特許 5962703 負荷駆動装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5962703

(24)【登録日】2016年7月8日

(45)【発行日】2016年8月3日

(54)【発明の名称】負荷駆動装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20160721BHJP

   H05B 37/02 20060101ALI20160721BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 J

   H02M3/155 V

   H05B37/02 J

【請求項の数】2

【全頁数】13

(21)【出願番号】特願2014-99619(P2014-99619)

(22)【出願日】2014年5月13日

(65)【公開番号】特開2015-216813(P2015-216813A)

(43)【公開日】2015年12月3日

【審査請求日】2015年2月24日

(73)【特許権者】

【識別番号】000003067

【氏名又は名称】ＴＤＫ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100080089

【弁理士】

【氏名又は名称】牛木 護

(74)【代理人】

【識別番号】100161665

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 知之

(74)【代理人】

【識別番号】100188994

【弁理士】

【氏名又は名称】加藤 裕介

(72)【発明者】

【氏名】大嶋 一則

(72)【発明者】

【氏名】増岡 宏信

【審査官】 安食 泰秀

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１３−１３２１８６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

Ｈ０５Ｂ ３７／０２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

一乃至複数列の負荷に電力を供給する電力変換回路と、
前記各列の負荷と直列に接続され、その接続した前記負荷に流れる電流を制御するためのスイッチ素子を内蔵する定電流源と、
前記負荷に流れる電流に応じた電圧か、前記スイッチ素子の制御端子の電圧か、前記負荷から電流が流れ込む前記スイッチ素子の＋側端子の電圧の何れかを用いて、前記各列間で総和値、平均値、最小値または最大値の算出の統計処理をしたモニタ値を生成し、前記電力変換回路から前記各列の負荷への出力電圧を上昇させた時に、前記モニタ値が可変した値から一定の値になるときの値を前記モニタ値の変化点として検出することで、この変化点を目標値として前記出力電圧を上昇または減少させる制御を行なう制御回路と、を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。

【請求項2】

前記スイッチ素子の全てに電流が流れるまでは、前記出力電圧を単調的に増加させるように、前記制御回路を構成することを特徴とする請求項１記載の負荷駆動装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＬＥＤ（発光ダイオード）などの負荷を定電流で駆動する負荷駆動装置に関し、特に負荷を複数列並列接続する構成で、定電流制御素子の損失を低減する負荷駆動装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には、その従来技術として、ＬＥＤ列と直列に挿入接続される定電流源の両端電圧を検出し、その両端電圧と基準電圧源からの基準電圧とをエラーアンプで比較した出力によって、コンバータの出力電圧を制御する構成が開示されている。この場合、定電流源を流れる設定電流と、定電流源の両端電圧との積が、定電流源における損失となるため、特に軽負荷時に効率が低下するとしている。そこで特許文献１では、負荷電流によって基準電圧を変化させる方法を提案している。

【0003】

特許文献２には、コンバータの出力側に直列に接続したＬＥＤ列を複数並列に接続したＬＥＤ駆動装置が開示されているが、この場合も各々のＬＥＤ列で、ＬＥＤ列と直列に挿入接続される定電流源の両端電圧を検出し、その両端電圧と基準電圧源からの基準電圧とをエラーアンプ（ｇｍアンプ）で比較し、ｇｍアンプからの電流出力を電圧に変換して、コンバータの出力電圧を制御させる構成となっている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１０−６３３３２号公報

【特許文献2】特許第５２０３３２０号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

上記背景技術の問題点として、特許文献１，２に開示される定電流源は、その構成上、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などのスイッチ素子がＬＥＤ列と直列接続して用いられているが、そのスイッチ素子はＬＥＤ列に流れる電流を一定に保つために、スイッチング領域では動作させずに飽和領域（バイポーラトランジスタでは活性領域）で動作させている。スイッチ素子、例えばＦＥＴを飽和領域で動作させる電流を流すためには、スイッチ素子の両端（ＦＥＴではドレイン−ソース、バイポーラトランジスタではコレクタ−エミッタ）間に一定値以上の電圧を印加する必要がある。

【0006】

しかし、飽和領域で動作させるために必要なスイッチ素子の両端間電圧は、温度変化や部品ばらつきなどにより変動するため、変動分のマージンをスイッチ素子の両端にかかる飽和に必要な最低限の電圧に予め上乗せしておく必要がある。したがって、コンバータを定電圧動作させるための基準電圧にも予めマージン上乗せすることが必要である。そのため、定電流源の両端電圧を０に近づけることができず、負荷駆動装置としてスイッチ素子の両端間電圧と設定電流との積に相当する損失が問題となっていた。このことは、定電圧動作しているコンバータに複数列のＬＥＤ駆動装置を接続している場合、それぞれのＬＥＤ駆動装置におけるＬＥＤの順方向降下電圧Ｖｆの和が最大のＬＥＤ列がスイッチ素子の両端間電圧が最小となるが、そのＬＥＤ列であっても、定電流源で損失が発生することを意味する。

