特許 5960465 送信機、信号生成装置、及び信号生成方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5960465

(24)【登録日】2016年7月1日

(45)【発行日】2016年8月2日

(54)【発明の名称】送信機、信号生成装置、及び信号生成方法

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/36 20060101AFI20160719BHJP

   H04L 27/18 20060101ALI20160719BHJP

   H04L 27/00 20060101ALI20160719BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/00 F

   H04L27/18 A

   H04L27/00 A

【請求項の数】9

【全頁数】17

(21)【出願番号】特願2012-74719(P2012-74719)

(22)【出願日】2012年3月28日

(65)【公開番号】特開2013-207575(P2013-207575A)

(43)【公開日】2013年10月7日

【審査請求日】2014年9月19日

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）平成２３年度、総務省、超高速近距離無線伝送技術等の研究開発の委託事業、産業技術力強化法第１９条の適用を受ける特許出願

(73)【特許権者】

【識別番号】000005821

【氏名又は名称】パナソニック株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002000

【氏名又は名称】特許業務法人栄光特許事務所

(74)【代理人】

【識別番号】100119552

【弁理士】

【氏名又は名称】橋本 公秀

(74)【代理人】

【識別番号】100138771

【弁理士】

【氏名又は名称】吉田 将明

(72)【発明者】

【氏名】松浦 徹

【審査官】 羽岡 さやか

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２００９／００８４４５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特表２００９−５４０６７２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００７／１２２８８０（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 国際公開第２００８／０１８２６３（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特表２００６−５２５７１５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／００−２７／３８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、
前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、
前記信号補正部により補正された補正信号を変調する変調部と、
前記変調部により変調された変調信号の包絡線を検波する包絡線検波部と、
前記包絡線検波部により検波された包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、
を備え、
前記テスト信号生成部は、前記包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
前記補正係数処理部は、前記第１のテスト信号に基づく第１の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の基準位相を算出し、前記第２のテスト信号に基づく第２の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する送信機。

【請求項2】

請求項１に記載の送信機であって、
前記補正係数処理部は、前記測定位相から前記基準位相を減算して前記第２のテスト信号の位相を算出し、前記位相に基づいて前記補正係数を算出する送信機。

【請求項3】

請求項２に記載の送信機であって、
前記補正係数処理部は、前記第２のテスト信号の位相に基づいて、ＩＱインバランスに含まれる振幅誤差又は位相誤差の向きを推定し、振幅誤差又は位相誤差の向きに基づいて補正係数を算出する送信機。

【請求項4】

請求項１ないし３のいずれか１項に記載の送信機であって、
前記第１のテスト信号は、振幅変調信号用のＩＱ信号であり、
前記第２のテスト信号は、ＩＱ平面において原点を中心として回転するシングルサイドバンド信号用のＩＱ信号であり、
前記第１のテスト信号の周波数は、前記第２のテスト信号の周波数の２倍である送信機。

【請求項5】

請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信機であって、更に、
前記補正係数の情報を記憶する記憶部を備え、
前記補正係数処理部は、算出した補正係数により、前記記憶部に記憶された補正係数の情報を更新する送信機。

【請求項6】

請求項５に記載の送信機であって、
前記補正係数処理部は、前記第２のテスト信号の測定位相を複数回算出し、算出した測定位相および前記基準位相に基づく前記補正係数の算出を複数回繰り返す送信機。

【請求項7】

請求項１ないし６のいずれか１項に記載の送信機であって、更に、
ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
前記変調信号を送信する送信部と、
を備え、
前記信号補正部は、前記補正係数処理部により算出された補正係数に基づいて前記ベースバンド信号を補正し、前記補正信号を生成する送信機。

【請求項8】

第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、
前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、
前記信号補正部により補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、
を備え、
前記テスト信号生成部は、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
前記補正係数処理部は、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する信号生成装置。

【請求項9】

第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成ステップと、
前記生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する補正ステップと、
前記補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する演算ステップと、
を備え、
前記テスト信号生成ステップでは、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、
前記演算ステップでは、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する信号生成方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、送信機、信号生成装置、及び信号生成方法に関する。特に、送信機におけるＩＱ信号のキャリブレーションの技術に関する。

