特許 5958904 マルチステップインバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5958904

(24)【登録日】2016年7月1日

(45)【発行日】2016年8月2日

(54)【発明の名称】マルチステップインバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/487 20070101AFI20160719BHJP

   H02M 7/497 20070101ALI20160719BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/487

   H02M7/497

【請求項の数】2

【全頁数】10

(21)【出願番号】特願2012-194032(P2012-194032)

(22)【出願日】2012年9月4日

(65)【公開番号】特開2014-50298(P2014-50298A)

(43)【公開日】2014年3月17日

【審査請求日】2015年8月27日

【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用 平成２４年３月５日、一般社団法人電気学会発行の「平成２４年 電気学会全国大会 講演論文集（ＤＶＤ大会プログラム）」に発表、および平成２４年３月２１日、一般社団法人電気学会主催の「平成２４年 電気学会全国大会」において発表

(73)【特許権者】

【識別番号】800000068

【氏名又は名称】学校法人東京電機大学

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100100712

【弁理士】

【氏名又は名称】岩▲崎▼ 幸邦

(74)【代理人】

【識別番号】100101247

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 俊一

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100098327

【弁理士】

【氏名又は名称】高松 俊雄

(72)【発明者】

【氏名】枡川 重男

【審査官】 柳下 勝幸

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００９−１７１８０７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００２−５２８０２６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８７

Ｈ０２Ｍ ７／４９７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

異なる４電圧の定電圧源の最高電圧点と最低電圧点とに、直流電圧を三相電圧に変換する主インバータの直流側を接続し、
前記主インバータの各相交流出力端に、三相単巻変圧器の各相出力を接続し、
前記三相単巻変圧器の中性点に単相変圧器の二次巻線側を接続し、
前記４電圧の定電圧源の最高電圧点、最低電圧点、第２位電圧点、第４位電圧点にＮＰＣインバータの入力側を接続し、
前記４電圧の定電圧源の電圧中位の第３電圧点を、前記単相変圧器の２次巻線を介して前記三相単巻変圧器の中性点に接続し、
前記単相変圧器の一次巻線を前記４電圧の定電圧源の電圧中位点と前記ＮＰＣインバータの出力との間に接続し、
前記ＮＰＣインバータの出力電圧を前記三相単巻変圧器の中性点に注入するようにしたことを特徴とするマルチステップインバータ。

【請求項2】

前記異なる４電圧の定電圧源は、直流電圧源を２組の電圧に分割する４つのコンデンサと、前記２組の電圧を調整するチョッパにて構成したことを特徴とする請求項１に記載のマルチステップインバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、三相２４ステップインバータのようなマルチステップインバータに関する。

【背景技術】

【0002】

従来、マルチステップインバータとして、非特許文献１に開示された三相電圧形２４ステップインバータが知られている。この従来のマルチステップインバータでは、１周期２４ステップ波形とするのに、各三相変圧器の巻線を工夫して各相のユニットの出力電圧に位相差を持たせなくてはならず、スター・デルタ結線の三相変圧器を設けていた。

【0003】

しかしながら、このような従来のマルチステップインバータでは、その三相出力側に三相変圧器を設けて負荷電流を流すようにしているので、巻線が大型化し、ひいてはインバータシステム全体が大型化する問題点があった。

【0004】

特に、航空機に搭載してエンジンの回転で発電機を回転させ、その交流電源を電力変換して所定電圧の三相交流電力を取り出すような用途に用いる場合、マルチステップインバータの小型化が強く求められていた。例えば、数１０ｋＶａから１００ｋＶａの電力を取り出す従来のマルチステップインバータの場合、６個のスイッチング素子からなる主インバータの出力電流のピーク値は、通常の１．５倍の大きな電流が流れるが、スター・デルタ結線の三相変圧器には、通常の負荷電流が流れる。そのため、各相コイルには、この負荷電流に耐える大きな巻線を必要とするため、ひいては、マルチステップインバータの全体を大型化してしまう問題点があった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００９−１７１８０７号公報

