5953802 ワイヤレス受電装置、ワイヤレス電力伝送システムおよび電力制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5953802

(24)【登録日】2016年6月24日

(45)【発行日】2016年7月20日

(54)【発明の名称】ワイヤレス受電装置、ワイヤレス電力伝送システムおよび電力制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 50/12 20160101AFI20160707BHJP

【ＦＩ】

   H02J50/12

【請求項の数】9

【全頁数】23

(21)【出願番号】特願2012-34682(P2012-34682)

(22)【出願日】2012年2月21日

(65)【公開番号】特開2012-182980(P2012-182980A)

(43)【公開日】2012年9月20日

【審査請求日】2015年1月5日

(31)【優先権主張番号】61/447,863

(32)【優先日】2011年3月1日

(33)【優先権主張国】US

(31)【優先権主張番号】61/447,854

(32)【優先日】2011年3月1日

(33)【優先権主張国】US

(31)【優先権主張番号】13/270,048

(32)【優先日】2011年10月10日

(33)【優先権主張国】US

(73)【特許権者】

【識別番号】000003067

【氏名又は名称】ＴＤＫ株式会社

(72)【発明者】

【氏名】西山 哲哉

(72)【発明者】

【氏名】斉藤 義広

【審査官】 田中 慎太郎

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１０−１５８１５１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２９６８５７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００２−０７８２４７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｊ ５０／００−５０／９０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、前記給電コイルからワイヤレスにて送電される交流電力を受電コイルにて受電する装置であって、
前記受電コイルと、
前記受電コイルから前記交流電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記負荷の受電電力を制御する電力制御回路と、を備え、
前記電力制御回路は、
前記受電電力を計測する計測部と、
前記ロード回路のインピーダンスを変化させることにより前記受電電力を極大値に近づける調整部と、を含み、
前記ロード回路は、第１および第２のＬＣ回路を含み、
前記調整部は、前記第１および第２のＬＣ回路のリアクタンス成分を相殺させる第１段階の調整と、前記第１および第２のＬＣ回路のリアクタンス成分を相殺させた状態を保ちつつ前記受電電力を極大化させる第２段階の調整により前記インピーダンスを調整することを特徴とするワイヤレス受電装置。

【請求項2】

前記調整部は、前記受電電力の目標値を保持し、
前記計測部は、前記受電電力が前記目標値から所定値以上低下または上昇したことを条件として、前記調整部を活性化することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電装置。

【請求項3】

前記調整部は、前記受電電力の極大値を次回の調整のための目標値として保持することを特徴とする請求項２に記載のワイヤレス受電装置。

【請求項4】

前記計測部は、前記受電電力が極大化されたとき、前記調整部を不活性化することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電装置。

【請求項5】

前記調整部は、前記インピーダンスの抵抗成分を増加方向または減少方向のいずれか一方向に変化させ、
前記計測部は、前記抵抗成分の変化にともなう前記受電電力の増減を計測し、
前記調整部は、前記受電電力が増加するときには前記抵抗成分の増減方向を維持し、前記受電電力が減少するときには前記抵抗成分の増減方向を反転させることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電装置。

【請求項6】

前記調整部は、前記第１段階の調整においては、前記第１および第２のＬＣ回路のリアクタンス成分が互いに相殺されるように前記第２のＬＣ回路に含まれる第１の可変キャパシタを調整し、前記第２段階の調整においては、前記第２および第１のＬＣ回路それぞれに含まれる第２および第３のキャパシタを調整することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電装置。

【請求項7】

前記調整部は、前記ロード回路のインピーダンスを変化させたときの前記受電電力の変化の方向および大きさから、前記受電電力が極大値に近づいているか否かを判定することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。

【請求項8】

給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス給電するためのシステムであって、ワイヤレス給電装置およびワイヤレス受電装置を備え、
前記ワイヤレス給電装置は、
前記給電コイルと、
前記給電コイルに交流電力を供給することにより、前記給電コイルから前記受電コイルに前記交流電力を給電させる送電制御回路と、を含み、
前記ワイヤレス受電装置は、
前記受電コイルと、
前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、前記ロードコイルから前記交流電力を供給される負荷とを含むロード回路と、
前記負荷の受電電力を制御する電力制御回路と、を含み、
前記電力制御回路は、更に、
前記受電電力を計測する計測部と、
前記ロード回路のインピーダンスを変化させることにより前記受電電力を極大化させる調整部と、を含み、
前記ロード回路は、第１および第２のＬＣ回路を含み、
前記調整部は、前記第１および第２のＬＣ回路のリアクタンス成分を相殺させる第１段階の調整と、前記第１および第２のＬＣ回路のリアクタンス成分を相殺させた状態を保ちつつ前記受電電力を極大化させる第２段階の調整により前記インピーダンスを調整することを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。

【請求項9】

第１および第２のＬＣ回路を含む電子回路の受電電力を計測する計測部と、
前記電子回路のインピーダンスを変化させることにより前記受電電力を極大化させる調整部と、を備え、
前記調整部は、前記第１および第２のＬＣ回路のリアクタンスが互いに相殺されるように前記第２のＬＣ回路に含まれる第１の可変キャパシタを調整したあと、前記第２および第１のＬＣ回路それぞれに含まれる第２および第３のキャパシタを調整することを特徴とする電力制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ワイヤレス給電に関し、特に、そのパワー制御に関する。

【背景技術】

【0002】

電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。

【0003】

電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。

【0004】

磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。

【0005】

エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷から電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる（特許文献２〜４参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】米国公開２００８／０２７８２６４号公報

【特許文献2】特開２００６−２３００３２号公報

【特許文献3】国際公開２００６／０２２３６５号公報

【特許文献4】米国公開２００９／００７２６２９号公報

【特許文献5】特開２０１０−１４１９７７号公報

【特許文献6】特開２００１−２３８３７２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

本発明者は、ワイヤレス給電の利用可能性を拡げるためには、受電電力の大きさを制御する仕組みが必要であると考える。特許文献５では、受電側の入力インピーダンスを可変キャパシタによって調整することにより、充電池の充電量（受電電力）を調整している。特許文献５では受電電力と可変キャパシタの容量値（静電容量）を対応づけてマップに登録している。受電電力が変化すると、このマップを参照して可変キャパシタを調整することにより受電電力を維持しようとする。しかし、「マップ」のような想定をベースとした制御方法は適切とはいえない。受電電力の変化要因としてはさまざまなものが考えられるため、調整後の静電容量によって実際に受電電力を最大化できるとは保証できない。特許文献６は、受電回路間の電力伝送状態を検出・判定して受電側の入力インピーダンスを可変キャパシタによって調整するとあるが、電力の伝送状態を判定するための具体的な方法を開示していない。

【0008】

本発明は、磁場共振型のワイヤレス給電において、受電電力の大きさを適切に調整することを主たる目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明にかかるワイヤレス受電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルからワイヤレスにて送電される交流電力を受電コイルにて受電する装置である。この装置は、受電コイル、ロード回路および電力制御回路を備える。ロード回路は、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルと、ロードコイルから交流電力を供給される負荷とを含む。電力制御回路は、受電電力を計測する計測部と、ロード回路のインピーダンスを変化させることにより受電電力を極大値に近づける調整部を含む。

【0010】

電力制御回路は、受電電力そのものを制御してもよいし、受電電力と相関性のある他の指標値を計測してもよい。たとえば、負荷に流れる電流や電圧を計測対象としてもよい。したがって、ここで計測対象となる「受電電力」とは、受電電力そのものに限定されるものではなく、受電電力と一対一の相関性がある指標値も含めた概念である。

【0011】

インピーダンスを調整しながら受電電力の極大値を探ることにより、ワイヤレス送電中においてもリアルタイムな電力調整が可能となる。受電電力と計測しながら最適なインピーダンスを探る方式であるため、受電電力の大きさを適切に調整しやすくなる。

【0012】

調整部は、受電電力の目標値を保持し、計測部は、受電電力が目標値から所定値以上低下または上昇したことを条件として、調整部を活性化してもよい。調整部は、受電電力の極大値を次回の調整のための目標値として保持してもよい。計測部は、受電電力が極大化されたとき、調整部を不活性化してもよい。