【背景技術】

【0002】

従来の送信機は、送信する信号を、例えばＩ信号及びＱ信号（以下、ＩＱ信号ともいう）を用いて変調し、出力する。Ｉ信号とＱ信号として、同じデジタル値に設定した場合、I信号とＱ信号との位相差が９０度となり、かつＩ信号とＱ信号とが等振幅となれば、変調精度が高いといえる。しかし、実際には、送信機にはアナログ回路が含まれる関係上、Ｉ信号とＱ信号との振幅が異なる、また、位相差が９０度からずれることがある。送信機は、ＩＱ信号を所望の状態に近付けるため、デジタル領域においてＩＱ信号をキャリブレーション（Ｃａｒｉｂｒａｔｉｏｎ：補正）する。

【0003】

従来の送信機として、以下の送信機がある。送信機は、正弦波のシングルサイドバンド信号をテスト信号として用い、包絡線検波した信号を周波数解析し、周波数解析された信号の位相を求める。そして、送信機は、求められた位相から利得誤差及び位相誤差の方向性を求め、キャリブレーションする（例えば、特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】米国特許第７８８１４０２号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ＩＱ信号をキャリブレーションするために、信号の包絡線を検波する包絡線検波器が用いられる。包絡線検波器は、例えば検波ダイオードを用いて構成される。送信機において、包絡線検波器の後段には、包絡線検波器の出力を入力とするＡＤコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ ｄｅｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）が配置される。

【0006】

従来の送信機では、ＩＱ信号のキャリブレーションの精度向上させるためには、基準位相を求めることが望ましいが、どのように求めるのか不明確であった。例えば、０°の基準位相を求めるための簡単なテスト信号例として、利得誤差を極端に大きくしたテスト信号（Ｉ＝ｃｏｓω_ｍt，Ｑ＝０）が考えられる。テスト信号はダイナミックレンジが大きいため、検出系に大きなダイナミックレンジが求められる。つまり、検波ダイオードに広い検出範囲が求められる、または、ＡＤコンバータに大きなビット数が求められる。

【0007】

比較的狭い周波数帯域（例えば１ＧＨｚ帯）の信号を扱う場合には、ＡＤコンバータの変調周波数を低くでき、ＡＤコンバータの取扱可能なビット数（ダイナミックレンジ，垂直分解能）を大きくできる。ＡＤコンバータでは、入力信号の周波数帯域とビット数とはトレードオフの関係にあるので、周波数帯域が狭いほど取扱可能なビット数を大きくできる。従って、比較的狭い周波数帯域の信号であれば、正確に検出できる可能性が高い。

【0008】

一方、比較的広い周波数帯域（例えば６０ＧＨｚ帯）の信号を扱う場合には、ＡＤコンバータの変調周波数を高くする必要があるので、ＡＤコンバータの取扱可能なビット数は小さくなる。従って、ダイナミックレンジが大きいテスト信号については、検出精度が劣化するので、正確な基準位相を求めることが困難であり、ＩＱキャリブレーションの精度も不十分であった。

【0009】

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであって、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる送信機、信号生成装置、および信号生成方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明の送信機は、第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、前記信号補正部により補正された補正信号を変調する変調部と、前記変調部により変調された変調信号の包絡線を検波する包絡線検波部と、前記包絡線検波部により検波された包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、を備え、前記テスト信号生成部は、前記包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、前記補正係数処理部は、前記第１のテスト信号に基づく第１の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の基準位相を算出し、前記第２のテスト信号に基づく第２の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する。

【0011】

この構成により、包絡線検波部の検波精度が向上し、基準位相を精度良く求められる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。

【0012】

また、本発明の信号生成装置は、第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成部と、前記テスト信号生成部により生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する信号補正部と、前記信号補正部により補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記信号補正部により前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する補正係数処理部と、を備え、前記テスト信号生成部は、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、前記補正係数処理部は、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する。

【0013】

この構成により、包絡線検波部の検波精度が向上し、基準位相を精度良く求められる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。

【0014】

また、本発明の信号生成方法は、第１のテスト信号及び第２のテスト信号を生成するテスト信号生成ステップと、前記生成されたテスト信号のＩＱインバランスを補正する補正ステップと、前記補正された補正信号が変調された変調信号の包絡線に基づいて、前記ＩＱインバランスを補正するための補正係数を演算する演算ステップと、を備え、前記テスト信号生成ステップでは、前記包絡線を検波する包絡線検波部の検波可能範囲に基づいて前記第１のテスト信号及び前記第２のテスト信号を生成し、前記演算ステップでは、第１のテスト信号に基づく第１の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の基準位相を算出し、第２のテスト信号に基づく第２の包絡線の周波数解析によって、前記テスト信号の測定位相を算出し、前記測定位相および前記基準位相に基づいて前記補正係数を算出する。