【0007】

そこで本発明は、一乃至複数直列のＬＥＤを備えたＬＥＤ駆動装置を一乃至複数並列に用いる場合、あるいは直列のＬＥＤ数、または並列のＬＥＤ駆動装置数が増減した場合、それぞれのＬＥＤ駆動装置における直列のＬＥＤ数は同一であれば、その事によって、それぞれのＬＥＤ駆動装置におけるＬＥＤの順方向降下電圧Ｖｆの和の最大値が変化した場合でも、定電流源の損失を最小にすることが可能な負荷駆動装置の制御方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の負荷駆動装置は、一乃至複数並列の負荷に電力を供給する電力変換回路と、前記各列の負荷と直列に接続され、その接続した前記負荷に流れる電流を制御するためのスイッチ素子を内蔵する定電流源と、前記負荷に流れる電流を変換した電圧か、前記スイッチ素子の制御端子の電圧か、前記負荷から電流が流れ込む前記スイッチ素子の＋側端子の電圧の何れか一つを選択して、前記電力変換回路から前記各列共通に印加される出力電圧を所定の周期毎に予め任意に規定された値でステップ状に変化上昇させていく過程で、都度に測定して、前記各列間で総和値、平均値、最小値、最大値等の算出の統計処理をして、その何れか一つをモニタ値として、前記出力電圧の変化に対して前記モニタ値の急峻に変化する変曲点ポイントを変化点として検出することで、この変化点を目標値として前記出力電圧を上昇または減少させる制御を行なう制御回路と、を備えて構成される。

【0009】

この場合、前記変化点は、前記出力電圧を上昇させた時に、前記出力電圧の変化に追随して負荷電流が変化する非定電流状態から、前記電圧の変化に対して負荷電流の変化がなくなる定電流状態に移行するポイントを検出する、すなわち前記モニタ値が可変した値から一定の値になるときの値であることが好ましい。

【0010】

何故なら、この状態が定電流動作に移行したポイントであって、且つスイッチ素子の両端間電圧が最も小さく、定電流源の損失が最も小さいポイントだからである。

【0011】

また、前記モニタ値が前記スイッチ素子の全てに定電流が流れる閾値に達するまでは、前記出力電圧を単調的に変化すなわち増加させるように、前記制御回路を構成するのが好ましい。

【発明の効果】

【0012】

本発明の負荷駆動装置によれば、制御回路で統計処理されたモニタ値を用い、電力変換回路から負荷への出力電圧を変化させた時に、その変化前と変化後の各モニタ値を比較すれば、どの列の負荷であっても、定電流源により各列の負荷が定電流で動作できる変化点を検出することが可能になる。したがって、制御回路で検出した変化点をモニタ値の目標値として出力電圧を制御すれば、スイッチ素子に温度変化や部品ばらつきがあったり、負荷に流れる出力電流の設定値や負荷に変動があったりしても、定電流源におけるスイッチ素子の両端電圧を最小する事が可能となるため、スイッチ素子の損失を最小にすることができる。また、負荷の電力や列数が増えた場合でも、同じようにモニタ値を生成して、そこから定電流源のスイッチ素子の損失を最小にするように、出力電圧を制御できるだけでなく、モニタ値を比較する上で基準値を必要としないため、スイッチ素子の部品ばらつきに拘らず確実に制御ができ、スイッチ素子を変更したり、出力電流が変化したりしても、同じ回路構成で対応できる。

【0013】

また好ましくは、電力変換回路の動作開始時に出力電圧を比較的低い電圧から徐々に上昇させるのを利用して、最適な変化点を検出することが可能になる。

【0014】

また好ましくは、出力電圧を増加させているときに、ノイズの影響などで誤って別な段階でモニタ値の変化点が検出されないように、モニタ値が閾値に達するまでは、モニタ値の変化点を検出せずに出力電圧を単調に増加させる。これにより、モニタ値の変化点を制御回路で正しく検出可能になる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】本発明の第一実施形態に係る負荷駆動装置の回路図である。

【図2】同上、コンバータの出力電圧と、各ＬＥＤ列の電流値に対応した抵抗の両端間電圧との関係を示すグラフである。

【図3】同上、コンバータの出力電圧と、抵抗の両端間電圧から得られたモニタ値との関係を示すグラフである。

【図4】同上、出力電圧制御手段の周期的な動作手順を示すフローチャートである。

【図5】本発明の第二実施形態に係る負荷駆動装置の回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

本発明に係る負荷駆動装置について、添付図面を参照して説明する。

【0017】

図１は、本発明に係る第一実施形態の負荷駆動装置１を示している。負荷駆動装置１は、複数のＬＥＤを直列接続したＬＥＤ列２を駆動制御するために、電力変換回路に相当するコンバータ３と、電流制御用のスイッチ素子Ｑ１を含む定電流源４と、ＬＥＤ列２の調光回路５と、制御回路としてのマイクロコンピュータ（マイコン）６とを備えて構成される。