【0013】

調整部は、インピーダンスの抵抗成分を増加方向または減少方向のいずれか一方向に変化させ、計測部は、抵抗成分の変化にともなう受電電力の増減を計測し、更に、調整部は、受電電力が増加するときには抵抗成分の増減方向を維持し、受電電力が減少するときには抵抗成分の増減方向を反転させてもよい。

【0014】

ロード回路は、第１および第２のＬＣ回路を含んでもよい。そして、調整部は、第１および第２のＬＣ回路のリアクタンス成分を相殺させる第１段階の調整と、受電電力を極大化させる第２段階の調整によりインピーダンスを調整してもよい。

【0015】

調整部は、第１段階の調整においては、第１および第２のＬＣ回路のリアクタンス成分が互いに相殺されるように第１のＬＣ回路に含まれる第１の可変キャパシタを調整し、第２段階の調整においては、第１および第２のＬＣ回路それぞれに含まれる第２および第３のキャパシタを調整してもよい。

【0016】

本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するためのシステムであって、ワイヤレス給電装置およびワイヤレス受電装置を備える。ワイヤレス給電装置は、給電コイルと、給電コイルに交流電力を供給することにより、給電コイルから受電コイルに交流電力を給電させる送電制御回路を含む。ワイヤレス受電装置は、受電コイルと、ロード回路と、電力制御回路を含む。ロード回路は、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルと、ロードコイルから交流電力を供給される負荷を含む。電力制御回路は、更に、受電電力を計測する計測部と、ロード回路のインピーダンスを変化させることにより受電電力を極大化させる調整部を含む。

【0017】

本発明に係る電力制御装置は、第１および第２のＬＣ回路を含む電子回路の受電電力を計測する計測部と、電子回路のインピーダンスを変化させることにより受電電力を極大化させる調整部を備える。調整部は、第１および第２のＬＣ回路のリアクタンスが互いに相殺されるように第１のＬＣ回路に含まれる第１の可変キャパシタを調整したあと、第１および第２のＬＣ回路それぞれに含まれる第２および第３のキャパシタを調整する。

【発明の効果】

【0018】

本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電において、受電電力の大きさを適切に調整しやすくなる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】第１、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの原理図である。

【図2】第１、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。

【図3】ワイヤレス電力伝送システムの基本的な等価回路図である。

【図4】コイル間距離と電力伝送効率の関係を示すグラフである。

【図5】抵抗ＲＬと抵抗Ｒｉを同時に調整するときの電力伝送効率の変化を示すグラフである。

【図6】抵抗Ｒｉを固定した上で抵抗ＲＬを調整するときの電力伝送効率の変化を示すグラフである。

【図7】第１実施形態における電力制御回路とロード回路の接続部分の回路図である。

【図8】受電電力を極大化する方法を説明するための模式図である。

【図9】第１実施形態における電力制御回路の回路図である。

【図10】第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの等価回路図である。

【図11】リアクタンス部の回路図である。

【図12】リアクタンス部および負荷の等価回路図である。

【図13】可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量を制御する減算器の図である。

【図14】可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量とコントロール電圧の関係を示すグラフである。

【図15】一般的なＬＣ並列回路における静電容量とリアクタンスの関係を示すグラフである。

【図16】第２実施形態における電力制御回路とロード回路の接続部分の回路図である。

【図17】第１調整回路の回路図である。

【図18】第２調整回路の回路図である。

【図19】第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの原理図である。

【図20】第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。

【0021】

図１は、第１、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の原理図である。第１、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１１６は給電ＬＣ共振回路３００を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０を含む。そして、受電コイル回路１３０により受電ＬＣ共振回路３０２が形成される。

【0022】

給電ＬＣ共振回路３００は、キャパシタＣ２と給電コイルＬ２を含む。受電ＬＣ共振回路３０２は、キャパシタＣ３と受電コイルＬ３を含む。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の磁場結合を無視できるほど両者が充分に離れた状態において給電ＬＣ共振回路３００および受電ＬＣ共振回路３０２それぞれの共振周波数が同一となるように、キャパシタＣ２、給電コイルＬ２、キャパシタＣ３、受電コイルＬ３が設定される。この共通の共振周波数をｆｒ０とする。

【0023】

給電コイルＬ２と受電コイルＬ３を充分に磁場結合できる程度に近づけた状態では、給電ＬＣ共振回路３００、受電ＬＣ共振回路３０２およびその間に発生する相互インダクタンスにより新たな共振回路が形成される。この新共振回路は、相互インダクタンスの影響により２つの共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２を有する（ｆｒ１＜ｆｒ０＜ｆｒ２）。ワイヤレス給電装置１１６が、給電源ＶＧから共振周波数ｆｒ１にて交流電力を給電ＬＣ共振回路３００に供給すると、新共振回路の一部である給電ＬＣ共振回路３００は共振点１（共振周波数ｆｒ１）で共振する。給電ＬＣ共振回路３００が共振すると、給電コイルＬ２は共振周波数ｆｒ１の交流磁場を発生させる。同じく新共振回路の一部である受電ＬＣ共振回路３０２もこの交流磁場により共振する。給電ＬＣ共振回路３００と受電ＬＣ共振回路３０２が同一の共振周波数ｆｒ１にて共振するとき、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３に最大の電力伝送効率にてワイヤレス給電がなされる。ワイヤレス受電装置１１８の負荷ＬＤから受電電力が出力電力として取り出される。なお、新共振回路は、共振点１（共振周波数ｆｒ１）だけでなく共振点２（共振周波数ｆｒ２）でも共振可能である。

【0024】

この原理図に示すワイヤレス給電装置１１６はエキサイトコイルを含んでいないが、エキサイトコイルを含む場合でも基本的な原理は同じである。

【0025】

図２は、第１、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。送電制御回路２００は、交流電源として機能し、駆動周波数ｆｏの交流電力を給電コイルＬ２に供給する。本実施形態における送電制御回路２００は、単なる給電源ＶＧ（図１参照）として機能する。駆動周波数ｆｏは固定周波数であってもよい。たとえば、駆動周波数ｆｏは共振周波数ｆｒ１と同一となるように設定されてもよい。もちろん、送電制御回路２００は駆動周波数ｆｏを変更できてもよい。

【0026】

ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０を含む。受電コイル回路１３０においては、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３により受電ＬＣ共振回路３０２が形成される（図１参照）。給電コイルＬ２が共振周波数ｆｒ１にて交流磁場を発生させると、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３が強く磁場結合し、受電コイル回路１３０に交流電流が流れる。給電コイルＬ２が発生させる交流磁場によってワイヤレス給電装置１１６と受電コイル回路１３０はどちらも共振する。

【0027】

ロード回路１４０は、ロードコイルＬ４と負荷ＬＤが直列接続された回路である。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は重なっている、すなわち、距離ゼロである。このため、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は電磁的に強く結合（電磁誘導による結合）している。受電コイルＬ３に交流電流が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０にも交流電流が流れる。

【0028】

ワイヤレス給電装置１１６の給電コイルＬ２から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置１１８の受電コイルＬ３により受電され、負荷ＬＤから取り出される。

【0029】

負荷ＬＤのインピーダンスＺＬは調整可能である。インピーダンスＺＬは、電力制御回路４００により調整される。ＺＬ＝ＲＬ＋ｊＸＬとする。受電コイル回路１３０からみたロード回路１４０のインピーダンスＺは、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸとして表現される。ＲＬやＲは抵抗成分（実数部）であり、ＸＬやＸはリアクタンス成分（虚数部）である。なお、ｊは虚数単位である。後述の第１実施形態においては抵抗成分Ｒを、第２実施形態においてはリアクタンス成分Ｘを調整することにより、負荷ＬＤの受電電力を最大化する方法について説明する。

【0030】

図３は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の等価回路図である。説明をシンプルにするため、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のインダクタンスは共にＬ、キャパシタＣ２とキャパシタＣ３のキャパシタンスは共にＣであるとする。また、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の相互インダクタンスをＬｍとする。結合係数ｋ（＝Ｌｍ／Ｌ）は、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の磁場結合の強度を示す。コイル間距離が大きいほど結合係数ｋは小さくなる。Ｒｉは、送電制御回路２００の出力インピーダンスの抵抗成分である。

