００は、角速度補償量を決定し、積分器１６００は、補償器１５００の出力である角速度補償量から角誤差を計算する。固定子抵抗推定器１２００は、固定子抵抗をリアルタイム（ｏｎ−ｌｉｎｅ）で推定し、ｄ、ｑ軸の電流制御器２００の出力電圧と、第２相変換器４００からの電流制御器２００に印加される帰還電流とから固定子抵抗を推定する。

【0059】

スイッチ１４００は、固定子抵抗の計算時点に応じて固定子抵抗推定器１２００の出力を選択的に伝達する。

【0060】

続いて、図５及び図６を参照して、具体的な動作について調べてみると、次のとおりである。一般的な座標系上で誘導電動機の電圧方程式と磁束式は、次のとおりである。

【数6】

【0061】

式（１２）乃至式（１９）を参照して、同期座標系上で誘導電動機の電圧方程式と磁束式を求めると、次のとおりである。

【数7】

【0062】

また、回転子磁束と回転子電流を用いて固定子磁束を表すと、次のとおりである。

【数8】

【0063】

上記式から回転子の電圧方程式をまとめると、次のとおりである。

【数9】

【0064】

また、誘導電動機の固定子側の同期座標系上のｄ、ｑ軸の電圧方程式を次のように表すことができる。

【数10】

【0065】

式（３３）と式（３４）は、次のように、等価的（ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ）で表すことができる。

【数11】

【0066】

また、センサレスベクトル制御が円滑に行われ、正常状態（ｓｔｅａｄｙ ｓｔａｔｅ）で電流制御が行われているとき、電流制御器の出力は、それぞれ、次のように求められる。

【数12】

【0067】

ただし、このとき、フィードフォワード補償（ｆｅｅｄ−ｆｏｒｗａｒｄ）項は、次のように求められる。

【数13】

【0068】

電流制御が円滑に行われる場合、式（３５）乃至式（３９）より、次の条件を満足する。

【数14】

【0069】

このとき、インダクタンスの情報が正確であるという仮定下で、ｄ、ｑ軸の電流制御器が正常状態で担当する電圧は、次のとおりである。

【数15】

【0070】

式（４４）と式（４５）をまとめると、次のとおりである。

【数16】

【0071】

これを、次のように置換することができる。

【数17】

【0072】

上記の連立方程式を求めると、次のような角速度誤差を求めることができる。

【数18】

【0073】

式（５０）のように求められた値がゼロ（ｚｅｒｏ）になるまで、図６の補償器１５００が動作をすることになり、積分器１６００は、角誤差を計算することになる。

【0074】

このとき、固定子抵抗推定器１５００は、次のように、２つの出力を有する。

【数19】

【0075】

式（５１）と式（５２）から求めた固定子抵抗のいずれかを選択し、固定子抵抗値として用いることができる。

【0076】

ここまで調べたように、本発明の誘導電動機の制御方法において、センサレスベクトル制御時、固定子抵抗のリアルタイム推定と、角誤差補償は、電流制御器のフィードフォワード補償項と電流制御器の積分器の出力電圧を用いて達成される。

【0077】

本発明で提案された方式は、制御システムで最速の動特性を有する電流制御器の制御帯域幅によってその性能が決定されるため、動特性が非常に速く、特別な運転モードを有さないため、簡単であるという長所がある。

【0078】

以上、代表的な実施形態を通じて本発明について詳細に説明したが、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者であれば、上述した実施形態に対して本発明の範囲から逸脱しない範囲内で種々の変形が可能であることを理解することができる。したがって、本発明の権利範囲は、説明された実施形態に限定されて定められなければならず、後述する特許請求の範囲だけでなく、この特許請求の範囲と均等なものによって定められなければならない。

【符号の説明】

【0079】

１００ 速度制御器
２００ 電流制御器
５００ インバータ
７００ 回転子速度及び位置推定器
１０００ 固定子抵抗及び角誤差推定器
１１００ 角速度誤差推定器
１２００ 固定子抵抗推定器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】