【0018】

コンバータ３は、入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉ間に印加される直流入力電圧Ｖinを、直流出力電圧Ｖoutに変換してＬＥＤ列２に供給するもので、ここでは入力電圧Ｖinよりも高い出力電圧Ｖoutに変換するために、チョークコイルＬcnvと、例えばＦＥＴなどのスイッチ素子Ｑcnvと、ダイオードＤcnvと、コンデンサＣcnvとによる昇圧チョッパ回路を構成している。より詳しくは、入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉの両端間に、チョークコイルＬcnvとスイッチ素子Ｑcnvとの直列回路が接続されると共に、スイッチ素子Ｑcnvの両端間に、ダイオードＤcnvとコンデンサＣcnvとの直列回路が接続され、スイッチ素子Ｑcnvのスイッチング動作に伴い、コンデンサＣcnvの両端間に出力電圧Ｖoutを生成する構成となっている。

【0019】

また、コンバータ３のメインスイッチとなるスイッチ素子Ｑcnvの制御端子（ゲート）には、駆動回路であるゲートドライバ８と、ＰＷＭ（パルス幅変調）パルスを発生させるマイコン６内のＰＷＭユニット１６が順に接続される。これにより、パルス生成回路に相当するＰＷＭユニット１６からのＰＷＭパルスを受けて、ゲートドライバ８がスイッチ素子Ｑcnvのスイッチング動作を可能にするパルス駆動信号を、スイッチ素子Ｑcnvのゲートに供給し、ＰＷＭパルスのオンデューティを変化させることで、コンバータ３からの出力電圧Ｖoutを可変制御できる構成となっている。

【0020】

負荷駆動装置１の駆動対象となる負荷は、一例として一乃至複数のＬＥＤ列２からなる。本実施形態では説明の都合上、各ＬＥＤ列２で別々の数字のサフィックス−１，−２，…，−ｎを付記する。

【0021】

以下、一つのＬＥＤ列２−１に着目すると、出力電圧Ｖoutが発生するコンデンサＣcnvの両端間には、ＬＥＤ列２−１と、スイッチ素子Ｑ１−１と、電流検出用の抵抗Ｒ１−１とによる直列回路が接続され、ＬＥＤ列２−１を定電流駆動するようにスイッチ素子Ｑ１−１を動作させている。定電流源４のスイッチ素子Ｑ１−１や、上述したコンバータ３のスイッチ素子Ｑcnvは、何れもＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであるが、バイポーラトランジスタなどの別な制御端子付き半導体素子を利用してもよい。また抵抗Ｒ１−１は、ＬＥＤ列２−１に流れる電流値Ｉout−１を電圧Ｓ１−１に変換するものであるが、これに代わる電流検出器として、カレントトランスやホール素子などを用いてもよい。

【0022】

定電流源４は、上述したスイッチ素子Ｑ１−１や抵抗Ｒ１−１の他に、オペアンプＡ１−１と、各ＬＥＤ列２に共通の基準電圧源９と、抵抗Ｒ２−１とを備えている。オペアンプＡ１−１は、抵抗Ｒ１−１の両端間に発生するＬＥＤ列２−１に流れる電流値Ｉout−１を変換した電圧であって、スイッチ素子Ｑ１−１のソース電圧Ｓ１−１と、ＡＤＩＭ端子により可変可能な基準電圧源９からの基準電圧Ｖ１とを誤差増幅するもので、その誤差増幅した出力がスイッチ素子Ｑ１−１のゲート電圧Ｓ２−１として、抵抗Ｒ２−１を介してスイッチ素子Ｑ１−１のゲートに与えられる。こうして定電流源４は、ＬＥＤ列２−１に流れる電流値Ｉout−１を、スイッチ素子Ｑ１−１のソース電圧Ｓ１−１として検出し、その電圧Ｓ１−１と基準電圧Ｖ１とをオペアンプＡ１−１で誤差増幅した結果に基づき、スイッチ素子Ｑ１−１の＋側端子と−側端子との間の電圧に相当するドレインーソース間電圧を変化させて、ＬＥＤ列２−１に一定の電流を流す動作を行なう。本動作は、コンバータ３の出力電圧Ｖoutの可変制御とは独立して行われる。

【0023】

調光回路５は、定電流源４としての機能も兼用する基準電圧源９と、ＡＤＩＭ端子とによるアナログ調光回路の他に、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタからなるスイッチ素子Ｑ２−１と、各ＬＥＤ列２に共通の抵抗Ｒ３と、ＰＤＩＭ端子とによるＰＷＭ調光回路を組み合わせて構成される。アナログ調光回路は、ＡＤＩＭ端子を利用して基準電圧源９からの基準電圧Ｖ１を可変することで、ＬＥＤ列２−１に流れる電流値Ｉout−１の最大値を決定し、ＬＥＤ列２−１を調光するものである。一方、ＰＷＭ調光回路は、ＰＤＩＭ端子とスイッチ素子Ｑ２−１のベースとの間に抵抗Ｒ３を挿入接続し、スイッチ素子Ｑ２−１のコレクタをスイッチ素子Ｑ１−１のゲートに接続し、スイッチ素子Ｑ２−１のエミッタを接地して、ＰＤＩＭ端子からＨ（高）レベルの電圧が出力される間は、スイッチ素子Ｑ２−１がオンすることに伴い、定電流源４のスイッチ素子Ｑ１−１をオフ状態にする構成を有する。これにより、ＰＤＩＭ端子に１００Ｈｚ〜１ｋＨｚ程度の低周波調光パルス信号を与えると、その周波数でＬＥＤ列２−１が間欠動作し、調光パルス信号のオンデューティを可変することで、ＬＥＤ列２−１を調光することが可能になる。ここでの調光パルス信号は、ＬＥＤ列２−１における光のちらつきが目立たない程度に高く、且つＰＷＭユニット１６からのＰＷＭパルスよりも低い周波数に設定される。

