特許 5963125 直流電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5963125

(24)【登録日】2016年7月8日

(45)【発行日】2016年8月3日

(54)【発明の名称】直流電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20160721BHJP

   H02M 3/335 20060101ALI20160721BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 P

   H02M3/335 E

   H02M3/28 Q

【請求項の数】5

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2011-161048(P2011-161048)

(22)【出願日】2011年7月22日

(65)【公開番号】特開2013-27201(P2013-27201A)

(43)【公開日】2013年2月4日

【審査請求日】2014年3月4日

(73)【特許権者】

【識別番号】000000099

【氏名又は名称】株式会社ＩＨＩ

(73)【特許権者】

【識別番号】504182255

【氏名又は名称】国立大学法人横浜国立大学

(74)【代理人】

【識別番号】100064908

【弁理士】

【氏名又は名称】志賀 正武

(72)【発明者】

【氏名】今久保 知史

(72)【発明者】

【氏名】佐々木 裕司

(72)【発明者】

【氏名】河村 篤男

(72)【発明者】

【氏名】グイディ・ジュセッペ

【審査官】 神山 貴行

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１０−１７２１４６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−０４４８８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０８−２１４５４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−２０６１２０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／００〜３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

トランスの一次側にインダクタを介して接続されたスイッチング素子からなる一次側単相ブリッジ回路と、前記トランスの二次側に接続されたスイッチング素子からなる二次側単相ブリッジ回路と、位相シフト方式のＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを行う制御手段とを備えた双方向型の直流電力変換装置であって、
前記制御手段は、
前記一次側単相ブリッジ回路の入力電圧Ｖ_１及び前記二次側単相ブリッジ回路の出力電圧Ｖ_２に基づいて電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍの関数を計算し、必要な電力潮流Ｐと電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍとの比較結果によって、第１モード又は第２モードを選択するモード選択手段と、
前記第１モードが選択された場合には、下記条件式（７）を満足する最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出する一方、前記第２モードが選択された場合には、下記条件式（９）を満足する最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出するスイッチングパターン計算手段と、
前記最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}の計算結果に基づいて、前記スイッチング素子を位相シフトＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記二次側単相ブリッジ回路のゼロ電圧区間ｔ_ｚを零に固定して、或いは零以外の所定幅に固定して、前記一次側単相ブリッジ回路の最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出し、
前記最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}は、前記一次側単相ブリッジ回路の出力電圧のゼロ電圧区間であり、
前記最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}は、前記一次側単相ブリッジ回路の出力電圧に対する前記二次側単相ブリッジ回路の入力電圧の位相シフト量である
ことを特徴とする直流電力変換装置。

【数1】

【請求項2】

前記スイッチングパターン計算手段は、前記第１モードが選択された場合には、下記（８）式に基づいて、前記最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出することを特徴とする請求項１に記載の直流電力変換装置。

【数2】

【請求項3】

前記スイッチングパターン計算手段は、前記第２モードが選択された場合には、下記（１０）（１１）（１２）式に基づいて、前記最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出することを特徴とする請求項１に記載の直流電力変換装置。

【数3】

【請求項4】

前記モード選択手段は、選択した第１モード或いは第２モードに応じてスイッチング周波数を決定し、
前記スイッチングパターン計算手段は、前記スイッチング周波数の決定結果に基づいてスイッチング周期を算出し、
前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記ＰＷＭ信号の周期を前記スイッチング周期と一致させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の直流電力変換装置。

【請求項5】

前記制御手段は、
前記二次側単相ブリッジ回路の出力電圧Ｖ_２の計測結果が、出力電圧目標値Ｖ_２refと一致するような操作量をＰＩ演算によって求め、この操作量を電流目標値Ｉ_１refとして出力する電圧ＰＩ制御手段と、
前記一次側単相ブリッジ回路の入力電流Ｉ_１の計測結果が、前記電圧ＰＩ制御手段から入力される電流目標値Ｉ_１refと一致するような操作量をＰＩ演算によって求め、この操作量を補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}として出力する電流ＰＩ制御手段と、
前記スイッチングパターン計算手段から出力される前記最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}と、前記電流ＰＩ制御手段から出力される前記補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}とを加算し、その加算値を補正後の最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}として前記ＰＷＭ信号発生手段に出力する加算手段と、
を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の直流電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直流電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