【0031】

図３では、Ｚ＝ＺＬ＝ＲＬとして単純化している。実際にはリアクタンス成分ＸやＸＬが含まれるが、図３から図５では抵抗成分Ｒ（＝ＲＬ）のみを対象として説明する。

【0032】

図４は、コイル間距離と電力伝送効率の関係を示すグラフである。コイル間距離に応じて共振周波数ｆｒ１は変化する。送電制御回路２００は、駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に追随させれば、コイル間距離が変化しても電力伝送効率を維持できる。図４では、このような周波数追随型における電力伝送効率の変化を示している。図４に示すグラフによれば、コイル間距離が２００ｍｍ以下のときには電力伝送効率を最大に維持できているが、それ以上離れると駆動周波数を追随させるだけでは電力伝送効率を維持できなくなっている。

【0033】

図５は、抵抗ＲＬと抵抗Ｒｉを同時に調整するときの電力伝送効率の変化を示すグラフである。同図は、インダクタンスＬが８．５μＨ、キャパシタンスＣが１０ｐＦ、駆動周波数ｆｏが１７．２７２ＭＨｚの場合を示す。駆動周波数ｆｏ＝１／（２・π・（Ｌ・Ｃ）１／２）である。また、抵抗ＲＬと抵抗Ｒｉは抵抗値が同じであり、それらを同時に調整した場合の電力伝送効率の変化を示している。抵抗ＲＬと電力伝送効率には相関があるため、コイル間距離に応じて抵抗ＲＬを調整すれば電力伝送効率を維持できる。図５によれば、結合係数ｋが小さいとき、すなわち、コイル間距離が長いときほど、電力伝送効率を維持するためには抵抗ＲＬを小さくする必要がある。たとえば、結合係数ｋ＝０．２のときにはＲＬ＝Ｒｉ＝１８４．４（Ω）で電力伝送効率は最大となり、結合係数ｋ＝０．０５のときにはＲＬ＝Ｒｉ＝４６．１（Ω）で電力伝送効率が最大となっている。図３の等価回路から、電力伝送効率が最大となるインピーダンスＺ（＝Ｒｉ＝ＲＬ）は、Ｚ２＝Ｌｍ２／（Ｌ・Ｃ）＝ｋ２・Ｌ／Ｃで表される。したがって、結合係数ｋに応じてインピーダンスＺを調整することより電力伝送効率を制御できる。

【0034】

図６は、抵抗Ｒｉを固定した上で抵抗ＲＬを調整するときの電力伝送効率の変化を示すグラフである。同図は、インダクタンスＬが８．５μＨ、キャパシタンスＣが１０ｐＦ、抵抗Ｒｉが２０Ω、駆動周波数ｆｏが１７．２７２ＭＨｚの場合を示す。この場合にも、電力伝送効率が最大となるインピーダンスＺを計算することができ、抵抗ＲＬの調整により電力伝送効率を制御できる。

【0035】

コイル間距離が変化すると共振周波数ｆｒ１が変化する。電力伝送効率を維持するための一つの方法は、送電制御回路２００が駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に追随させ、受電ＬＣ共振回路３０２等の共振状態を維持する方法である。もう一つは、受電側のインピーダンスＺ（たとえば、抵抗ＲＬ）を調整することにより、電力伝送効率（受電電力）を最大化する方法である。本実施形態においては、後者について説明する。以下においては、駆動周波数ｆｏは固定値であるとして説明するが、可変値であっても本発明の適用は可能である。

【0036】

［第１実施形態］
図７は、第１実施形態における電力制御回路４００とロード回路１４０の接続部分の回路図である。第１実施形態においては、インピーダンスＺの実数部Ｒが調整対象となる。Ｚ＝Ｒ＋ｊＸ、ＺＬ＝ＲＬであり、Ｒ＝ＲＬであるとして説明する。電力制御回路４００は、抵抗ＲＬの電力（受電電力）を測定し、抵抗ＲＬの抵抗値を変化させながら受電電力が極大値となるときの抵抗値を探索する。

【0037】

抵抗ＲＬに印加される電圧Ｖｏはミキサ４０２に入力される。一方、抵抗ＲＬに流れる電流Ｉｏの大きさは、トランスＴ１により電圧値として計測され、ミキサ４０２に入力される。より具体的には、トランスＴ１の並列抵抗Ｒ５にはＩｏ×Ｒ５の電圧値が印加され、この電圧値がミキサ４０２に入力される。この結果、ミキサ４０２は、２つの入力（ＶｏおよびＩｏ×Ｒ５）の乗算値であるＶｏ×Ｉｏ×Ｒ５を出力する。すなわち、ミキサ４０２からは、受電電力に比例する電力信号Ｐ１が電力制御回路４００に入力される。電力制御回路４００は、電力信号Ｐ１が極大値となるように抵抗ＲＬを調整する。

【0038】

図８は、受電電力を極大化する方法を説明するための模式図である。ここでは、コイル間距離の変化等のなんらかの理由により、受電電力と抵抗ＲＬの関係が変化前特性１０２から変化後特性１０４に変化したとして説明する。変化前特性１０２においては、ＲＬ＝ＲＬ１のとき受電電力（電力伝送効率）は最大（極大値）となっている。

【0039】

ＲＬ＝ＲＬ１に設定されているとき、変化前特性１０２から変化後特性１０４に変化したとする。変化後特性１０４においては、ＲＬ＝ＲＬ１における受電電力が低下する（Ｓ１）。電力制御回路４００は、変化前特性１０２の極大値から実際の受電電力が所定値以上低下すると、抵抗ＲＬを増加または減少させることにより、新たな極大値を探索する。図８の場合には、抵抗ＲＬをＲＬ１からＲＬ２まで増加させたとき、受電電力は再び極大値となる（Ｓ２）。なお、変化前特性１０２における受電電力（電力伝送効率）の極大値が変化後特性１０４における受電電力（電力伝送効率）の極大値よりも小さい場合、変化後においてむしろＲＬ＝ＲＬ１における受電電力が上昇することもありうる。この場合にも、電力制御回路４００は、抵抗ＲＬを増加または減少させることにより新たな極大値を探索する。

【0040】

特許文献５のように理論的に目標値を設定するのではなく、受電電力を計測しつつ最適な抵抗値を実際に試行錯誤しながら探索する方式となっている。

【0041】

図９は、第１実施形態における電力制御回路４００の回路図である。電力制御回路４００の機能は、電力信号Ｐ１を監視する計測部４０４と抵抗ＲＬを調整する調整部４０６に大別される。ミキサ４０２から出力される電力信号Ｐ１（＝Ｖｏ×Ｉｏ×Ｒ５）は、ローパスフィルタＬＰＦによって信号成分が除去され、傾き検出回路とコンパレータＡに電圧信号Ｖ１として入力される。傾き検出回路は、電圧信号Ｖ１（電力信号Ｐ１）の変化を検出する回路であり、たとえば、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）により構成される。より具体的には、電圧信号Ｖ３は、コイル間距離の変化や抵抗ＲＬの調整（後述）を契機とする電圧信号Ｖ１（電力信号Ｐ１）の変化の方向と大きさを表す。電圧信号Ｖ３は、電圧信号Ｖ１の増減方向とその大きさそのものを表してもよいし、所定の基準電位との比較により電圧信号Ｖ１の増減とその大きさを表してもよい。以下においては、電圧信号Ｖ３は、電圧信号Ｖ１の増減方向と増減の大きさそのものを示すものとして説明する。なお、所定の基準電位との比較により電圧信号Ｖ１の増減とその大きさを表す場合には、後述するコンパレータＢおよびコンパレータＣの反転入力端子に、基準電位を設定すればよい。電力制御回路４００に含まれる各種回路のうち、特に重要な役割を担うのは、コンパレータＡ、コンパレータＢ、コンパレータＣであるため、まずはこれらのコンパレータについて説明する。