【0024】

以上、一つのＬＥＤ列２−１に関連する定電流源４と調光回路５の構成を説明したが、これは他のＬＥＤ列２−２，…，２−ｎでも同じことが言える。

【0025】

マイコン６は、コンバータ３の動作を制御するための制御指令値をデジタル演算により算出するもので、ＭＵＸ１１と、ＡＤＣ１２と、Ｉ／Ｏユニット１４と、ＣＰＵ１５と、ＰＷＭユニット１６とをそれぞれ内蔵する。

【0026】

ＭＵＸ１１は、ＣＰＵ１５からの選択制御信号を受けて、コンバータ３からの出力電圧Ｖoutの値と、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのソース電圧Ｓ１−１，Ｓ１−２，…，Ｓ１−ｎの値と、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，…，Ｓ２−ｎの値と、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，…，Ｓ３−ｎの値と、基準電圧Ｖ１の値の何れか一つを順に次段へ出力するマルチプレクサに相当する。

【0027】

ＡＤＣ１２は、ＭＵＸ１１から選択的に出力される信号の電圧値を、デジタル値に変換するアナログ−デジタルコンバータに相当する。

【0028】

Ｉ／Ｏユニット１４は、ＰＤＩＭ端子からの調光パルス信号を後段のＣＰＵ１５に出力する入出力回路に相当する。

【0029】

ＣＰＵ（中央演算ユニット）１５は、前記ＡＤＣ１２からのデジタル値と、Ｉ／Ｏユニット１４から出力される調光パルス信号のデジタル値を取り込んで、スイッチング素子Ｑcnvのゲートに与えられるパルス駆動信号のデューティー比（オンデューティ）、ひいてはコンバータ３からの出力電圧Ｖoutの値を決定するための制御指令値を生成する演算処理部に相当する。

【0030】

ＰＷＭ（パルス幅制御）ユニット１６は、ＣＰＵ１５で算出された制御指令値に基づくデューティー比のＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスをゲートドライバ８に送出するものである。

【0031】

上記マイコン６の構成で、特に本実施形態では、定電流源４を構成する各スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，…，Ｓ２−ｎ、ドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，…，Ｓ３−ｎ、または定電流源４に流れている電流値Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎを電流検出用の抵抗Ｒ１−１で電圧に変換した各スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのソース電圧Ｓ１−１，Ｓ１−２，…，Ｓ１−ｎの何れか一つを選択して測定し、各列の測定値を総和値、平均値、最小値、最大値等の算出により統計処理してモニタ値を生成する。次にコンバータ３の動作開始直後に、ＰＷＭユニット１６からのＰＷＭパルスのオンデューティを所定の周期毎に増加させて、コンバータ３の出力電圧Ｖoutを徐々に上昇させていく。その過程で、各ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎに流れる電流値Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎが流れ始めた後、定電流源４の動作によって、前記モニタ値が可変した値から一定の値になる変化点を検出し、その後は当該変化点を目標として、モニタ値が常に変化点と一致するようなオンデューティのＰＷＭパルスをＰＷＭユニット１６から出力する。この様にコンバータ３の出力電圧Ｖoutを制御する出力電圧制御手段２１としての機能を備えている。

【0032】

より具体的には、出力電圧制御手段２１は、予め任意に規定する値を１ステップとして、出力電圧Ｖoutを１ステップ上昇させ、出力電圧Ｖoutを変化させる前後のモニタ値の差分が、一定の閾値の範囲外の時は、次の動作で出力電圧Ｖoutを１ステップ上昇させる。ここで、任意に規定するステップの値は、ＣＰＵ１５の分解能等により定義することができる。

【0033】

一方、出力電圧Ｖoutを変化させる前後のモニタ値の差分が、閾値の範囲内の時は、その点が変化点となり、次の動作で出力電圧Ｖoutを１ステップ減少させ、次の動作で再び前後のモニタ値の差分と閾値とを比較することで、コンバータ３の出力電圧Ｖoutを制御する。また、モニタ値の差分が閾値の範囲内の時に、出力電圧Ｖoutを1ステップ減少させる動作は、スイッチング周期よりも遅い（コンバータ３の出力ＬＣフィルタであるチョークコイルＬcnvとコンデンサＣcnvとの時定数よりも長い）周期で行なう構成となっている。