【非特許文献】

【0006】

【非特許文献1】枡川・飯田、「高調波注入方式三相電圧形２４ステップインバータ」、平成２０年、電気学会全国大会論文、Ｎｏ．４−０８０

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

本発明は、上記従来技術の課題に鑑みてなされたもので、インバータ回路の出力側に大型のスター・デルタ結線の三相変圧器を必要とせず、ひいては小型化が図れるマルチステップインバータを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明は、異なる４電圧の定電圧源の最高電圧点と最低電圧点とに、直流電圧を三相電圧に変換する主インバータの直流側を接続し、前記主インバータの各相交流出力端に、三相単巻変圧器の各相出力を接続し、前記三相単巻変圧器の中性点に単相変圧器の二次巻線を接続し、前記４電圧の定電圧源の最高電圧点、最低電圧点、第２位電圧点と第４位電圧点にＮＰＣインバータの入力側を接続し、さらに前記４電圧の定電圧源の電圧中位点は前記単相変圧器の２次巻線を介して前記三相単巻変圧器の中性点に接続し、前記単相変圧器の一次巻線を前記４電圧の定電圧源の電圧中位点と前記ＮＰＣインバータの出力との間に接続し、前記ＮＰＣインバータの出力電圧を前記三相単巻変圧器の中性点に注入するようにしたマルチステップインバータを特徴とする。

【0009】

上記発明において、前記異なる４電圧の定電圧源は、直流電圧源を２組の電圧に分割する４つのコンデンサと、前記２組の電圧を調整するチョッパにて構成することができる。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、三相主インバータ、ＮＰＣインバータ、異なる４電圧の定電圧源、三相単巻変圧器と単相変圧器から構成され、主インバータの出力側にスター・デルタ結線の三相変圧器を必要としないため、巻線が複雑で容量が大型化する三相変圧器に起因するインバータ装置全体の大型化を避けることができ、小型のマルチステップインバータを提供することができる。

【0011】

また本発明によれば、４電圧の定電圧源を４つの分圧コンデンサとチョッパにより構成することにより、直流電圧源の電圧を安定して４電圧に分割してその電圧を維持することができ、マルチステップインバータの出力波形をも安定したものとすることができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】本発明の第１の実施の形態の２４ステップインバータの回路図。

【図2】上記実施の形態の２４ステップインバータのスイッチング素子のパルスパターン、Ｕ相出力端電圧ｖ_ＵＮ、単相変圧器の二次巻線電圧ｖ_ａ、出力相電圧ｖ_ＵＯの波形図。

【図3】上記実施の形態の２４ステップインバータのシミュレーション結果におけるＵ相出力端電圧ｖ_ＵＮ、単相変圧器の二次巻線電圧ｖ_ａ、出力相電圧ｖ_ＵＯの波形図。

【図4】上記実施の形態の２４ステップインバータの直流電圧源の回路図。

【図5】本発明の第２の実施の形態の２４ステップインバータの回路図。

【図6】上記実施の形態におけるチョッパの動作状態（１）の電流の流れ方の説明図。

【図7】上記実施の形態におけるチョッパの動作状態（２）の電流の流れ方の説明図。

【図8】従来例と第２の実施の形態のシミュレーション結果の出力波形図。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。

【0014】

［第１の実施の形態］
図１〜図５を用いて、本発明の第１の実施の形態として三相電圧形２４ステップインバータについて説明する。本実施の形態の２４ステップインバータは、６レベル出力の三相主インバータの出力端にジグザグ結線の三相単巻変圧器を設け、４レベルの高調波を注入することで、出力電圧を２４ステップ波形にすることを特徴とする。

【0015】

図１に示すように、本実施の形態の２４ステップインバータは、直流電圧源Ｅ_ｄ、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６からなる主インバータＩＮＶ−Ｍと破線部の補助回路ＡＵＸからなる。

【0016】

主インバータＩＮＶ−Ｍは、Ｕ相の上下のスイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_４、Ｖ相のスイッチング素子Ｓ_２、Ｓ_５、Ｗ相のスイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_６を備えており、後述するように各相のスイッチング素子のオン・オフ動作の組み合わせにより６レベルの電圧を出力する。