周知の通り、直流電力の変換を行う直流電力変換装置は、一般的にＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれており、非絶縁型のものと絶縁型のものに大別される。絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータとしては、２つの単相ブリッジ回路が高周波絶縁トランスを介して接続されて成る、ＤＡＢ(Dual Active Bridge)と呼ばれる双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、ＤＡＢコンバータと称す）が知られている（非特許文献１、２参照）。

【0003】

このＤＡＢコンバータでは、位相シフト方式のＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御によって、スイッチング素子のソフトスイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）を行うことにより、低損失化を実現している。例えば、下記非特許文献１には、ＤＡＢコンバータの損失モデルを用いてＺＶＳタイミングの最適解、つまり損失が最小となるＺＶＳタイミングを計算によって求める技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【非特許文献1】R.W.A.A.De Doncker, D.M.Divan, and M.H.Kheraluwala,“A Three-Phase Soft-Switched High-Power-Density dc/dc Converter for High-Power Applications”, IEEE Trans.Ind.Applicat., Vol.27, No.1, pp.63-73, 1991

【非特許文献2】赤木泰文：「超低損失・高速パワーデバイスの使用を前提とした次世代高圧電力変換回路」、平成１５年電気学会産業応用部門大会、No.1, pp183-186, 2003

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

上記従来技術では、複雑な損失モデルを用いてＺＶＳタイミングの最適解を計算するため、その計算に時間がかかる一方で、正確な最適解を得られない、つまり思うような損失低減効果を得られないという課題があった。

【0006】

本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、簡易な計算によって、ソフトスイッチングの条件を満たしつつ、低損失化を実現可能な直流電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記目的を達成するために、本発明では、直流電力変換装置に係る第１の解決手段として、トランスの一次側にインダクタを介して接続されたスイッチング素子からなる単相ブリッジ回路と、位相シフト方式のＰＷＭ制御によって前記スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを行う制御手段とを備えた直流電力変換装置であって、前記制御手段は、前記単相ブリッジ回路の入力電圧Ｖ_１、前記トランスの二次側回路の出力電圧Ｖ_２及び電力潮流Ｐに基づいて、第１モード或いは第２モードを選択するモード選択手段と、前記第１モードが選択された場合には、下記条件式（７）を満足する最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出する一方、前記第２モードが選択された場合には、下記条件式（９）を満足する最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出するスイッチングパターン計算手段と、前記最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}の計算結果に基づいて、前記スイッチング素子を位相シフトＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生手段とを備える、という手段を採用する。

【0008】

【数1】

【0009】

【数2】

【0010】

また、本発明では、直流電力変換装置に係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記スイッチングパターン計算手段は、前記第１モードが選択された場合には、下記（８）式に基づいて、前記最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出する、という手段を採用する。

【0011】

【数3】

【0012】

また、本発明では、直流電力変換装置に係る第３の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記スイッチングパターン計算手段は、前記第２モードが選択された場合には、下記（１０）（１１）（１２）式に基づいて、前記最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出する、という手段を採用する。

【0013】

【数4】

【0014】

【数5】

【0015】

【数6】

【0016】

また、本発明では、直流電力変換装置に係る第４の解決手段として、上記第１〜第３のいずれかの解決手段において、前記モード選択手段は、選択した第１モード或いは第２モードに応じてスイッチング周波数を決定し、前記スイッチングパターン計算手段は、前記スイッチング周波数の決定結果に基づいてスイッチング周期を算出し、前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記ＰＷＭ信号の周期を前記スイッチング周期と一致させる、という手段を採用する。

【0017】

また、本発明では、直流電力変換装置に係る第５の解決手段として、上記第１〜第４のいずれかの解決手段において、前記制御手段は、前記トランスの二次側回路の出力電圧Ｖ_２の計測結果が、出力電圧目標値Ｖ_２refと一致するような操作量をＰＩ演算によって求め、この操作量を電流目標値Ｉ_１refとして出力する電圧ＰＩ制御手段と、前記単相ブリッジ回路の入力電流Ｉ_１の計測結果が、前記電圧ＰＩ制御手段から入力される電流目標値Ｉ_１refと一致するような操作量をＰＩ演算によって求め、この操作量を補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}として出力する電流ＰＩ制御手段と、前記スイッチングパターン計算手段から出力される前記最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}と、前記電流ＰＩ制御手段から出力される前記補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}とを加算し、その加算値を補正後の最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}として前記ＰＷＭ信号発生手段に出力する加算手段とを備える、という手段を採用する。