【0034】

さらに本実施形態のように、負荷として複数のＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎがある場合、モニタ値を算出する測定値として、電流値Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎを示す検出電圧（スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのソース電圧Ｓ１−１，Ｓ１−２，…，Ｓ１−ｎ）を用いる場合には、各列における検出電圧の総和値，平均値、又は最小値(異常列を除く)の何れかをモニタ値とし、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，…，Ｓ２−ｎを用いる場合には、各列におけるゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，…，Ｓ２−ｎの総和値，平均値，又は最大値の何れかをモニタ値とし、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，…，Ｓ３−ｎを用いる場合には、各列におけるドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，…，Ｓ３−ｎの最小値(異常列を除く)を用いるように、出力電圧制御手段２１を構成するのが好ましい。

【0035】

複数のＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎのなかで、異常列を検知して異常列を除く動作を行った場合、検出電圧の総和値をモニタ値とした場合には、その異常列の検出電圧を除外しても良い。その場合、モニタ値における総和値が除外した分低下するため、基準をその分低下させても良い。

【0036】

上述した複数の検出電圧を組み合わせて、モニタ値としても良い。また、複数のモニタ値を組み合わせて、最終的に必要なモニタ値としても良い。

【0037】

次に、上記負荷駆動装置１の構成について、図２〜図４を参照しながらその作用を詳しく説明する。本実施形態では、次の３つの方法の何れかにより、出力電圧制御手段２１による出力電圧Ｖoutの制御が行われる。

【0038】

第１の制御方法は、電流値Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎからモニタ値を生成する方法である。これは先ず、負荷駆動装置１の動作開始時において、コンバータ３に入力電圧Ｖinが入力されると、各ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎには電流が流れていないため、定電流源４を構成するオペアンプＡ１−１，Ａ１−２，…，Ａ１−ｎが、電流値Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎに対応したスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのソース電圧Ｓ１−１，Ｓ１−２，…，Ｓ１−ｎと、基準電圧Ｖ１との比較結果により、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎをスイッチング領域で完全に導通させた状態にする。その後、マイコン６の動作が開始すると、出力電圧制御手段２１はコンバータ３からの出力電圧Ｖoutが徐々に上昇するように、ゲートドライバ８に出力するＰＷＭパルスのオンデューティを次第に増加させて行くが、各ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎにおいて、出力電圧Ｖoutの値が個々のＬＥＤの順方向降下電圧Ｖｆの和に近づくまでは、上述した定電流源４の動作により、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎは導通した状態が続く。

【0039】

図２は上述の方法で、コンバータ３の出力電圧Ｖoutを横軸とし、３つのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３に流れている電流値Ｉout−１，Ｉout−２，Ｉout−３を電圧に変換する抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，Ｒ１−３の両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）を縦軸としたときの関係を、グラフで示したものである。ここでは電流検出器として、何れも12Ωの抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，Ｒ１−３を用いており、例えば抵抗Ｒ１−１の両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１）は、Ｉout−１［Ａ］×12［ohm］となる。抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，Ｒ１−３の両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）は、図１に示すスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のソース電圧Ｓ１−１，Ｓ１−２，Ｓ１−３にそれぞれ相当する。

【0040】

また図３は、コンバータ３の出力電圧Ｖoutを横軸とし、各モニタ値Ｖ（Ｒ１−ｎ）sum，Ｖ（Ｒ１−ｎ）avg，Ｖ（Ｒ１−ｎ）minの電圧を縦軸としたときの関係をグラフで示したものである。同図において、Ｖ（Ｒ１−ｎ）sumは、各両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）の総和値であり、Ｖ（Ｒ１−ｎ）avgは、各両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）の平均値であり、Ｖ（Ｒ１−ｎ）minは、各両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）の最小値である。

【0041】

図４は、マイコン６に内蔵するタイマー（図示せず）に基づく出力電圧制御手段２１の周期的な動作手順を示している。このタイマーは、マイコン６内でＰＷＭパルスの周波数となるクロック周波数を分周して得られ、一例としてクロック周波数が200ｋＨｚの場合は、タイマーの周波数が20ｋＨｚに設定される。そして、このタイマーの周期に従って、後述する出力電圧Ｖoutの値を上昇または減少させる制御が行われる。

【0042】

以下、出力電圧制御手段２１の動作手順を説明すると、図４のプログラムステップＰ１において、出力電圧制御手段２１はモニタ値を算出する上で必要となる測定値を取得するために、各抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，Ｒ１−３の両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）をＭＵＸ１１でそれぞれ取り込んで、それらの値をＡＤＣ１２でアナログ値からデジタル値に変換する。そして、次のプログラムステップＰ２で、出力電圧制御手段２１はモニタ値Ｍ［０］として、両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）の総和値Ｖ（Ｒ１−ｎ）sumや、平均値（Ｒ１−ｎ）avgや、最小値Ｖ（Ｒ１−ｎ）minを算出する。