【0015】

この方法により、包絡線検波部の検波精度が向上し、基準位相を精度良く求められる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。

【発明の効果】

【0016】

本発明によれば、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】本発明の実施形態における送信機のブロック図

【図2】本発明の実施形態におけるＩＱインバランス補正部の詳細構成例を示すブロック図

【図3】本発明の実施形態における変調器の詳細構成例を示すブロック図

【図4】（Ａ），（Ｂ）本発明の実施形態におけるＩＱ平面における第１のテスト信号及び第２のテスト信号の一例を示す図

【図5】本発明の実施形態における包絡線検波器の入出力特性の一例を示す図

【図6】本発明の実施形態における演算部の動作例を示すフローチャート

【図7】本発明の実施形態における検出位相とＩＱインバランスの向きとの関係の一例を示す図

【図8】本発明の実施形態における無線機器の第１構成例を示すブロック図

【図9】本発明の実施形態における無線機器の第２構成例を示すブロック図

【発明を実施するための形態】

【0018】

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

【0019】

図１は、本発明の実施形態における送信機１００の構成例を示すブロック図である。送信機１００は、テスト信号生成部１０１、ベースバンド信号生成部１０２、ＭＵＸ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）１０３、ＩＱインバランス補正部１０４、変調器１０５、包絡線検波部１０６、演算部１０７、およびメモリ１０８を含む。

【0020】

テスト信号生成部１０１は、ＩＱインバランスを測定するためのテスト信号を生成し、ＭＵＸ１０３に出力する。テスト信号生成部１０１は、包絡線検波部１０６の検波可能範囲に基づいてテスト信号を生成する。テスト信号の生成方法の詳細については後述する。

【0021】

ベースバンド信号生成部１０２は、通信に用いるベースバンド信号を生成し、ＭＵＸ１０３に出力する。

【0022】

ＭＵＸ１０３は、テスト信号又はベースバンド信号のいずれかを選択し、ＩＱインバランス補正部に出力する。ＭＵＸ１０３は、キャリブレーションモードでは、つまりＩＱ信号をキャリブレーションする場合、テスト信号生成部１０１からの出力を選択する。また、ＭＵＸ１０３は、データ送信モードでは、つまりバースバンド信号を送信する場合、ベースバンド信号生成部１０２からの出力を選択する。

【0023】

ＩＱインバランス補正部１０４は、メモリ１０８が保持するＬＵＴ（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）に格納されたパラメータ（補正係数）を用いて、入力されたＩＱ信号を補正し、補正信号を変調器１０５に出力する。ＩＱインバランス補正部１０４による補正では、ＩＱインバランスが補正される。ＩＱインバランスは、振幅誤差及び位相誤差を含む。

【0024】

変調器１０５は、ＩＱインバランス補正部１０４からの補正信号を変調し、変調信号（高周波信号）を出力する。

【0025】

包絡線検波部１０６は、包絡線検波器１０６Ａと、包絡線検波器の後段に直列に接続されたＡＤコンバータ１０６Ｂと、を含む。包絡線検波器１０６Ａは、検波ダイオードを用いて構成され、変調器１０５から出力された高周波信号の包絡線を検波する。ＡＤコンバータ１０６Ｂは、包絡線の検波結果としてのアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号（包絡線信号）を演算部１０７へ出力する。

【0026】

演算部１０７は、包絡線信号を解析することによって、ＩＱインバランスを検出する。また、演算部１０７は、ＩＱインバランスを補正するための補正係数を求め、メモリ１０８が保持するＬＵＴを更新する。つまり、演算部１０７は、包絡線検波部１０６により検波された包絡線に基づいて補正係数を演算する補正係数処理部としての機能を有する。

【0027】

演算部１０７は、図示しないメモリに格納されたプログラムを実行することによって、各機能を実現する。演算部１０７の動作の詳細については後述する。

【0028】

メモリ１０８は、ＬＵＴを有し、各種データ、各種パラメータを記憶する。各種パラメータには、補正係数を含む行列ｃが含まれる。

【0029】

なお、テスト信号生成部１０１、ベースバンド信号生成部１０２、ＭＵＸ１０３、ＩＱインバランス補正部１０４、演算部１０７、およびメモリ１０８が、第１の集積回路において構成され、変調器１０５及び包絡線検波部１０６が第２の集積回路において構成されてもよい。また、送信機１００における全ての構成部が、１つの集積回路によって構成されてもよい。