【0018】

また、本発明では、直流電力変換装置に係る第６の解決手段として、上記第１〜第５のいずれかの解決手段において、前記トランスの二次側回路もスイッチング素子からなる単相ブリッジ回路であり、双方向型の電力変換装置である、という手段を採用する。

【0019】

また、本発明では、直流電力変換装置に係る第７の解決手段として、上記第１〜第５のいずれかの解決手段において、前記制御手段は、二次側単相ブリッジ回路のゼロ電圧区間ｔ_ｚを零に固定して、一次側単相ブリッジ回路の最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出する、という手段を採用する。

【0020】

また、本発明では、直流電力変換装置に係る第８の解決手段として、上記第１〜第５のいずれかの解決手段において、前記制御手段は、二次側単相ブリッジ回路のゼロ電圧区間ｔ_ｚを零以外の所定幅に固定して、一次側単相ブリッジ回路の最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出する、という手段を採用する。

【発明の効果】

【0021】

本発明によれば、第１モードが選択された場合には条件式（７）を、第２モードが選択された場合には条件式（９）を満足する最適ゼロ電圧区間及び最適位相シフト量を算出するので、従来のような複雑な損失モデルを用いてＺＶＳタイミングの最適解を計算することなく、簡易な計算によって、ソフトスイッチングの条件を満たしつつ、低損失化を実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0022】

【図1】本実施形態に係るＤＡＢコンバータ１の構成概略図である。

【図2】Mode0とMode1における電圧電流波形を表す図である。

【図3】Mode0とMode1のモード選択手法に関する補足説明図である。

【図4】最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}の決定手法に関する補足説明図である。

【図5】本願発明者が提案した位相シフトＰＷＭ制御の効果を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0023】

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態について説明する。なお、以下では、本発明に係る直流電力変換装置として、２つの単相ブリッジ回路が高周波絶縁トランスを介して接続されて成る、ＤＡＢ(Dual Active Bridge)と呼ばれる双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、ＤＡＢコンバータと称す）を例示して説明する。

【0024】

図１は、本実施形態に係るＤＡＢコンバータ１の構成概略図である。この図１に示すように、ＤＡＢコンバータ１は、一次側単相ブリッジ回路１１、インダクタ１２、高周波絶縁トランス１３、二次側単相ブリッジ回路１４、モードセレクタ１５、スイッチングパターン計算器１６、電圧ＰＩ制御器１７、電流ＰＩ制御器１８、加算器１９及びＰＷＭ信号発生器２０から構成されている。
なお、これらの構成要素の内、モードセレクタ１５、スイッチングパターン計算器１６、電圧ＰＩ制御器１７、電流ＰＩ制御器１８、加算器１９及びＰＷＭ信号発生器２０は、本発明における制御手段を構成するものである。

【0025】

一次側単相ブリッジ回路１１は、ブリッジ接続された４つのスイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄと、これらの各々に並列接続された還流ダイオード１１ｅ、１１ｆ、１１ｇ、１１ｈ及びスナバコンデンサ１１ｉ、１１ｊ、１１ｋ、１１ｍから構成されている。スイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄは、それぞれＭＯＳＦＥＴ或いはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子である。

【0026】

スイッチング素子１１ａと１１ｂの接続点は、インダクタ１２を介して高周波絶縁トランス１３の一次巻線１３ａの一端に接続されている。また、スイッチング素子１１ｃと１１ｄの接続点は、高周波絶縁トランス１３の一次巻線１３ａの他端に接続されている。なお、以下では、一次側単相ブリッジ回路１１の入力電圧（直流電圧）をＶ_１、入力電流をＩ_１とする。

【0027】

このように構成された一次側単相ブリッジ回路１１は、ＰＷＭ信号発生器２０から入力されるＰＷＭ信号によって各スイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄのオン／オフ状態が制御されることにより、入力電圧Ｖ_１を単相交流電圧（一次交流電圧）に変換してインダクタ１２側（高周波絶縁トランスの１次側）に出力する。