【0042】

コンパレータＡ：
コンパレータＡは、調整機能を起動する回路であり、サンプルホールド回路１０８が保持する電圧信号Ｖ１と、新たに計測された電圧信号Ｖ１を比較する。サンプルホールド回路１０８は、以前の極大値に対応する電圧信号Ｖ１を保持する。図８のように変化前特性１０２から変化後特性１０４に変化したときには、サンプルホールド回路１０８は変化前特性１０２の極大値に対応する電圧信号Ｖ１を保持している。

【0043】

計測後の電圧信号Ｖ１が保持中の電圧信号Ｖ１（以下、「Ｖ１ＳＨ」よぶ）よりも所定値以上低下、または、ＴＨ１以上上昇したとき、コンパレータＡは信号Ｓ１をハイレベルに活性化する。いいかえれば、変化前特性１０２から変化後特性１０４への特性変化により、受電電力が有意に低下または上昇すると、コンパレータＡは信号Ｓ１をアサートする。より具体的には、信号Ｓ１は、Ｖ１≧Ｖ１ＳＨ＋ＴＨ１またはＶ１≦Ｖ１ＳＨ−ＴＨ１のときハイレベルとなりそれ以外のときにはローレベルとなる信号である。ＴＨ１は、コンパレータＡが過度に反応しすぎないように設定される閾値である。信号Ｓ１がハイレベルに活性化されると、スイッチ回路Ｄ、負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆ、スイッチ回路Ｈの出力信号も順次活性化されることにより調整部４０６が活性化されるが、詳細については後述する。

【0044】

コンパレータＢ：
コンパレータＢは、受電電力が増加傾向にあるか減少傾向にあるかをチェックする回路である。前述のように、傾き検出回路は電圧信号Ｖ１の増減方向とその大きさを示す電圧信号Ｖ３を出力する。電圧信号Ｖ３は、コンパレータＢとコンパレータＣに入力される。コンパレータＢは、電圧信号Ｖ３が増加しているとき、すなわち、受電電力が増加しているときには信号Ｓ２をハイレベルに活性化する。受電電力が減少しているときには信号Ｓ２をローレベルに不活性化する。抵抗ＲＬの増減によって受電電力が増加する傾向（調整によって改善される傾向）にあるときには信号Ｓ２はハイレベルとなり、受電電力が減少する傾向（調整によって改善されない傾向）にあるときには信号Ｓ２はローレベルとなる。信号Ｓ２により、抵抗ＲＬの調整がうまくいっているかどうかを確認できる。

【0045】

コンパレータＣ：
コンパレータＣは、抵抗ＲＬを変化させても受電電力がほとんど変化しなくなったときに信号Ｓ９をローレベルに不活性化する回路である。極大値付近においては抵抗ＲＬを変化させても受電電力はほとんど変化しない。すなわち、コンパレータＣは、受電電力が極大値に近いかどうかを判定する回路である。まず、受電電力が極大値に近いかどうかを判定するために閾値ＴＨ２を設定しておく。Ｖ３≧ＴＨ２またはＶ３≦−ＴＨ２のとき、出力信号Ｓ９はハイレベルとなりそれ以外のとき（−ＴＨ２＜Ｖ３＜ＴＨ２のとき）にはローレベルとなる。ＴＨ２は受電電力が充分に極大値に近いときだけコンパレータＣが反応するように設定される閾値である。

【0046】

以上の前提を踏まえて、電力制御回路４００の動作について説明する。ここでは、変化前特性１０２から変化後特性１０４に変化することにより、抵抗ＲＬの最適値がＲＬ１からＲＬ２に変化する場合を想定して説明する。

【0047】

コンパレータＡの入力部分に設置されるサンプルホールド回路１０８は、変化前特性１０２の極大値に対応する電圧信号Ｖ１、いいかえれば、抵抗値ＲＬ１に対応する電圧信号Ｖ１を保持している。負荷制御回路１０６は、制御信号Ｓ７から、抵抗値ＲＬ１に対応する負荷制御信号を生成・保持する。負荷制御信号は、抵抗ＲＬの抵抗値を指定する信号である。

【0048】

変化前特性１０２から変化後特性１０４への特性変化により、電圧信号Ｖ１が低下する（図８参照）。コンパレータＡは、新たに計測された電圧信号Ｖ１が保持中の電圧信号Ｖ１に比べてＴＨ１以上低下したとき、信号Ｓ１をハイレベルに活性化する。スイッチ回路Ｄは信号Ｓ３をハイレベルに活性化し、負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆは信号Ｓ４をハイレベルに活性化し、スイッチ回路Ｈは制御信号Ｓ５をハイレベルに活性化する。制御信号Ｓ５の活性化により、不活性化されていたスイッチ回路Ｅが活性化され、調整機能が有効となる。制御信号Ｓ５の活性化によりスイッチ回路Ｄは不活性化され、コンパレータＡはいったん無効化する。更に、制御信号Ｓ５の活性化により負荷制御回路１０６が活性化される。負荷制御回路１０６は、活性化されると、後述の信号Ｓ７にしたがって抵抗ＲＬを調整する。
更に具体的には、制御信号Ｓ５がローレベルのとき、コンパレータＡの出力がスイッチ回路Ｄの出力信号Ｓ３となる。したがって、信号Ｓ１がハイレベルに活性化すると信号Ｓ３もハイレベルに活性化され、負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆは信号Ｓ４をハイレベルに活性化し、スイッチ回路Ｈは制御信号Ｓ５をハイレベルに活性化する。負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆは、スイッチ回路Ｄの出力の立ち上り（ライズエッジ：rise edge）でハイレベルとなり、スイッチ回路Ｅの立ち下り（フォールエッジ：fall edge）でローレベルとなる。ただし、無効化回路ＤＬ２の出力がハイレベルのときは、スイッチ回路Ｅの出力がローレベルになった時でも、信号Ｓ４はローレベルには戻らない。無効化回路ＤＬ２は、信号Ｓ７の立ち上がり、もしくは立ち下り後の所定期間ハイレベル信号の出力を維持する。これは、信号Ｓ７が反転する度に、信号Ｖ１の傾きがゼロとなり、信号Ｓ９がローレベルになり、その結果、信号Ｓ５がローレベルになるのを防ぐためである（詳細なロジックについては後述）。また、スイッチ回路Ｈの制御端子に入力されるＰＯＮ（パワーオン信号）は、電源の立ち上り時にハイレベルとなって電源電圧ＶＣＣを選択し、コンパレータＣの出力の立ち下りでローレベルとなって負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆの信号Ｓ４を選択する。スイッチ回路Ｉについても同様である。初期段階では、制御信号Ｓ５、Ｓ７はどちらもハイレベルに設定される。制御信号Ｓ５の活性化により、不活性化されていたスイッチ回路Ｅは活性化され、コンパレータＣの出力が選択され、調整機能が有効となる。ここで、スイッチ回路Ｅは、制御信号Ｓ５がローレベルになり、負荷抵抗ＲＬが固定されているときでも、給電側と受電側の距離などにより、信号Ｓ９がハイレベルやローレベルになるのを防ぐ目的で設けられている。すなわち、制御信号Ｓ５がローレベルの時には、スイッチ回路Ｅの出力はグランド電位となる。制御信号Ｓ５が活性化するとスイッチ回路Ｄの出力はローレベルとなり、コンパレータＡはいったん無効化する。スイッチ回路Ｄは、制御信号Ｓ５が活性化された後は、信号Ｓ３をグランド電位に設定する。この結果、負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆは、信号Ｓ９により制御される。更に、制御信号Ｓ５の活性化により負荷制御回路１０６が活性化される。負荷制御回路１０６は、活性化されると、後述の信号Ｓ７を負荷抵抗コントロール信号に変換し、抵抗ＲＬを調整する。