【0030】

次に、ＩＱインバランス補正部１０４について説明する。
ＩＱインバランス補正に用いる行列ｃは、値ｇ_ｃ及び値θ_ｃを用いて、例えば以下の（式１）により記述される。値ｇ_ｃは振幅誤差ｇ_ｅの補正に寄与する値であり、値θ_ｃは位相誤差θ_ｅの補正に寄与する値である。

【0031】

【数1】

【0032】

振幅誤差ｇ_ｅ及び位相誤差θ_eが十分小さい場合は、値ｇ_ｃ及び値θ_ｃも十分小さくなり、行列ｃは以下の（式２）により近似できる。

【数2】

【0033】

図２はＩＱインバランス補正部１０４の詳細構成例を示すブロック図である。
ＩＱインバランス補正部１０４は、例えば、乗算器２０１，２０２，２０３，２０４、および加算器２０５，２０６を含む。

【0034】

乗算器２０１は、ＭＵＸ１０３からのＩ信号（補正前Ｉ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（１，１）とを入力し、乗算する。乗算器２０２は、ＭＵＸ１０３からのＩ信号（補正前Ｉ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（２，１）とを入力し、乗算する。乗算器２０３は、ＭＵＸ１０３からのＱ信号（補正前Ｑ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（１，２）とを入力し、乗算する。乗算器２０４は、ＭＵＸ１０３からのＱ信号（補正前Ｑ信号）と、ＬＵＴに格納された補正係数ｃ（２，２）とを入力し、乗算する。

【0035】

加算器２０５は、乗算器２０１の出力と乗算器２０３の出力とを入力して乗算し、補正されたＩ信号（補正後Ｉ信号）を出力する。加算器２０６は、乗算器２０２の出力と乗算器２０４の出力とを入力して乗算し、補正されたＱ信号（補正後Ｑ信号）を出力する。

【0036】

次に、変調器１０５について説明する。
図３は変調器１０５の詳細構成例を示すブロック図である。
変調器１０５は、乗算器３０１，３０２、発振器３０３、および加算器３０４を含む。

【0037】

乗算器３０１は、ＩＱインバランス補正部１０４により補正されたＩ信号（補正後Ｉ信号）と、発振器３０３の出力とを入力し、乗算する。乗算器３０２は、ＩＱインバランス補正部１０４により補正されたＱ信号（補正後Ｑ信号）と、発振器３０３の出力とを入力し、乗算する。

【0038】

発振器３０３は、連続波信号を生成し、２つの連続波信号に９０°の位相差を付加して、乗算器３０１および乗算器３０２に供給する。加算器３０４は、乗算器３０１の出力と乗算器３０２の出力とを入力し、加算する。

【0039】

加算器３０４の出力が、変調信号となり、送信機１００の出力信号となる。なお、送信機１００は、変調器１０５の後段に増幅器を設けてもよい。送信機１００の出力信号を、振幅誤差ｇ_ｅ、位相誤差θ_ｅを用いて、以下の（式３）に示す。

【0040】

【数3】

【0041】

次に、テスト信号生成部１０１について説明する。
テスト信号には、第１のテスト信号Ｓ１と第２のテスト信号Ｓ２とがある。第１のテスト信号Ｓ１は、送信機１００が生成する信号の基準位相を測定するための信号である。第２のテスト信号Ｓ２は、送信機１００が生成する信号の測定位相を測定するための信号である。

【0042】

まず、第１のテスト信号Ｓ１について説明する。

【0043】

テスト信号生成部１０１は、第１のテスト信号Ｓ１として、例えば以下の（式４）によって表される第１のテスト信号Ｓ１１を出力する。（式４）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１１は、０°の基準位相を求めるための信号である。

【数4】

【0044】

（式４）において、Ａ，αは定数である。ω_ｍは後述する第２のテスト信号（シングルサイドバンド信号）の角周波数である。αは、送信機１００の有するＩＱインバランスの大きさと、ＩＱインバランス補正後に許容される残留ＩＱインバランスと、によって決定される。以下の式においても同様である。

【0045】

（式４）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１１は、ＩＱ平面では、ｔ＝０において（Ｉ，Ｑ）＝（Ａ（１＋α），０）（図４（Ａ）の点Ａ）から、Ｉ軸の負方向に振幅Ａαとして振動を開始する。つまり、原点（０，０）を中心とした単純なテスト信号の振動と比較すると、距離Ａがオフセットされている。従って、包絡線検波器１０６Ａに入力される第１のテスト信号Ｓ１１の振幅Ａ±Ａαが、図５に示す検波可能レンジＤに収まれば、好適に第１のテスト信号Ｓ１１を検出できる。