【0017】

補助回路ＡＵＸは、ジグザグ結線の三相単巻変圧器でなる出力変圧器Ｔ、直流電圧源Ｅ_ｄを２組の電圧Ｅ_１、Ｅ_２に分割する直流電圧分割回路Ｅ_ｓ、そして、スイッチング素子Ｓ_７〜Ｓ_１２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２からなるＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦ、さらに単相変圧器でなる補助変圧器Ｔ_ａから構成されている。また、２組の直流電圧Ｅ_１、Ｅ_２の接続点Ｎと出力変圧器Ｔの中性点Ｏとは、補助変圧器Ｔ_ａの二次巻線を介して結ばれている。図中、ｋは補助変圧器Ｔ_ａの巻数比であり、以下の説明では一次巻線と二次巻線の巻数をＮ_１、Ｎ_２とし、ｋ＝Ｎ_２／Ｎ_１と定義する。

【0018】

図４は、直流電圧源Ｅ_ｄの詳しい回路例を示したものであり、エンジンにて駆動される発電機により発電される交流電源Ａを、一次巻線Ｗ_１と互いに絶縁された３つの二次巻線Ｗ_２１、Ｗ_２２、Ｗ_２３で構成される変圧器Ｔ_ｂにて降圧され、それぞれ全波整流器ＲＥ_１、ＲＥ_２、ＲＥ_３にて整流され、さらにＤＣ−ＤＣコンバータＤ−ＣＯＮ_１、Ｄ−ＣＯＮ_２、Ｄ−ＣＯＮ_３に通してそれぞれ電圧Ｅ_２、２Ｅ_１、Ｅ_２の安定した直流に変換して直流電圧分割回路Ｅ_ｓの（１）端子、（２）端子、（３）端子それぞれに供給される。尚、直流電圧源Ｅ_ｄについては、この回路構成に限定されるものではない。

【0019】

ＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦは、ゲート制御回路Ｇ−ＣＮＴによりスイッチング素子Ｓ_７〜Ｓ_１２をオン・オフ動作させ、そのオン・オフ動作の組み合わせにより、各相４レベルの電圧を、補助変圧器Ｔ_ａを通じて出力変圧器Ｔの中性点に出力し、その点の電圧を変動させる。このＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦは、補助変圧器Ｔ_ａの二次巻線電圧ｖ_ａが出力相電圧の３倍周波数で左右対称のｋ_１Ｅ_ｄ、ｋ_２Ｅ_ｄの電圧からなる凸形波形となるように制御される。

【0020】

次に、本実施の形態の２４ステップインバータの動作について説明する。図２（ａ）は主インバータＩＶＮ−Ｍのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６、ＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦのスイッチング素子Ｓ_７〜Ｓ_１２のパルスパターン、同図（ｂ）は主インバータＩＮＶ−Ｍの出力端電圧ｖ_ＵＮ、同図（ｃ）は補助変圧器Ｔ_ａの二次巻線電圧ｖ_ａ、同図（ｄ）は主インバータＩＮＶ−Ｍの最終出力相電圧ｖ_ＵＯを示す。尚、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_１２はゲート制御回路Ｇ−ＣＮＴにより駆動制御され、図示のパルスパターンで動作する。同時に、図２ではＵ相に関連する各部の波形を示しているが、Ｖ相、Ｗ相についてはそれぞれ１２０°ずつ位相をずらせた同様の波形が得られる。

【0021】

通常の電圧形インバータのスイッチング素子は１８０°期間導通するが、本方式では主インバータＩＮＶ−Ｍのスッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６を１２０°期間導通させる。これにより、Ｕ相のスイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_４のオン期間Ａ、Ｂにおける出力端電圧ｖ_ＵＮは次式（１）となる。

【数1】

【0022】

スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_４がオフとなるＣ、Ｄ、Ｅ、Ｆの期間では、相電圧ｖ_ＶＯ、ｖ_ＷＯは次式（２）で与えられる。

【数2】

【0023】

また、出力変圧器Ｔの巻線電圧の総和は次式（３）のようになる。

【数3】

【0024】

出力相電圧ｖ_ＵＯは上両式（２）、（３）より、

【数4】

【0025】

になる。従って、Ｕ相のスイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_４がオフとなる期間の出力端電圧ｖ_ＵＮは、回路構成と上式より、次式（５）で与えられる。