【0049】

制御信号Ｓ５が活性化されると、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇは信号Ｓ６を活性化し、スイッチ回路Ｉは信号Ｓ７をハイレベルに活性化する。信号Ｓ７がハイレベルに活性化されると、負荷制御回路１０６は抵抗ＲＬを増加させる。初期段階では増加でも減少でもよいが、本実施形態においてはまずは抵抗ＲＬの増加からスタートする。
ここで、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇは、信号Ｓ２がハイレベルの時には信号Ｓ６の値を保持し、信号Ｓ２がローレベルの時には信号Ｓ６の値を反転させる。ただし、無効化回路ＤＬ１の出力がハイレベルのときは、信号Ｓ２がローレベルの時でも、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇは信号Ｓ６を反転させないまま保持する。無効化回路ＤＬ１は、信号Ｓ７の立ち上り、もしくは立ち下り後の所定期間、出力をハイレベルに維持する。信号Ｓ２がローレベルとなると信号Ｓ６は反転を繰り返すが、無効化回路ＤＬ１により反転信号が繰り返し負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇに入力されるのを防いでいる。具体的には、無効化回路ＤＬ１は、信号Ｓ７が反転しても、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇをしばらく無効化することにより、信号Ｓ７を反転後のレベルでしばらく維持する。図示していないが、信号Ｓ７と負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇの入力までの経路に、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇの無効期間以上の遅延時間を生成するためのバッファが設けられる。なお、制御信号Ｓ５がハイレベルになった時のみ信号Ｓ６はハイレベルになる。

【0050】

（１）抵抗ＲＬの増加により、受電電力が増加する場合：
抵抗ＲＬが増加すると、電圧信号Ｖ１、Ｖ３も変化する。電圧信号Ｖ３が増加している場合には、抵抗ＲＬの増加により受電電力が順調に増加していることになるため、抵抗ＲＬの調整が奏功している。コンパレータＣは電圧信号Ｖ３の値がＴＨ２以上になると信号Ｓ９を活性化するが、後段の負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆには影響は生じない。

【0051】

受電電力が増加しているため、コンパレータＢの出力信号Ｓ２はハイレベルとなる。信号Ｓ２がハイレベルのとき、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇは出力をそのまま維持する。抵抗ＲＬはそのまま増加し続けることになる。なお、抵抗ＲＬの減少により受電電力が増加する場合には、抵抗ＲＬはそのまま減少し続けることになる。

【0052】

（２）抵抗ＲＬの増加により、受電電力が減少する場合：
抵抗ＲＬを増加させると受電電力が減少した場合には、抵抗ＲＬは増加ではなく減少させるべきである。このときにもコンパレータＣは、電圧信号Ｖ３の値が−ＴＨ２以下になると信号Ｓ９を活性化するが、後段の負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆ等には影響しない。

【0053】

受電電力が減少しているため、コンパレータＢの出力信号Ｓ２はローレベルとなる。信号Ｓ２がローレベルの時、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇは出力を反転させる。この結果、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇが出力する信号Ｓ６はハイレベルからローレベルに変化する。スイッチ回路Ｉの信号Ｓ７もハイレベルからローレベルに変化するため、負荷制御回路１０６は抵抗ＲＬを減少させる。なお、抵抗ＲＬの減少により受電電力が減少する場合には、抵抗ＲＬは増加させられる。

【0054】

上述のように、信号Ｓ２がローレベルの期間においては、信号Ｓ６は反転を繰り返してしまう。そこで、このような反転の繰り返しを防ぐために無効化回路ＤＬ１を導入している。無効化回路ＤＬ１は、信号Ｓ７が反転したとき、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇをしばらく無効化する。このため、しばらくは、信号Ｓ７は反転後のレベルのまま維持される。信号Ｓ７が反転し、抵抗ＲＬが増加方向から減少方向に変化すると、受電電力は減少から増加に転じ、信号Ｓ２はハイレベルとなる。信号Ｓ２がハイレベルになったあとに負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇを有効にすれば、以降においても信号Ｓ７のレベルを維持できる。無効化回路ＤＬ２は負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆに対応して設けられるものであり、無効化回路ＤＬ１と役割は同じである。

【0055】

（３）抵抗ＲＬの増減にともなう受電電力の増減が鈍化した場合：
抵抗ＲＬを適切に増加または減少させることにより、受電電力が極大値に近づいてくると電圧信号Ｖ３の増加率が鈍化する。受電電力が極大値付近に至ると、コンパレータＣは信号Ｓ９をローレベルに不活性化する。図８の例でいえば、ＲＬがＲＬ２付近まで増加したときコンパレータＣが不活性化する。このとき、スイッチ回路Ｅ、負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆの出力もローレベルに不活性化し、スイッチ回路Ｈから出力される信号Ｓ５はローレベルとなり、スイッチ回路Ｅの出力はグランド電位となり、調整部４０６は不活性化される。スイッチ回路Ｄは活性化され、計測機能は再活性化される。負荷制御回路１０６は、制御信号Ｓ５により、信号Ｓ７から生成される負荷抵抗制御信号をホールドする。このときの信号Ｓ７から生成される負荷抵抗制御信号は、抵抗値ＲＬ２に対応する。抵抗値ＲＬ２に対応する。サンプルホールド回路１０８は、制御信号Ｓ５により電圧信号Ｖ１をホールドする。すなわち、抵抗値ＲＬ２に対応する電圧信号Ｖ１が次回調整時の目標値となる。こうして、抵抗ＲＬの調整は完了する。

【0056】

以下にまとめる。まず、計測部４０４は活性化、調整部４０６は不活性化されている。コンパレータＡが受電電力の低下を検出すると、調整部４０６が活性化され、抵抗ＲＬの調整が開始する。抵抗ＲＬを変化させながら、コンパレータＢにより受電電力の増減をチェックする。抵抗ＲＬを増加または減少のいずれか一方向に変化させるとき受電電力が低下したならば増減方向を反転させる。受電電力が極大値に近づくと、コンパレータＣが反応し、信号Ｓ９が不活性化され、調整部４０６は不活性化される。極大値に対応する電圧信号Ｖ１や、信号Ｓ７から生成される負荷抵抗制御信号はホールドされる。このような制御方法によれば、受電電力が低下した場合にも、抵抗ＲＬの最適値を自動的に探索・設定できる。

【0057】

［第２実施形態］
図１０は、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の等価回路図である。ここでも説明をシンプルにするため、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のインダクタンスは共にＬ、キャパシタＣ２とキャパシタＣ３の静電容量は共にＣであるとして説明する。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の相互インダクタンスをＬｍとする。第２実施形態においてはインピーダンスＺのレジスタンス成分（実部）とリアクタンス成分（虚部）を調整の対象とする。

【0058】

第２実施形態においては、新たにリアクタンス部１１０が追加される。リアクタンス部１１０は、第１リアクタンス部１２０、第２リアクタンス部１２２、第３リアクタンス部１２４を含む。電力制御回路４００は、リアクタンス部１１０のリアクタンスを調整することにより、負荷ＬＤにおける受電電力を最大化する。

【0059】

抵抗成分ＲＬには、ノイズクリアのためにコイルＬ６とキャパシタＣ６が追加される。ＺＬ＝ＲＬ＋ｊＸＬのリアクタンス成分ＸＬには、コイルＬ６のインダクタンスやキャパシタＣ６の静電容量が含まれる。インピーダンスＺＬは、調整対象にはならない。リアクタンス成分ＸＬには、実際には、負荷ＬＤの各種リアクタンス成分が含まれる。

【0060】

図１１は、リアクタンス部１１０の回路図である。第３リアクタンス部１２４は、コイルＬ７、コイルＬ９、可変キャパシタＣｖ１、Ｃｖ２を含む（第１の可変キャパシタと第２の可変キャパシタ）。第１リアクタンス部１２０は、可変キャパシタＣｖ３を含む（第３の可変キャパシタ）。第２リアクタンス部１２２は、コイルＬ８を含む。第１リアクタンス部１２０、第２リアクタンス部１２２それぞれのインピーダンスにインピーダンスＺＬを追加したインピーダンスをＺ１＝Ｒ１＋ｊＸ１とする。また、第３リアクタンス部１２４のインピーダンスをＺ２＝Ｒ２＋ｊＸ２とする。受電コイル回路１３０からロード回路１４０をみたときの入力インピーダンスＺは、Ｚ＝Ｚ１＋Ｚ２となる。インピーダンスＺのリアクタンス成分とレジスタンス成分は、可変キャパシタＣｖ１、Ｃｖ２、Ｃｖ３により調整される。