【0046】

また、テスト信号生成部１０１は、第１のテスト信号Ｓ１として、例えば以下の（式５）によって表される第１のテスト信号Ｓ１２を出力してもよい。（式５）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１２は、９０°の基準位相を求めることができる。

【数5】

【0047】

第１のテスト信号Ｓ１２は、ＩＱ平面では、ｔ＝０において（Ｉ，Ｑ）＝（０，Ａ(１+α)）（図４（Ａ）の点Ｂ）の点から、Ｑ軸の負方向に振幅Ａαとして振動を開始する。つまり、原点を中心とした単純なテスト信号の振動と比較すると、Ｑ軸方向に距離Ａがオフセットされている。従って、包絡線検波器１０６Ａに入力される第１のテスト信号Ｓ１２の振幅Ａ±Ａαが、図５に示す検波可能レンジＤに収まれば、好適に第１のテスト信号Ｓ１２を検出できる。

【0048】

また、テスト信号生成部１０１は、第１のテスト信号Ｓ１として、例えば以下の（式６）によって表される第１のテスト信号Ｓ１３を出力する。（式６）によって表される第１のテスト信号Ｓ１３は、１８０°の基準位相を求めるための信号である。

【数6】

【0049】

（式６）によって表される第１のテスト信号Ｓ１３は、ＩＱ平面では、ｔ＝０において（Ｉ，Ｑ）＝（Ａ（１-α），０）（図４（Ａ）の点Ａ）の点から、Ｉ軸の正方向に振幅Ａαとして振動を開始する。つまり、原点（０，０）を中心とした単純なテスト信号の振動と比較すると、Ｉ軸方向に距離Ａがオフセットされている。従って、包絡線検波器１０６Ａに入力される第１のテスト信号Ｓ１３の振幅Ａ±Ａαが、図５に示す検波可能レンジＤに収まれば、好適に第１のテスト信号Ｓ１３を検出できる。

【0050】

（式４）〜（式６）では、第１のテスト信号Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３は、例えば振幅変調（ＡＭ）信号用のＩＱ信号である。

【0051】

次に、第２のテスト信号Ｓ２について説明する。
テスト信号生成部１０１は、例えば以下の（式７）によって表される第２のテスト信号Ｓ２を出力する。

【数7】

【0052】

（式７）では、第２のテスト信号Ｓ２は、例えばＩＱ平面において原点（０，０）を中心として回転するシングルサイドバンド信号用のＩＱ信号である。また、第２のテスト信号Ｓ２の角周波数ω_ｍは、第１のテスト信号Ｓ１１〜Ｓ１３の角周波数２ω_ｍの半分である。

【0053】

ここで、第２のテスト信号Ｓ２の角周波数ω_ｍが第１のテスト信号Ｓ１１〜Ｓ１３の角周波数２ω_ｍの半分である理由について説明する。

【0054】

図４（Ａ）は、ＩＱ平面における第１のテスト信号Ｓ１１及び理想的な第２のテスト信号Ｓ２の一例を示す図である。図４（Ｂ）は、ＩＱ平面においてＩ信号が理想状態よりも大きく、Ｑ信号が理想状態よりも小さい第２のテスト信号Ｓ２の一例を示す図である。ここでは、第１のテスト信号Ｓ１として（式４）によって表わされる第１のテスト信号Ｓ１１を例示する。

【0055】

図４（Ａ）において、第１のテスト信号Ｓ１１は、ＩＱ平面において直線的な振動を反復する。第２のテスト信号Ｓ２は、ＩＱ平面において円を描くよう回転する。例えば、図４（Ｂ）では、歪を第２のテスト信号Ｓ２が有する場合、ＩＱ平面上を１回転する一周期の間に振幅が大→小→大→小→大となり、角周波数が２回変化することになる。従って、第２のテスト信号Ｓ２の周期の半分の周期において、スプリアスが出現する。

【0056】

一方、第１のテスト信号Ｓ１１に対しては、一周期の間に振幅が大→小→大となり、角周波数が１回変化することになる。従って、包絡線を検波した場合、第１のテスト信号Ｓ１１の周期と同一の周期において、スプリアスが出現する。

【0057】

従って、テスト信号生成部１０１は、第１のテスト信号Ｓ１１の角周波数２ω_ｍが、第２のテスト信号Ｓ２の角周波数ω_ｍの２倍となるように、テスト信号を生成する。つまり、第１のテスト信号Ｓ１の周波数は、第２のテスト信号Ｓ２の周波数の２倍である。