【0028】

インダクタ１２は、一端がスイッチング素子１１ａと１１ｂの接続点に接続され、他端が高周波絶縁トランス１３の一次巻線１３ａの一端に接続された力率調整用の誘導性素子である。高周波絶縁トランス１３は、巻線比が「ｍ：ｎ（ｍ、ｎは整数）」に設定された一次巻線１３ａ及び二次巻線１３ｂを備えており、一次側単相ブリッジ回路１１からインダクタ１２を介して一次巻線１３ａに入力された一次交流電圧を巻数比に応じて昇圧し、二次交流電圧として二次巻線１３ｂから二次側単相ブリッジ回路１４に出力する。

【0029】

二次側単相ブリッジ回路１４は、ブリッジ接続された４つのスイッチング素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄと、これらの各々に並列接続された還流ダイオード１４ｅ、１４ｆ、１４ｇ、１４ｈ及びスナバコンデンサ１４ｉ、１４ｊ、１４ｋ、１４ｍから構成されている。スイッチング素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄは、それぞれＭＯＳＦＥＴ或いはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子である。

【0030】

スイッチング素子１４ａと１４ｂの接続点は、高周波絶縁トランス１３の二次巻線１３ｂの一端に接続されている。また、スイッチング素子１４ｃと１４ｄの接続点は、高周波絶縁トランス１３の二次巻線１３ｂの他端に接続されている。なお、以下では、二次側単相ブリッジ回路１４の出力電圧（直流電圧）をＶ_２とする。

【0031】

このように構成された二次側単相ブリッジ回路１４は、ＰＷＭ信号発生器２０から入力されるＰＷＭ信号によって各スイッチング素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄのオン／オフ状態が制御されることにより、高周波絶縁トランス１３の二次巻線１３ｂから入力される二次交流電圧を直流電圧に変換し、出力電圧Ｖ_２として外部に出力する。
なお、以上の説明では、一次側単相ブリッジ回路１１から二次側単相ブリッジ回路１４へ向かう方向を電力潮流方向としたが、逆方向を電力潮流方向とすることも可能である。

【0032】

モードセレクタ１５は、電圧・電流計測器（図示省略）から入力される、一次側単相ブリッジ回路１１の入力電圧Ｖ_１及び入力電流Ｉ_１と、二次側単相ブリッジ回路１４の出力電圧Ｖ_２との計測結果に基づいて、モード（Mode0 ,Mode1）及びスイッチング周波数Ｆｓを決定し、その決定結果をスイッチングパターン計算器１６に出力する。

【0033】

スイッチングパターン計算器１６は、モードセレクタ１５にて決定されたモード及びスイッチング周波数Ｆｓに基づいて、最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}（上に横線の付いたｔ_φと同義）、最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}（上に横線の付いたｔ_ｚと同義）、及びスイッチング周期Ｔを計算し、最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}の計算結果を加算器１９に出力すると共に、最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及びスイッチング周期Ｔの計算結果をＰＷＭ信号発生器２０に出力する。

【0034】

電圧ＰＩ制御器１７は、電圧・電流計測器（図示省略）から入力される、二次側単相ブリッジ回路１４の出力電圧Ｖ_２の計測結果が、上位制御装置（図示省略）から入力される出力電圧目標値Ｖ_２refと一致するような操作量（電流目標値Ｉ_１ref）をＰＩ演算によって求め、この電流目標値Ｉ_１refを電流ＰＩ制御器１８に出力する。

【0035】

電流ＰＩ制御器１８は、電圧・電流計測器（図示省略）から入力される、一次側単相ブリッジ回路１１の入力電流Ｉ_１の計測結果が、電圧ＰＩ制御器１７から入力される電流目標値Ｉ_１refと一致するような操作量（補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}）をＰＩ演算によって求め、この補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}を加算器１９に出力する。

【0036】

加算器１９は、スイッチングパターン計算器１６から入力される最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}と、電流ＰＩ制御器１８から入力される補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}とを加算し、その加算値を補正後の最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}としてＰＷＭ信号発生器２０へ出力する。

【0037】

ＰＷＭ信号発生器２０は、加算器１９から得られる補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}を加算後の最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}と、スイッチングパターン計算器１６から得られる最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及びスイッチング周期Ｔに基づいて、一次側単相ブリッジ回路１１及び二次側単相ブリッジ回路１４の各スイッチング素子をオン／オフ制御するためのＰＷＭ信号を生成して、一次側単相ブリッジ回路１１及び二次側単相ブリッジ回路１４に出力する。