【0061】

図１２は、リアクタンス部１１０および負荷ＬＤの等価回路図である。第３リアクタンス部１２４はコイルとキャパシタのみを含むため、インピーダンスＺ２＝Ｒ２＋ｊＸ２においてＲ２＝０である。インピーダンスＺ２は、等価的にＬＣ回路のインピーダンスとして表現可能である（第２ＬＣ回路１２８）。

【0062】

負荷ＬＤには抵抗成分（ＲＬ）が含まれるため、インピーダンスＺ１＝Ｒ１＋ｊＸ１には抵抗成分とリアクタンス成分の両方が含まれる。ここで、インピーダンスＺ１のリアクタンス成分は、コイルＬ８、可変キャパシタＣｖ３およびコイルＬ６による等価的なＬＣ回路（第１ＬＣ回路１２６）のインピーダンス成分として考えることが可能である。抵抗ＲＬの抵抗値やキャパシタＣ６のキャパシタンスは、インピーダンスＺ１のリアクタンス成分にほとんど影響を及ぼさない値であるため、インピーダンスＺ１のリアクタンス成分を考える際には、抵抗ＲＬやキャパシタＣ６を実質的に考慮する必要がない。第１ＬＣ回路１２６と第２ＬＣ回路１２８は直列接続されているため、インピーダンスＺのリアクタンス成分Ｘは、第１ＬＣ回路１２６のリアクタンス成分Ｘ１と第２ＬＣ回路１２８のリアクタンス成分Ｘ２の合成となる。ここで、第１ＬＣ回路１２６と第２ＬＣ回路１２８は共に回路構成が類似している。すなわち、第２ＬＣ回路１２８では、インダクタＬ９と可変キャパシタ（Ｃｖ１＋Ｃｖ２）の直列接続回路に対してインダクタＬ７が並列接続されている。第１ＬＣ回路１２６では、インダクタＬ６と可変キャパシタＣｖ３の直列接続回路に対してインダクタＬ８が並列接続されている。したがって、インピーダンスＺのリアクタンス成分Ｘを容易に調整できる。

【0063】

受電電力を大きくするためには、インピーダンスＺ＝Ｚ１＋Ｚ２＝Ｒ１＋ｊ（Ｘ１＋Ｘ２）の虚部（Ｘ１＋Ｘ２）をゼロにすることが望ましい。Ｘ１がＸ２を相殺するとき、すなわち、Ｘ１＝−Ｘ２となるとき、インピーダンスＺの虚部はゼロとなる。第２実施形態においては、可変キャパシタＣｖ１、Ｃｖ２、Ｃｖ３の調整により、受電電力を極大化する。より具体的には、第１段階として可変キャパシタＣｖ１を調整し、Ｘ１とＸ２を相殺させる。これにより受電電力を大きくする。その上で、第２段階としてＸ１とＸ２とが相殺する状態を保ちながら（インピーダンスＺの虚部をゼロに保ちながら）可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３を調整し、インピーダンスＺの実部を調整することにより受電電力を極大化させる。可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量の合計は一定である。以下、可変キャパシタＣｖ１、Ｃｖ２、Ｃｖ３の静電容量の大きさをＣｃ１、Ｃｃ２、Ｃｃ３と表記することにする。なお、上記手順で受電電力を極大化するためには、第１ＬＣ回路１２６のインダクタＬ８と第２ＬＣ回路１２８のインダクタＬ７とは同じインダクタンスを有し、第１ＬＣ回路１２６のインダクタＬ６と第２ＬＣ回路１２８のインダクタＬ９とは同じインダクタンスを有することが好ましい。

【0064】

図１３は、可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量を制御する減算器１１２の図である。可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量Ｃｃ２、Ｃｃ３は、コントロール電圧ＶＣＴ２、ＶＣＴ３により制御される。これらのコントロール電圧ＶＣＴ２、ＶＣＴ３の間には、減算器１１２によりＶＴ−ＶＣＴ２＝ＶＣＴ３の関係が成立している。ＶＴは所定の固定電圧である。すなわち、ＶＣＴ２＋ＶＣＴ３は常に一定となるように制御される。

【0065】

図１４は、可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量とコントロール電圧の関係を示すグラフである。コントロール電圧ＶＣＴ２を減少させると、可変キャパシタＣｖ２の静電容量Ｃｃ２が増加する。ＶＣＴ２＋ＶＣＴ３＝一定なので、コントロール電圧ＶＣＴ３は増加し、可変キャパシタＣｖ３の静電容量Ｃｃ３は減少する。このように、Ｃｃ２＋Ｃｃ３＝一定という関係を維持したままＣｃ２、Ｃｃ３は調整される。Ｃｃ２＋Ｃｃ３＝一定という関係を維持したままＣｃ２、Ｃｃ３を調整するためには、コントロール電圧ＶＣＴ２、ＶＣＴ３に対してキャパシタＣｃ２、Ｃｃ３の静電容量が線形にて変化することが好ましい。コントロール電圧ＶＣＴ２が増加するときには、静電容量Ｃｃ２は減少し、静電容量Ｃｃ３は増加する。

【0066】

図１５は、一般的なＬＣ並列回路における静電容量とリアクタンスの関係を示すグラフである。コイルとキャパシタが並列に接続されるＬＣ回路のリアクタンスＸは、Ｘ＝ω・Ｌ／（１−ω^２ＬＣ）である。ωは２π×周波数、Ｌはインダクタンス、Ｃは静電容量を示す。図１５においては、所定の静電容量Ｃｍを中心とした点対称のグラフとなっている。

【0067】

第２ＬＣ回路１２８の静電容量はＣｃ１＋Ｃｃ２であり、第１ＬＣ回路１２６の静電容量はＣｃ３である。図１２において、第１ＬＣ回路１２６のインダクタＬ８のインダクタンスと第２ＬＣ回路１２８のＬ７のインダクタンスとを同じ値にして、さらに、第１ＬＣ回路１２６のインダクタＬ６のインダクタンスと第２ＬＣ回路１２８のインダクタンスＬＬ９をゼロとした場合は、第１ＬＣ回路１２６と第２ＬＣ回路１２８は、キャパシタの静電容量のみが異なるＬＣ並列回路となる。したがって、Ｃｃ３＝Ｃｌ（＝Ｃｍ−Ｗ）のときＸ１＝Ｘｐ、Ｃｃ１＋Ｃｃ２＝Ｃｈ（＝Ｃｍ＋Ｗ）のときＸ２＝−Ｘｐとなるならば、第１ＬＣ回路１２６のリアクタンス成分Ｘ１は第２ＬＣ回路１２８のリアクタンス成分Ｘ２を相殺する。

【0068】

第１段階の調整においては、Ｃｃ２、Ｃｃ３を固定した上でＣｃ１を調整することにより入力インピーダンスＺのリアクタンス成分を除去する。第２段階の調整においては、Ｘ１とＸ２とが相殺する状態を保ちながらＣｃ２とＣｃ３を調整し、インピーダンスＺの実部を調整することにより受電電力が極大化する。たとえば、Ｃｍ＝８．５ｐＦ、Ｃｃ２＝１３ｐＦ、Ｃｃ３＝３．５ｐＦに初期設定されているとする。Ｗ＝８．５−３．５＝５．０なので、８．５＋５．０＝（Ｃｃ１＋１３）を解くと、Ｃｃ１＝０．５ｐＦとなる。すなわち、Ｃｃ２、Ｃｃ３が上記のように初期設定されているときには、Ｃｃ１を０．５ｐＦに設定すれば、入力インピーダンスＺのリアクタンスを除去できる。実際には、インピーダンスＺＬに含まれるリアクタンス成分ＸＬも考慮した上でインピーダンスＺのリアクタンス成分を除去できるＣｃ１を探索することになる。詳しくは後述するが、そのようなＣｃ１の最適値を探索することは難しくない。なお、第１ＬＣ回路１２６のインダクタＬ６のインダクタンス、または、第２ＬＣ回路１２８のインダクタＬ９のインダクタンスがゼロではない場合には、インピーダンスＺのリアクタンス成分を完全に除去することはできないが、リアクタンスＸ１とリアクタンスＸ２とは実質的に相殺するため受電電力を極大化できる。