【0058】

次に、包絡線検波部１０６について説明する。

【0059】

図５は包絡線検波器１０６Ａの入出力特性の一例を示す図である。図５の横軸は包絡線検波器１０６Ａの入力の大きさを示しており、縦軸は包絡線検波器１０６Ａの出力つまりＡＤコンバータ１０６Ｂの入力の大きさを示している。図５を参照すると、検波可能レンジＤにおいて包絡線検波器１０６Ａの出力が急峻に大きくなっていることが理解できる。

【0060】

図４（Ａ）では、第１のテスト信号Ｓ１１は、ＩＱ平面におけるＩ軸上の原点０点からＡ点にオフセットされている。従って、ＩＱ平面におけるＩ軸上の原点０点を通過するテスト信号を使用した場合には、検波可能レンジＤ内にテスト信号が好適に収まらないが、第１のテスト信号Ｓ１１は、検波可能レンジＤ内に好適に収まる。
従って、ＡＤコンバータ１０６Ｂのビット数全体を使用でき、包絡線検波器１０６Ａの検出精度が向上する。従って、基準位相を精度良く検出できる。

【0061】

テスト信号生成部１０１は、第１のテスト信号Ｓ１を示す（式４）〜（式６）における定数Ａを調整する。具体的には、テスト信号生成部１０１は、第１のテスト信号Ｓ１の振動の中心Ａ（Ａ,０）（図４（Ａ）参照）が、包絡線検波器１０６Ａの特性に合わせて、包絡線検波器１０６Ａの検波可能レンジＤの中心Ｄｍの付近となるように設定する。

【0062】

また、テスト信号生成部１０１は、第２のテスト信号Ｓ２を示す（式７）における定数Ａを調整する。具体的には、テスト信号生成部１０１は、第２のテスト信号Ｓ２の振動の中心が、包絡線検波器１０６Ａの特性に合わせて、包絡線検波器１０６Ａの検波可能レンジＤの中心Ｄｍの付近となるように設定する。なお、第２のテスト信号Ｓ２における定数Ａは、第１のテスト信号Ｓ１における定数Ａと同じ値を用いてもよい。

【0063】

包絡線検波器１０６Ａにより検波される信号の大きさは、Ｉ信号及びＱ信号の合成ベクトルの絶対値に相当する。送信機１００がＩＱインバランスを持たない場合、包絡線検波器１０６Ａにより検波される第２のテスト信号Ｓ２の包絡線の大きさは一定である。一方、送信機１００がＩＱインバランスを有する場合、包絡線検波器１０６Ａにより検波される包絡線の大きさは変動する。

【0064】

従って、包絡線検波器１０６Ａは、第１のテスト信号Ｓ１及び第２のテスト信号Ｓ２のどちらであっても、検波可能レンジＤの中心Ｄｍ付近を中心に振動する波形を検出する。また、第１のテスト信号Ｓ１及び第２のテスト信号Ｓ２の包絡線信号の大きさが同程度となるようαを設定することで、振幅も同程度にできる。従って、ダイナミックレンジの狭い包絡線検波器１０６Ａ又はＡＤコンバータ１０６Ｂを用いても、信号を高精度に検出できる。

【0065】

次に、演算部１０７の動作について説明する。
図６は演算部１０７の動作例を示すフローチャートである。

【0066】

まず、演算部１０７は、包絡線検波部１０６から第１のテスト信号Ｓ１に対応する包絡線信号（第１の包絡線）を入力する（ステップＳ１０１）。

【0067】

演算部１０７は、第１のテスト信号Ｓ１を入力すると、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）によって周波数解析し、ω_ｍの角周波数成分の位相θ_ｒｅｆを求める（ステップＳ１０２）。位相θ_ｒｅｆは第２のテスト信号Ｓ２を用いた場合の基準位相となる。

【0068】

続いて、演算部１０７は、包絡線検波部１０６から第２のテスト信号Ｓ２に対応する包絡線信号（第２の包絡線）を入力する（ステップＳ１０３）。

【0069】

続いて、演算部１０７は、第２のテスト信号Ｓ２を入力すると、例えば高速フーリエ変換によって周波数解析し、２ω_ｍの角周波数成分の位相θ_ｍｅａｓを求める（ステップＳ１０４）。位相θ_ｍｅａｓは第２のテスト信号Ｓ２の測定位相である。