【0043】

前述の図２や図３で示したように、コンバータ３の出力電圧Ｖoutが7.2Ｖ以下の領域では、各ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３に電流が流れず、検出電圧である両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）や、マイコン６内で算出されるモニタ値Ｖ（Ｒ１−ｎ）sum，Ｖ（Ｒ１−ｎ）avg，Ｖ（Ｒ１−ｎ）minは、共にほぼ０となっている。出力電圧制御手段２１は、各ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３に電流が流れ始めるまで、先ずコンバータ３からの出力電圧Ｖoutを上昇させる必要があるため、図４のプログラムステップＰ３で、電流値Ｉout−１，Ｉout−２，Ｉout−３のモニタ値Ｍ［０］が、電流値Ｉout−１，Ｉout−２，Ｉout−３の目標値となる電圧Ｖ１に対する適当な第１の閾値（例えば、電圧Ｖ１の50％に相当する値）を超えているか否かを判定し、モニタ値Ｍ［０］が第１の閾値以下であれば、プログラムステップＰ７に移行して、ゲートドライバ８に出力するＰＷＭパルスのオンデューティを１ステップ増加させることで、コンバータ３からの出力電圧Ｖoutを１ステップ上昇させ、次の周期的な動作手順を行なうためにプログラムステップＰ１に戻る。

【0044】

それに対して出力電圧制御手段２１は、前記プログラムステップＰ３でモニタ値Ｍ［０］が第１の閾値を超えていれば、プログラムステップＰ４に移行して、前回の周期的な動作手順において、プログラムステップＰ２で得たモニタ値Ｍ［−１］と、今回の周期的な動作手順において、プログラムステップＰ２で得たモニタ値Ｍ［０］との差分ΔＭ＝Ｍ［０］−Ｍ［−１］を計算する。この計算を可能にするために、マイコン６は前回のモニタ値Ｍ［−１］を記憶保持する記憶部（図示せず）を備えている。

【0045】

出力電圧制御手段２１はプログラムステップＰ４で差分ΔＭを計算すると、次のプログラムステップＳ５で、この差分ΔＭが第２の閾値と第３の閾値との間の範囲内にあるか否かを判定する。ここで、差分ΔＭが第２の閾値よりも大きく、且つ第３の閾値よりも小さければ、図２や図３で出力電圧Ｖout＝8.1Ｖを超えて、モニタ値Ｍ［０］が平坦になっている状態であると判断される。その時、出力電圧制御手段２１は、モニタ値Ｍ［０］の平坦部のどこで出力電圧Ｖoutを制御させているのかが分からないため、プログラムステップＰ５の後でコンバータ３に対する制御を停止するのではなく、プログラムステップＰ６でＰＷＭパルスのオンデューティを１ステップ減少させる。

【0046】

一方、プログラムステップＰ５で差分ΔＭが第２の閾値以下または第３の閾値以上であれば、図１で出力電圧Ｖout=8.1Ｖ以下のモニタ値Ｍ［０］が上昇している状態と判断され、プログラムステップＰ７でＰＷＭパルスのオンデューティを１ステップ増加させる。こうして、出力電圧制御手段２１がＰＷＭパルスのオンデューティを決定すると、次の周期的な動作手順を行なうためにプログラムステップＰ１に戻る。

【0047】

このように、定電流源４によりモニタ値Ｍ［０］が一定の平坦になる領域と、モニタ値Ｍ［０］が上昇変化している領域の境目（例えば、図２，３における出力電圧Ｖoutが８．１５Ｖの箇所）を、モニタ値Ｍ［０］の目標となる変化点として、コンバータ３からの出力電圧Ｖoutを制御することで、定電流源４の損失を最小に抑えることができる。また、各電流値Ｉout−１，Ｉout−２，Ｉout−３からモニタ値を生成する第１の制御方法では、抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，Ｒ１−３の両端間電圧Ｖ（Ｒ１−１），Ｖ（Ｒ１−２），Ｖ（Ｒ１−３）の最小値Ｖ（Ｒ１−ｎ）minをモニタ値Ｍ［０］とするのが好ましい。この場合、前記変化点をモニタ値Ｍ［０］の目標値として、出力電圧Ｖoutを制御することで、定電流源４により全てのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３が定電流動作する最低の出力電圧Ｖoutを、各ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３に供給できるようになり、定電流源４の損失を最小に抑えつつも、全てのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３を確実に定電流動作させることが可能になる。

【0048】

第２の制御方法は、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，Ｓ２−３からモニタ値を生成する方法である。ここでの出力電圧制御手段２１は、図４のプログラムステップＰ３で、オペアンプＡ１−１，Ａ１−２，Ａ１−３の動作電圧Ｖccと、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３の最大スレッシュホールド電圧Ｖthmaxとの間に第１の閾値を設定して、各ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３に接続するスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３の中で、１箇所以上のゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，Ｓ２−３の値、またはゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，Ｓ２−３の総和値が、第１の閾値の３倍（ｎ＝３の場合）の値以下に低下したか否かを判定し、第１の閾値の３倍（ｎ＝３の場合）の値を超えていればプログラムステップＰ７に移行する一方で、第１の閾値の３倍（ｎ＝３の場合）の値以下であればプログラムステップＰ４に移行する。また出力電圧制御手段２１は、全てのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３にそれぞれ接続するスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３について、そのゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，Ｓ２−３の総和値をモニタ値とし、或いは異常なＬＥＤ列を除いて、正常なＬＥＤ列２−１，２−２，２−３にそれぞれ接続するスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３について、そのゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，Ｓ２−３の最大値をモニタ値Ｍ［０］として、図４に示すプログラムステップＰ４以降の動作手順を第１の制御方法と同様に実行する。