【0069】

Ｃｃ１が確定すると、Ｃｃ２＋Ｃｃ３＝一定の関係（上記の場合、３．５＋１３＝１６．５ｐＦ）を保ちつつ、減算器１１２のコントロール電圧ＶＣＴ２によりＣｃ２、Ｃｃ３を調整する。このときには、Ｃｃ１の調整によりリアクタンス成分が除去された状態のまま、受電電力を調整できる。これが第２段階の調整となる。

【0070】

図１６は、第２実施形態における電力制御回路４００とロード回路１４０の接続部分の回路図である。第２実施形態における電力制御回路４００は、第１調整回路１３２と第２調整回路１３４を含む。第１調整回路１３２は第１段階の調整を担当し、第２調整回路１３４は第２段階の調整を担当する。第２実施形態においては、抵抗ＲＬに印加される電圧（出力電圧）を計測し、それを最大化することを調整の目的とする。なお、抵抗ＲＬの受電電力を第１実施形態と同様の方法にて計測してもよい。受電電力は出力電圧の二乗を負荷抵抗ＲＬで除したものであり、受電電力と出力電圧とは相関性があるため、第２実施形態においては出力電圧を計測対象としている。

【0071】

まず、第１調整回路１３２は、減算増幅器１１４から出力される電圧信号Ｖ０を計測する。第１調整回路１３２は、電圧信号Ｖ０を計測し、コントロール電圧ＶＣＴ１により可変キャパシタＣｖ１を調整する。第１段階の調整においては、可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量Ｃｃ２、Ｃｃ３は初期値に固定される。第１調整回路１３２は、電圧信号Ｖ０が極大値となるとき静電容量Ｃｃ１を確定させる。このとき、第１ＬＣ回路１２６のリアクタンスは第２ＬＣ回路１２８のリアクタンスにより相殺されることになる。以上が第１段階の調整である。

【0072】

第１段階の調整が完了すると、第２調整回路１３４が活性化される。第２調整回路１３４は、コントロール電圧ＶＣＴ２により可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３を調整する。可変キャパシタＣｖ１の調整により電圧信号Ｖ０を最大化させたあとでも、可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３を調整すればさらに電圧信号Ｖ０を大きくできる。電圧信号Ｖ０が極大値となるとき静電容量Ｃｃ２、Ｃｃ３を確定させる。第２調整回路１３４は、図１３に関連して説明した減算器１１２により、Ｃｃ２＋Ｃｃ３＝一定の関係を保ちながら、いいかえれば、第１ＬＣ回路１２６のリアクタンスと第２ＬＣ回路１２８のリアクタンスが相殺された状態を維持しながら、可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３を調整する。

【0073】

図１７は、第１調整回路１３２の回路図である。上述のように、第１段階の調整として、第１調整回路１３２は可変キャパシタＣｖ１を調整する。可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量は初期値に固定される。減算増幅器１１４から出力される電圧信号Ｖ０は、ローパスフィルタＬＰＦによって信号成分が除去されたあと、計測部４０４の傾き検出回路（たとえば、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ））やコンパレータＡに電圧信号Ｖ１として入力される。第１調整回路１３２の回路構成は、第１実施形態における電力制御回路４００の構成と基本的に同様である。

【0074】

サンプルホールド回路１０８は、受電電力の極大値に対応する電圧信号Ｖ１を保持する。静電容量制御回路１３６は、図９の負荷制御回路１０６と同様に、制御信号Ｓ７からキャパシタＣｖ１の制御電圧を生成するとともに、受電電力の極大値に対応する制御電圧を保持する。制御信号Ｓ７から生成される制御電圧は、可変キャパシタＣｖ１の静電容量Ｃｃ１を指定する信号である。

【0075】

電圧信号Ｖ１が減少すると、コンパレータＡが反応する。スイッチ回路Ｄは信号Ｓ３をハイレベルに活性化し、負荷抵抗ホールド信号生成回路Ｆは信号Ｓ４をハイレベルに活性化し、スイッチ回路Ｈは制御信号Ｓ５をハイレベルに活性化する。制御信号Ｓ５の活性化により、不活性化されていたスイッチ回路Ｅが活性化され、調整機能が有効となる。制御信号Ｓ５の活性化によりスイッチ回路Ｄは不活性化され、コンパレータＡはいったん無効化する。更に、制御信号Ｓ５の活性化により静電容量制御回路１３６が活性化される。静電容量制御回路１３６は、活性化されると、信号Ｓ７から生成される静電容量制御電圧にしたがって静電容量Ｃｃ１を調整する。

【0076】

制御信号Ｓ５が活性化されると、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｇは信号Ｓ６を活性化し、スイッチ回路Ｉは信号Ｓ７をハイレベルに活性化する。信号Ｓ７がハイレベルに活性化されると、負荷制御回路１０６は静電容量Ｃｃ１を増加させる。初期段階では増加でも減少でもよいが、本実施形態においてはまずは静電容量Ｃｃ１の増加からスタートする。

【0077】

静電容量Ｃｃ１を増加させることにより電圧信号Ｖ０が増加している場合には、静電容量Ｃｃ１の増加を継続する。電圧信号Ｖ０が減少している場合には、静電容量Ｃｃ１を減少させる。いずれにしても電圧信号Ｖ０が極大値に近づくと、コンパレータＣが反応し、スイッチ回路Ｅの出力がローレベルに不活性化される。スイッチ回路Ｈの信号Ｓ５はローレベルに不活性化され、スイッチ回路Ｅが不活性化し、調整部４０６が不活性化される。また、スイッチ回路Ｄは、信号Ｓ５がローレベルになっても、後述のように、端点Ｅからの入力値がハイレベルであるため、この時点では活性化されない。また、新たな極大値に対応する電圧信号Ｖ１は、後述のように、この時点ではまだサンプルホールと回路１０６にホールドされない。静電容量制御回路１３６は不活性化され、静電容量Ｃｃ１の調整も終了する。

【0078】

インピーダンスＺのリアクタンス成分がゼロとなるとき、負荷ＬＤにおける受電電力が最大となる。いいかえれば、静電容量Ｃｃ２、Ｃｃ３が所与である場合においては、電圧信号Ｖ０が最大となるときの静電容量Ｃｃ１は、インピーダンスＺのリアクタンス成分をゼロにしているといえる。第１段階の調整の目的は、第１ＬＣ回路１２６のリアクタンス成分が第２ＬＣ回路１２８のリアクタンス成分を相殺するときの静電容量Ｃｃ１を探索することである。

【0079】

図１８は、第２調整回路１３４の回路図である。静電容量Ｃｃ１の調整により電圧信号Ｖ０が極大値に近づくと、第１調整回路１３２のスイッチ回路Ｈがローレベルに不活性化され、第２調整起動回路Ｑは一時的にハイレベルに活性化される。ここで、スイッチ回路Ｐ、第２調整起動回路Ｑは、入力信号の立ち下りで一瞬ハイレベルになり、その後ローレベルに戻る出力信号を生成する。また、第２調整起動回路Ｑの出力信号の立ち上りで、スイッチ回路ＲのＰＯＮ１の値をローレベルにし、スイッチ回路Ｒの出力をグランド電位からスイッチ回路Ｍの出力に切り替える。また、スイッチ回路Ｓは、信号Ｓ９がローレベルとなって第２調整が終わるまでは、端点Ｅの電位をハイレベルに維持する。スイッチ回路ＳのＰＯＮ２は、ＰＯＮ１がローレベルになったときにローレベルになる信号である。第２調整が終了した後に、図１７のスイッチ回路Ｄが活性化する。すなわち、第１調整段階の終了を契機として、第２調整起動回路Ｑが反応し、スイッチ回路Ｌ、Ｍ、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｎが連鎖的に反応し、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｎは信号Ｓ８をハイレベルに活性化する。スイッチ回路Ｍが出力する制御信号Ｓ９の活性化により、ホールド回路１３８が活性化される。