【数5】

【0026】

一方、補助回路ＡＵＸのスイッチング素子Ｓ_７〜Ｓ_１２は、補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖ_ａが出力相電圧の３倍周波数で左右対称のｋ_１Ｅ_ｄ、ｋ_２Ｅ_ｄの電圧からなる凸形波形となるように制御される。スイッチング素子Ｓ_７〜Ｓ_１２のオン・オフにより、二次巻線電圧ｖ_ａは次の値をとる。

【数6】

【0027】

ここで、ｋ_１、ｋ_２は電圧比であり、ｋ_１／ｋ＝Ｅ_１／Ｅ_ｄ、ｋ_２／ｋ＝１／２である。

【0028】

図１の回路構成より、出力相電圧ｖ_ＵＯは以下の式（７）のようになる。

【数7】

【0029】

その結果、上式（７）に（１）、（５）、（６）式を代入すると、Ｕ相の出力相電圧ｖ_ＵＯは図２（ｄ）に示すように、１周期２４ステップからなる階段波形に改善される。また、Ｖ相出力電圧ｖ_ＶＯ及びＷ相出力電圧ｖ_ＷＯはＵ相出力電圧ｖ_ＵＯを１２０°ずつ遅らせた波形となる。

【0030】

尚、主インバータＩＮＶ−Ｍの各相の２４ステップ電圧の出力は、フィルターを通して滑らかなサイン波形にならして交流電源として取り出される。

【0031】

上記構成の第１の実施の形態の２４ステップインバータについて、シミュレーション計算を行った結果について説明する。本方式の波形改善効果は、補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖ_ａをどのような凸形の電圧波形にするか、また、ｖ_ａを形作るｋ_１、ｋ_２に依存する。そこで、次式で定義する出力相電圧の総合ひずみ率μを最小とする場合を本方式の最適値にすると、ｋ_１＝０．０４０、ｋ_２＝０．１１５となる。

【数8】

【0032】

ここで、Ｖ_ＵＯ、Ｖ_ＵＯ１は出力相電圧ｖ_ＵＯの全実効値及び基本波実効値である。

【0033】

最適値における総合ひずみ率μは８．３％になる。従来の２４ステップ方式のひずみ率７．５％に比べて０．８％ほど増加しているが、ほぼ２４ステップ相当の波形改善効果といえる。さらに、総合ひずみ率μの最小値におけるｋ、Ｅ_１、Ｅ_２は次式（９）のようになる。

【数9】

【0034】

図３はＥ_ｄ＝２００Ｖ、抵抗負荷５ΩにおけるＵ相のシミュレーション波形を示す。Ｕ相の出力端電圧ｖ_ＵＮは図式解析と同様に、６レベルの階段波形となり、補助変圧器Ｔａの二次巻線電圧ｖ_ａは出力相電圧の３倍周波数からなる凸形電圧波形になっている。また、出力相電圧ｖ_ＵＯは補助回路ＡＵＸの働きにより一周期２４ステップ波形に改善されている。

【0035】

以上のように、本実施の形態の２４ステップインバータによれば、従来の大型化の原因となっていたスター・デルタ結線の三相変圧器に代えて三相単巻変圧器を出力変圧器に採用することにより小型化が図れ、例えば、航空機に搭載する交流電源装置のように軽量化を必要とする分野での利用に適したものとなれる。

【0036】

［第２の実施の形態］
図５〜図８を用いて、本発明の第２の実施の形態の２４ステップインバータについて説明する。第２の実施の形態は、第１の実施の形態に対して、直流電圧源Ｅ_ｄの直流電圧分割回路Ｅ_ｓを、チョッパＣＨと電圧分割コンデンサＣ_１〜Ｃ_４で構成したことを特徴とする。その他の構成については、第１の実施の形態と同様であり、そのため、第１の実施の形態と共通する回路要素については共通する符号を用いて説明する。