【0049】

これにより、第１の制御方法と同等の効果が得られ、定電流源４の損失を最小に抑えることができる。また、各スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，Ｓ２−３からモニタ値を生成する第２の制御方法では、正常なＬＥＤ列２−１，２−２，２−３にそれぞれ接続するスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３について、そのゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，Ｓ２−３の最大値をモニタ値Ｍ［０］とするのが好ましい。この場合、前記変化点をモニタ値Ｍ［０］の目標値として、出力電圧Ｖoutを制御することで、定電流源４により全てのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３が定電流動作する最低の出力電圧Ｖoutを、各ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３に供給できるようになり、定電流源４の損失を最小に抑えつつも、全てのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３を確実に定電流動作させることが可能になる。

【0050】

第３の制御方法は、異常なＬＥＤ列を除いて、正常なＬＥＤ列２−１，２−２，２−３にそれぞれ接続するスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，Ｓ３−３からモニタ値を生成する方法である。この場合、出力電圧制御手段２１は図４のプログラムステップＰ２で、異常なＬＥＤ列を除くスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，Ｓ３−３の総和値や、平均値や、最小値を、モニタ値Ｍ［０］として算出する。また、図４に示すプログラムステップＰ３の処理は無く、図４に示すプログラムステップＰ４以降の動作手順を第１の制御方法や第２の制御方法と同様に実行する。なお、プログラムステップＰ３の処理を省略できる理由は、プログラムステップＰ７で出力電圧Ｖoutを１ステップ上昇させるのに伴い、各スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のドレイン−ソース間に電流が流れ始める状態になっていれば、ドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，Ｓ３−３はノイズの影響を受けづらく、モニタ値Ｍ［０］から変化点を誤って検出する恐れを回避できるからである。

【0051】

これにより、第１の制御方法や第２の制御方法と同等の効果が得られ、定電流源４の損失を最小に抑えることができる。また、正常なＬＥＤ列２−１，２−２，２−３にそれぞれ接続するスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，Ｓ３−３からモニタ値を生成する第３の制御方法では、それらのドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，Ｓ３−３の最小値をモニタ値Ｍ［０］とするのが好ましい。この場合、前記変化点をモニタ値Ｍ［０］の目標値として、出力電圧Ｖoutを制御することで、定電流源４により全てのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３が定電流動作する最低の出力電圧Ｖoutを、各ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３に供給できるようになり、定電流源４の損失を最小に抑えつつも、全てのＬＥＤ列２−１，２−２，２−３を確実に定電流動作させることが可能になる。

【0052】

次に、本発明に係る第二実施形態の負荷駆動装置１について、図５を参照しながら説明する。なお、上記実施例と同一部分に同一符号を付し、同一箇所の説明は省略する。本実施形態は、前記定電流源４の変形例を示しており、この定電流源４Ａは、１個のコンパレータＣomp１の出力に基づき複数列のＬＥＤ列２−１，２−２，２−３を定電流動作させるように構成している。具体的には、前記オペコンパレータＣomp１の出力側に１個のパルス生成回路３１が接続され、このパルス生成回路３１の出力側には前記ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３と同数のラッチ回路３２が接続され、各ラッチ回路３２にはＬＰＦ（ローパスフィルタ）３３がそれぞれ接続され、このＬＰＦ３３の出力側は前記スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３のゲートにそれぞれ接続されている。

【0053】

そして上記構成では、前記抵抗Ｒ１−１，Ｒ１−２，Ｒ１−３の両端間電圧の何れかが、ＭＵＸ１１を介して選択的に出力され、コンパレータＣomp１において基準電圧Ｖ１と比較される。ここで、基準電圧Ｖ１の方が高いときは前記コンパレータＣomp１からＨ（高）レベルの電圧を出力する。次に、パルス生成回路３１はパルス信号源３４からの基準タイミング信号に基づいてパルスを生成し、これをラッチ回路３２にて保持し、ＬＰＦ３３に出力する。次いでＬＰＦ３３においてパルスを平滑化し、直流に近い波形として選択されたＬＥＤ列２−１，２−２，２−３を非スイッチング領域で動作させる。以上の動作が繰り返されることにより、ＬＥＤ列２−１，２−２，２−３は定電流制御される。なお、本実施形態では前記スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，Ｑ１−３の停止制御をそのソース側に接続されたスイッチ素子Ｑ２で行なうように構成しており、スイッチ素子Ｑ２はパルス信号源３５からの外部フィルタリセット信号により動作する。