【0038】

次に、上記のように構成されたＤＡＢコンバータ１の動作原理について説明する。
本実施形態におけるＤＡＢコンバータ１は、位相シフト方式のＰＷＭ制御によって、スイッチング素子のソフトスイッチング（ＺＶＳ）を行うが、ゼロ電圧区間ｔ_ｚ及び位相シフト量ｔ_φの範囲と、電力潮流方程式と、ＺＶＳ制約の異なる２つのモード（Mode0 ,Mode1）が存在する。

【0039】

図２（ａ）は、Mode0における電圧電流波形を表し、図２（ｂ）は、Mode1における電圧電流波形を表している。また、Mode0におけるゼロ電圧区間ｔ_ｚ及び位相シフト量ｔ_φの範囲と、電力潮流方程式と、ＺＶＳ制約は下記（１）式で表され、Mode1におけるゼロ電圧区間ｔ_ｚ及び位相シフト量ｔ_φの範囲と、電力潮流方程式と、ＺＶＳ制約は下記（２
）式で表される。

【0040】

【数7】

【0041】

【数8】

【0042】

Mode1は、ｔ_ｚ＝０の時に従来の方形波位相シフト変調となり、２つのモードは、ｔ_φ＝ｔ_ｚ／２の時に一致する。２つのモード間の境界では、I_M0,1=I_M0,2=I_M1,1=I_M1,2=0となり、全ての理想的なＺＶＳ制約を満足する。これに対応する電力潮流は、入出力電圧Ｖ_１、Ｖ_２の関数として下記（３）式で表される。なお、下記（３）式において、Ｔはスイッチング周期（＝１／Ｆｓ）であり、Ｌはインダクタ１２のインダクタンスである。

【0043】

【数9】

【0044】

上記（３）式は、必要な電力潮流に従って適切にモードを選択することにより、どのような入出力電圧（Ｖ_１、Ｖ_２）の組み合わせであっても、完全なＺＶＳの下でＤＡＢコンバータ１を操作できることを示している。図３（ａ）の曲線１００は、上記（３）式において、入力電圧Ｖ_１（＝４０Ｖ）、インダクタンスＬ、スイッチング周波数Ｆｓ（＝４０ｋＨｚ）を一定値に固定した時の、出力電圧Ｖ_２に対する電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍ（上記（３）式の計算結果）を表している。

【0045】

必要な電力潮流が上記（３）式で定義された電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍより小さければMode0を使用し、それ以外ではMode1を使用することで完全なＺＶＳの下でＤＡＢコンバータ１を操作できる。しかしながら、上記（３）式はあくまで理想的な電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍを定義したものであり、現実には、コンバータレッグが整流する時に生じる共振の変遷の存在によって電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍの関数は変わってくる。

【0046】

上記の共振の変遷の存在を考慮して得られた、Mode0か否かを判断するために使用される現実的な電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍの関数は下記（４）式で表される。図３（ａ）の曲線１０１は、下記（４）式において、入力電圧Ｖ_１（＝４０Ｖ）、インダクタンスＬ、スイッチング周波数Ｆｓ（＝４０ｋＨｚ）を一定値に固定した時の、出力電圧Ｖ_２に対する電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍ（下記（４）式の計算結果）を表している。

【0047】

【数10】

【0048】

また、上記の共振の変遷の存在を考慮して得られた、Mode1か否かを判断するために使用される現実的な電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍの関数は下記（５）式で表される。なお、下記（５）式において、I_M1,1,Mimは下記（６）式で表される。図３（ａ）の曲線１０２は、下記（５）式において、入力電圧Ｖ_１（＝４０Ｖ）、インダクタンスＬ、スイッチング周波数Ｆｓ（＝４０ｋＨｚ）を一定値に固定した時の、出力電圧Ｖ_２に対する電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍ（下記（５）式の計算結果）を表している。

【0049】

【数11】

【0050】

【数12】

【0051】

現実的には、必要な電力潮流が上記（４）式で定義された電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍ（曲線１０１）より小さければMode0を使用し、必要な電力潮流が上記（５）式で定義された電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍ（曲線１０２）より大きければMode1を使用することで完全なＺＶＳの下でＤＡＢコンバータ１を操作できる。しかしながら、図３（ａ）からわかるように、現実的な電力潮流閾値Ｐ_ｌｉｍを用いた場合、ＺＶＳが不可能な動作領域（曲線１０１と１０２で囲まれた領域：以下、非ＺＶＳ領域と称す）が発生する。