【0080】

信号Ｓ８がハイレベルになると、ホールド回路１３８はその出力であるコントロール電圧ＶＣＴ２を増加させる。この結果、図１４に示した関係にしたがい、可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の静電容量Ｃｃ２、Ｃｃ３はそれぞれ減少、増加する。

【0081】

電圧信号Ｖ０が増加しているか減少しているかはコンパレータＢによりチェックされる。電圧信号Ｖ０が増加しているときには、負荷抵抗制御指示信号生成回路Ｎは信号Ｓ８をハイレベルのまま維持する。電圧信号Ｖ０が減少しているときには、スイッチ信号Ｎは信号Ｓ８を反転させる。この結果、ホールド回路１３８はコントロール電圧ＶＣＴ２を減少させる。無効化回路ＤＬ３、ＤＬ４は、第１実施形態の電力制御回路４００や第２実施形態の第１調整回路１３２における無効化回路ＤＬ１、ＤＬ２と同様であり、信号Ｓ８が反転した時に信号Ｓ８およびＳ９が意図しない反転をすることを防止するためのタイミング調整のために設けられる。

【0082】

電圧信号Ｖ０が極大値に近づくと、コンパレータＣが反応する。スイッチ回路Ｋ、Ｍが不活性化されるため、信号Ｓ９も不活性化され、ホールド回路１３８はそのときのＳ８信号をホールドする。こうして、可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３も確定する。

【0083】

第１段階においてインピーダンスＺのリアクタンス成分はすでに除去されている。第２段階においては可変キャパシタＣｖ２と可変キャパシタＣｖ３を連動して制御するため、リアクタンス成分が除去された状態はそのまま保たれる。可変キャパシタＣｖ２、Ｃｖ３の調整により、リアクタンス成分の除去を前提とした上で、電圧信号Ｖ０が極大値となるときの静電容量Ｃｃ２、Ｃｃ３を探索できる。

【0084】

［第３実施形態］
図１９は、第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の原理図である。第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００も、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ただし、ワイヤレス受電装置１１８は受電ＬＣ共振回路３０２を含むが、ワイヤレス給電装置１１６は給電ＬＣ共振回路３００を含まない。すなわち、給電コイルＬ２は、ＬＣ共振回路の一部とはなっていない。より具体的には、給電コイルＬ２は、ワイヤレス給電装置１１６に含まれる他の回路要素とは共振回路を形成しない。給電コイルＬ２に対しては、直列・並列のいずれにもキャパシタが挿入されない。したがって、電力を伝送するときの周波数においては、給電コイルＬ２は非共振となる。

【0085】

給電源ＶＧは、共振周波数ｆｒ１の交流電流を給電コイルＬ２に供給する。給電コイルＬ２は共振しないが、共振周波数ｆｒ１の交流磁場を発生させる。受電ＬＣ共振回路３０２は、この交流磁場により共振する。この結果、受電ＬＣ共振回路３０２には大きな交流電流が流れる。検討により、ワイヤレス給電装置１１６においては必ずしもＬＣ共振回路を形成する必要がないことが判明した。給電コイルＬ２は、給電ＬＣ共振回路の一部ではないため、ワイヤレス給電装置１１６としては共振周波数ｆｒ１にて共振状態には移らない。一般的には、磁場共振型のワイヤレス給電は、給電側と受電側双方に共振回路を形成し、それぞれの共振回路を同一の共振周波数ｆｒ１（＝ｆｒ０）で共振させることにより、大電力の送電が可能となると解釈されている。しかし、給電ＬＣ共振回路３００を含まないワイヤレス給電装置１１６であっても、ワイヤレス受電装置１１８が受電ＬＣ共振回路３０２を含んでさえいれば、磁場共振型のワイヤレス給電を実現可能であることがわかった。

【0086】

給電コイルＬ２と受電側コイルＬ３とが磁場結合しても、キャパシタＣ２が省略されているため新たな共振回路（共振回路同士の結合による新たな共振回路）が形成されない。この場合、給電コイルＬ２と受電側コイルＬ３との磁場結合は、その結合が強くなればなるほど受電ＬＣ共振回路３０２の共振周波数に影響を及ぼす。この共振周波数、すなわち共振周波数ｆｒ１近傍の周波数の交流電流を給電コイルＬ２に供給することにより、磁場共振型のワイヤレス給電が実現可能となる。また、キャパシタＣ２が不要であるためサイズやコスト面でも有利となる。

【0087】

図２０は、第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。図２０に示す第３実施形態のワイヤレス電力伝送システム１００においては、キャパシタＣ２が省略されている。その他の点は、図２に示した第１、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００と同様である。

【0088】

以上、各実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。第１実施形態においては、受電電力を極大値に近づけることを目標として抵抗成分ＲＬを調整している。第２実施形態においては、同様の目標にて、リアクタンスＸ１とＸ２を相殺させつつ、インピーダンスＺの虚部Ｘおよび実部Ｒを調整している。いずれの場合も、受電電力や出力電圧を実際に計測しながらインピーダンスＺを調整することにより、受電電力を極大化している。

【0089】

なお、抵抗成分ＲＬの調整とインピーダンスＺの虚部Ｘおよび虚部Ｒの調整は組み合わせてもよい。また、送電制御回路２００は、駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に追随させてもよい。たとえば、駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に追随させ、受電電力を維持できなくなったときにはインピーダンスＺの虚部Ｘおよび実部Ｒを調整し、それでも補償できなくなったときには負荷抵抗としての抵抗成分ＲＬを調整するとしてもよい。

【0090】

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。

【0091】

たとえば、第２の実施の形態では、インダクタＬ９と可変キャパシタ（Ｃｖ１＋Ｃｖ２）との直列接続回路に対してインダクタＬ７が並列接続される第２ＬＣ回路１２８と、インダクタＬ６と可変キャパシタＣｖ３との直列接続回路に対してインダクタＬ８が並列接続される第１ＬＣ回路１２６を用いていたが、インダクタＬ９とインダクタＬ７との直列接続回路に対して可変キャパシタ（Ｃｖ１＋Ｃｖ２）が並列接続される第２ＬＣ回路１２８と、インダクタＬ６とインダクタＬ８との直列接続回路に対して可変キャパシタＣｖ３が並列接続される第１ＬＣ回路１２６を用いてもよい。この場合も、インピーダンスの虚部をゼロにできる。ただし、インピーダンスＺのレジスタンスを負荷抵抗ＲＬの値より小さい値に調整できないため、負荷抵抗ＲＬの値が小さい場合に用いるのが好ましい。

【0092】

ワイヤレス電力伝送システム１００において伝送される「交流電力」は、エネルギーに限らず、信号として伝送されてもよい。アナログ信号やデジタル信号をワイヤレスにて送電する場合にも、本発明におけるワイヤレス電力伝送方法を適用可能である。

【符号の説明】

【0093】

１００ ワイヤレス電力伝送システム、１０２ 変化前特性、１０４ 変化後特性、１０６ ホールド回路、１０８ ホールド回路、１１０ リアクタンス部、１１２ コンパレータ、１１４ コンパレータ、１１６ ワイヤレス給電装置、１１８ ワイヤレス受電装置、１２０ 第１リアクタンス部、１２２ 第２リアクタンス部、１２４ 第３リアクタンス部、１２６ 第１ＬＣ回路、１２８ 第２ＬＣ回路、１３０ 受電コイル回路、１３２ 第１調整回路、１３４ 第２調整回路、１３６ ホールド回路、１３８ ホールド回路、１４０ ロード回路、２００ 送電制御回路、３００ 給電ＬＣ共振回路、３０２ 受電ＬＣ共振回路、４００ 電力制御回路、４０２ ミキサ、４０４ 計測部、４０６ 調整部、ＬＤ 負荷、Ｌ２ 給電コイル、Ｌ３ 受電コイル、Ｌ４ ロードコイル、Ｃ２ キャパシタ、Ｃ３ キャパシタ、ＶＧ 給電源、ＬＰＦ ローパスフィルタ、ＨＰＦ ハイパスフィルタ。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】