【0037】

図５に示す第２の実施の形態の２４ステップインバータは、直流電圧Ｅ_ｄ、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６からなる主インバータＩＮＶ−Ｍ、破線部の補助回路ＡＵＸからなる。補助回路ＡＵＸはジグザグ結線の出力変圧器Ｔ、及び４つの電圧分割用のコンデンサＣ_１〜Ｃ_４、スイッチング素子Ｓ_７〜Ｓ_１２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２、補助変圧器Ｔ_ａからなるＮＰＣインバータＩＮＶ−ＨＦと、スイッチング素子Ｓ_ａ１、Ｓ_ａ２、リアクトルＬ_ａ１、Ｌ_ａ２、ダイオードＤ_ａからなるチョッパＣＨで構成される。また、コンデンサの接続中点Ｎと出力変圧器Ｔの中性点Ｏは、単相変圧器Ｔ_ａの二次巻線を介して結ばれている。増加したチョッパＣＨのスイッチング素子Ｓ_ａ１、Ｓ_ａ２のスイッチング制御の必要のため、ゲート制御回路Ｇ−ＣＮＴ_２はスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_１２それぞれをオン・オフ制御すると共に、これらチョッパＣＨのスイッチング素子Ｓ_ａ１、Ｓ_ａ２のオン・オフ制御も行う。

【0038】

本方式でも主インバータＩＮＶ−Ｍのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_６を三相電流形インバータと同様な１２０°期間導通させる。一方、補助回路ＡＵＸのスイッチング素子Ｓ_７〜Ｓ_１２は、単相変圧器Ｔ_ａの二次巻線電圧ｖ_ａが出力相電圧の３倍周波数で、電圧振幅がｋ_１Ｅ_ｄ、ｋ_２Ｅ_ｄとなる左右対称な凸形電圧波形となるように制御する。

【0039】

図６、図７にチョッパＣＨの動作を示す。図６に矢印Ｉ_１で示すように、スイッチング素子Ｓ_ａ１、Ｓ_ａ２がオンすると、電流Ｉ_１はＣ_１−Ｓ_ａ１−Ｌ_ａ１、Ｃ_４−Ｌ_ａ２−Ｓ_ａ２と流れ、それぞれのコンデンサＣ_１、Ｃ_４の電荷をリアクトルＬ_ａ１、Ｌ_ａ２を通して放出する。図７に矢印Ｉ_２で示すように、スイッチング素子Ｓ_ａ１、Ｓ_ａ２をオフすると、リアクトルＬ_ａ１、Ｌ_ａ２に蓄えられたエネルギーＩ_２がダイオードＤ_ａを通してコンデンサＣ_２、Ｃ_３を充電する。以上の動作を繰り返し、スイッチング素子Ｓ_ａ１、Ｓ_ａ２のオン時間を調整することにより、コンデンサ電圧を所望の所定の電圧に保つ。

【0040】

図８に直流電圧源Ｅ_ｄ＝４５０Ｖ、力率８０％におけるシミュレーション結果を示す。チョッパＣＨがない場合、Ｅ_１、Ｅ_２の電圧を適切な値に保つことができない。出力相電圧ｖ_ＵＯは、同図（ａ）のようにひずんだ電圧波形となる。一方、本実施の形態のようにチョッパＣＨを設けることにより、Ｅ_１、Ｅ_２の電圧が適切に保たれ、出力相電圧ｖ_ＵＯは、同図（ｂ）のように、１周期２４ステップからなる電圧波形となることが確認できた。

【符号の説明】

【0041】

Ｓ_１〜Ｓ_１２、Ｓａ_１、Ｓａ_２スイッチング素子
Ｅ_１、Ｅ_２ 電圧
Ｃ_１〜Ｃ_４、Ｃ_ｄ コンデンサ
Ｄ_１、Ｄ_２、Ｄ_ａ ダイオード
ＩＮＶ−Ｍ 主インバータ
ＡＵＸ 補助回路
Ｔ 出力変圧器
Ｔ_ａ 補助変圧器
Ｔ_ｂ 変圧器
Ｇ−ＣＮＴ、Ｇ−ＣＮＴ_２ ゲート制御回路
Ｅ_ｄ 直流電圧源
Ｅｓ 電圧分割回路
Ｎ 電圧中位点
ＩＶＮ−ＨＦ ＮＰＣインバータ
ＣＨ チョッパ
ＲＥ_１、ＲＥ_２、ＲＥ_３ 全波整流器
Ｄ−ＣＯＮ_１、Ｄ−ＣＯＮ_２、Ｄ−ＣＯＮ_３ ＤＣ−ＤＣコンバータ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】