【0070】

続いて、演算部１０７は、位相θ＝θ_ｍｅａｓ−θ_ｒｅｆを求める（ステップＳ１０５）。位相θは、ＩＱインバランスに起因する２ω_ｍの角周波数成分の位相である。送信機１００は、主に、ＭＵＸ１０３、ＩＱインバランス補正部１０４、変調器１０５の遅延により、位相θ_ｒｅｆ分の位相回転を有する。従って、位相θにより、系自体の遅延の影響を取り除き、ＩＱインバランスに起因する位相成分を抽出できる。

【0071】

続いて、演算部１０７は、位相θの値に基づいて、振幅誤差ｇ_ｅ，位相誤差θ_ｅの向きを求める（ステップＳ１０６）。

【0072】

図７は位相θと、ＩＱインバランスの向きとの関係の一例を示す図である。図７の関係を示す情報は、例えばメモリ１０８が保持するＬＵＴに格納される。

【0073】

図７において、−４５°≦θ＜４５°では、演算部１０７は、振幅誤差ｇ_ｅの向きが負であると判別する。つまり、出力ＶのＩ信号成分が理想状態よりも大きいことを示している。また、４５°≦θ＜１３５°では、演算部１０７は、位相誤差θ_ｅの向きが負であると判別する。また、−１３５°≦θ＜１８０°又は−１８０°≦θ＜１３５°では、演算部１０７は、振幅誤差ｇ_ｅの向きが正であると判別する。また、−１３５°≦θ＜−４５°では、演算部１０７は、位相誤差θ_ｅの向きが正であると判別する。

【0074】

続いて、演算部１０７は、振幅誤差ｇ_ｅ，位相誤差θ_ｅの向きに基づいて、ＬＵＴに格納された行列ｃの値を更新する（ステップＳ１０７）。なお、行列ｃの初期値は単位行列に設定されている。行列ｃを更新することで、補正係数の精度を向上できる。

【0075】

例えば、演算部１０７は、振幅誤差ｇ_ｅの向きが負では、行列ｃの各要素における値ｇｃをΔｇ減算し、値θｃを変更しない。つまり、振幅誤差ｇ_ｅの向きが負では、Ｉ信号の成分が理想状態より大きいので、演算部１０７は、Ｉ信号の成分が小さくなるように行列ｃの値を更新する。

【0076】

また、演算部１０７は、位相誤差θ_ｅの向きが負では、行列ｃの各要素における値θｃをΔθ減算し、値ｇｃを変更しない。また、演算部１０７は、位相誤差θ_ｅの向きが正では、行列ｃの各要素における値θ_ｃをΔθ加算し、値ｇ_ｃを変更しない。また、演算部１０７は、振幅誤差ｇ_ｅの向きが正では、行列ｃの各要素における値ｇ_ｃをΔｇ減算し、値θｃを変更しない。

【0077】

なお、Δｇ及びΔθは、ＩＱキャリブレーションを実施する場合の振幅誤差ｇ_ｅ及び位相誤差θ_ｅの調整パラメータであり、収束時間、収束精度の要求から決定される。また、ＩＱインバランス補正部１０４は、更新された行列ｃを用いて補正する。

【0078】

演算部１０７は、第２のテスト信号Ｓ２を用いた上記の処理（ステップＳ１０３〜ステップＳ１０７）を繰り返す。演算部１０７は、角周波数成分２ω_ｍの振幅が前回の角周波数成分２ω_ｍの振幅よりも小さくなったかどうかを判別する（ステップＳ１０８）。角周波数成分２ω_ｍの振幅が前回の角周波数成分２ω_ｍの振幅よりも小さくなった場合、ステップＳ１０３の処理に進む。

【0079】

従って、第２のテスト信号Ｓ２を用いたテストを繰り返し実行することで、角周波数成分２ω_ｍの振幅が小さくなっていき、第２のテスト信号Ｓ２のＩＱインバランスが減少する。

【0080】

一方、角周波数成分２ω_ｍの振幅が前回の角周波数成分２ω_ｍの振幅よりも小さくなかった場合、図６の処理を終了する。すなわち、包絡線検波器１０６Ａにより検波された第２のテスト信号Ｓ２の角周波数成分２ω_ｍの振幅が小さくならなくなった時点において、キャリブレーション終了とする。

【0081】

演算部１０７は、第１のテスト信号Ｓ１に基づく第１の包絡線に基づいて、第２のテスト信号Ｓ２の基準位相θ_ｒｅｆを算出する。また、演算部１０７は、第２のテスト信号Ｓ２に基づく第２の包絡線に基づいて、第２のテスト信号Ｓ２の測定位相θ_ｍｅａｓを算出する。また、演算部１０７は、測定位相θ_ｍｅａｓ及び基準位相θ_ｒｅｆに基づいて、補正係数を算出する。補正係数は、例えば行列ｃの各要素である。