【0054】

以上のように、本発明の負荷駆動装置１は、負荷である複数並列のＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎに電力を供給する電力変換回路としてのコンバータ３と、各ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎと直列に接続され、その接続したＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎに流れる電流を制御するためのスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎをそれぞれ内蔵する定電流源４と、ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎに流れる電流Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎに応じた電圧であるスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎのソース電圧Ｓ１−１，Ｓ１−２，…，Ｓ１−ｎか、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの制御端子の電圧であるゲート電圧Ｓ２−１，Ｓ２−２，…，Ｓ２−ｎか、ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎからの電流Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎが流れ込むスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの＋側端子の電圧であるドレイン電圧Ｓ３−１，Ｓ３−２，…，Ｓ３−ｎの何れか一つを選択して用いて、コンパレータ３から各ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎに共通に印加される出力電圧Ｖoutを、所定の周期毎に予め任意に規定された値でステップ状に変化上昇させていく過程で、都度に測定して、各列間で総和値、平均値、最小値、最大値等の算出の統計処理をして、その何れか一つをモニタ値Ｍ［０］として生成し、コンバータ３から各ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎへの出力電圧Ｖoutを変化させたのに対して、モニタ値Ｍ［０］の急峻に変化する変曲点ポイントを変化点として検出することで、この変化点をモニタ値Ｍ［０］の目標値として出力電圧Ｖoutを制御する制御回路としてのマイコン６と、を備えている。

【0055】

この場合、マイコン６で統計処理されたモニタ値を用い、コンバータ３からＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎへの出力電圧Ｖoutを変化させた時に、その変化前と変化後の各モニタ値Ｍ［−１］，Ｍ［０］を比較すれば、どのＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎであっても、定電流源４により各ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎが定電流で動作できる変化点を検出することが可能になる。したがって、マイコン６で検出した変化点をモニタ値Ｍ［０］の目標値として出力電圧Ｖoutを制御すれば、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎに温度変化や部品ばらつきがあったり、ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎに流れる出力電流Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎの設定値を決める基準電圧Ｖ１の値や、ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎそのものに変動があったりしても、定電流源４におけるスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの両端電圧を最小する事が可能となるため、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの損失を最小にすることができる。また、ＬＥＤ列２−１，２−２，…，２−ｎの電力や列数が増えた場合でも、同じようにモニタ値Ｍ［０］を生成して、そこから定電流源４のスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの損失を最小にするように、出力電圧Ｖoutを制御できるだけでなく、モニタ値を比較する上で基準値を必要としないため、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの部品ばらつきに拘らず確実に制御ができ、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎを変更したり、出力電流Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎが変化したりしても、同じ回路構成で対応できる。

【0056】

また本発明では、出力電圧Ｖoutを上昇させた時に、出力電圧Ｖoutの変化に追随して負荷電流である出力電流Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎが変化する非定電流状態から、出力電圧Ｖoutの変化に対して出力電流Ｉout−１，Ｉout−２，…，Ｉout−ｎの変化がなくなる定電流状態に移行するポイントを検出する、すなわち出力電圧Ｖoutを変化させる前後のモニタ値Ｍ［−１］，Ｍ［０］が、可変上昇した値から一定の値になるときの値を、上記の変化点としてマイコン６が検出するのが好ましい。何故なら、この状態が定電流動作に移行したポイントであって、且つスイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの両端間電圧が最も小さく、定電流源４の損失が最も小さいポイントだからである。

【0057】

この場合、負荷駆動装置１の動作開始時に出力電圧Ｖoutを比較的低い電圧から徐々に上昇させるのを利用して、マイコン６が最適な変化点を検出することが可能になる。

【0058】

また本発明では、スイッチ素子Ｑ１−１，Ｑ１−２，…，Ｑ１−ｎの全てに定電流が流れるまでは、出力電圧Ｖoutを単調的に変化すなわち増加させるようにマイコン６を構成している。

【0059】

この場合、出力電圧Ｖoutを増加させているときに、ノイズの影響などで誤って別な段階でモニタ値Ｍ［０］の変化点が検出されないように、モニタ値Ｍ［０］が第１の閾値に達するまでは、モニタ値Ｍ［０］の変化点を検出せずに出力電圧Ｖoutを単調に増加させる。これにより、モニタ値Ｍ［０］の変化点をマイコン６で正しく検出可能になる。

【0060】

以上、本発明の実施の形態を説明したが、これは本発明の説明のための例示であって、本発明の範囲をこの実施の形態にのみ限定する趣旨ではない。本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。例えばコンバータ３は、図示した昇圧チョッパ回路に限らず、一乃至複数のスイッチング素子を備えたあらゆる回路構成のコンバータに適用できる。また、各部の信号レベルや論理構成を上記各実施形態に示したものと変更して、同様の効果を実現させても構わない。さらに、ＬＥＤに限らず、定電流制御を行うあらゆる負荷を用いてよく、その数も一乃至複数と限定されない。

【符号の説明】

【0061】

２−１，２−２，…２−ｎ ＬＥＤ列（負荷）
３ コンバータ（電力変換回路）
４ 定電流源
６ マイコン（制御回路）
Ｑ１−１，Ｑ１−２，…Ｑ１−ｎ スイッチ素子

【図1】

【図4】

【図5】

【図2】

【図3】