【0082】

詳細には、演算部１０７は、測定位相θ_ｍｅａｓから基準位相θ_ｒｅｆを減算して位相θを求め、位相θに基づいて補正係数を算出することが好ましい。さらに詳細には、演算部１０７は、位相θに基づいて、ＩＱインバランスに含まれる振幅誤差ｇ_ｅ又は位相誤差θ_ｅの向きを推定し、振幅誤差ｇ_ｅ又は位相誤差θ_ｅの向きに基づいて補正係数を算出することが好ましい。

【0083】

演算部１０７の動作によれば、基準位相θ_ｒｅｆを用いて、ＩＱインバランスに起因する位相θを精度よく推定できる。従って、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる。

【0084】

また、演算部１０７は、第２のテスト信号Ｓ２から測定位相θ_ｍｅａｓを複数回算出し、算出した測定位相θ_ｍｅａｓと基準位相θ_ｒｅｆに基づく補正係数の算出を複数回繰り返すことが好ましい。これにより、ＩＱインバランスを徐々に低減でき、収束できる。

【0085】

次に、キャリブレーション終了後の送信機の動作について説明する。

【0086】

送信機１００は、キャリブレーションが終了すると、キャリブレーションモードが終了する。キャリブレーションモードが終了すると、送信機１００は、データ送信モードに切り替える。具体的には、図１のＭＵＸ１０３が、ベースバンド信号生成部１０２の出力を選択する。

【0087】

続いて、ＩＱインバランス補正部１０４が、演算部１０７により更新された行列ｃを含むパラメータが格納されたＬＵＴを参照して、ベースバンド信号生成部１０２から出力されたＩＱ信号を補正する。続いて、変調器１０５は、補正信号を変調し、変調信号を送信する。

【0088】

送信機１００によれば、ダイナミックレンジが狭い包絡線検波部１０６であっても、高精度なＩＱインバランスキャリブレーションが可能となり、送信信号の歪みを低減できる。なお、ＩＱキャリブレーションは、例えば、送信機１００の電源投入時、スリープモードからの起動時、データ送信開始前に実施すればよい。

【0089】

次に、送信機１００を含む無線機器６００について説明する。
図８は無線機器６００の構成例を示すブロック図である。無線機器６００は、送信機１００、受信機６０２、共用器６０３、およびアンテナ６０４を含む。

【0090】

送信機１００は、ＩＱインバランスを補正して所望のデータを変調し、変調信号を送信する。受信機６０２は、他の通信装置からのデータを受信する。共用器６０３は、送信信号と、受信信号を分離し、アンテナ６０４を送信時、受信時において共用する。

【0091】

無線機器６００により、歪みの少ないデータ送信が可能である。

【0092】

また、図９に示す無線機器７００のように、送信用のアンテナ７０３と受信用のアンテナ７０４を別に具備する構成であっても構わない。

【0093】

本発明は、上記実施形態の構成に限られるものではなく、特許請求の範囲において示した機能、または本実施形態の構成が持つ機能が達成できる構成であれば、どのようなものであっても適用可能である。

【0094】

上記実施形態では、本発明をハードウェアによって構成する場合を例にとって説明したが、本発明はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

【0095】

また、上記実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしてもよいし、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称してもよい。

【0096】

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。例えば、ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、又は、設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

【0097】

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

【産業上の利用可能性】

【0098】

本発明は、ＩＱキャリブレーションの精度を向上できる送信機、信号生成装置、および信号生成方法等に有用である。

【符号の説明】

【0099】

１００ 送信機
１０１ テスト信号生成部
１０２ ベースバンド信号生成部
１０３ ＭＵＸ
１０４ ＩＱインバランス補正部
１０５ 変調器
１０６ 包絡線検波器
１０６Ａ 包絡線検波器
１０６Ｂ ＡＤコンバータ
１０７ 演算部
１０８ メモリ
２０１、２０２、２０３、２０４ 乗算器
２０５、２０６ 加算器
３０１、３０２ 乗算器
３０３ 発振器
３０４ 加算器
６００ 無線機器
６０１ 送信機
６０２ 受信機
６０３ 共用器
６０４ アンテナ
７００ 無線機器
７０１ 送信機
７０２ 受信機
７０３、７０４ アンテナ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】