【0052】

このような共振の変遷から生じる非ＺＶＳ領域は、スイッチング周波数ＦｓかインダクタンスＬのどちらかを変えることで小さくすることができる。インダクタンスＬは固定値なので、高周波スペクトルに影響を与えない範囲でスイッチング周波数Ｆｓを変えることが望ましい。例えば、上記（４）式でスイッチング周波数Ｆｓを２０ｋＨｚに変えると、図３（ｂ）に示すように、曲線１０１が曲線１０２を越えて、Mode0と Mode1との両方でＺＶＳが可能な領域（オーバーラップ領域）が形成される。

【0053】

このように、ＺＶＳを確実に実現するためには、入出力電圧Ｖ１、Ｖ２及び必要な電力潮流Ｐに従って、適切なスイッチングパターン（Mode0かMode1か）を選択することが重要である。例えば、必要な電力潮流Ｐが上記（４）式によって計算されたもの以下であればMode0を選択し、それ以外であればMode1を選択する。この時、Mode1で使用されるスイッチング周波数Ｆｓは、上述したオーバーラップ領域の形成を保証するために、Mode0で使用されるスイッチング周波数Ｆｓの２倍程度に設定することが望ましい。

【0054】

上記のように、モード（Mode0、Mode1）とスイッチング周波数Ｆｓが定まると、ＺＶＳを確実に実現して効率を最適化する（損失を最小化する）ために、さらにもう１つの自由度であるゼロ電圧区間ｔ_ｚを決定する。

【0055】

原理的には、ＤＡＢコンバータ１の詳細な損失モデルを作成し、その損失モデルを用いてＺＶＳタイミングの最適解、つまり損失が最小となるゼロ電圧区間ｔ_ｚと位相シフト量ｔ_φとの組み合わせを計算によって求めることは可能である（非特許文献１参照）。しかしながら、既に述べたように、この手法では、複雑な損失モデルを用いてＺＶＳタイミングの最適解を計算するため、その計算に時間がかかる一方で、正確な最適解を得られない、つまり思うような損失低減効果を得られない。

【0056】

そこで、本願発明者は、インダクタ電流波形の幾何学的問題に基づく簡単な部分最適アプローチを提案するものである。図４（ａ）は、モードとしてMode0が選択され、所定の運転条件（スイッチング周波数Ｆｓ＝２０ｋＨｚ、入力電圧Ｖ_１＝５０Ｖ、出力電圧Ｖ_２＝１８０Ｖ、電力潮流Ｐ＝１．０ｋＷ）下でのゼロ電圧区間ｔ_ｚとインダクタ電流I_M0,0、I_M0,1、I_M0,2との関係を示すものである。

【0057】

図４（ｂ）は、モードとしてMode1が選択され、所定の運転条件（スイッチング周波数Ｆｓ＝４０ｋＨｚ、入力電圧Ｖ_１＝５０Ｖ、出力電圧Ｖ_２＝１８０Ｖ、電力潮流Ｐ＝１．５ｋＷ）下でのゼロ電圧区間ｔ_ｚとインダクタ電流I_M1,0、I_M1,1、I_M1,2、I_M1,1Minとの関係を示すものである。

【0058】

図４（ａ）において、完全なＺＶＳを実現できるゼロ電圧区間ｔ_ｚの範囲に着目すると、電流の最も高いピークがゼロ電圧区間ｔ_ｚからほとんど独立している一方で、電流波形の他の２つの限界点はゼロ電圧区間ｔ_ｚに強く依存していることがわかる。ゼロ電圧区間ｔ_ｚのどの値によって最適な効率が得られるかは明確でないが、本実施形態では、モードとしてMode0を選択している間、電流波形の２つの限界点が大きさにおいて等しく、符号において反対となるゼロ電圧区間ｔ_ｚを、最適な効率が得られる最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}として決定する。

【0059】

すなわち、Mode0を選択した場合には、下記条件式（７）を満足する最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}と、最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を位相シフトＰＷＭ制御に使用する。なお、下記条件式（７）を満たす最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}と、最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}は、下記（８）式で表される。

【0060】

【数13】

【0061】

【数14】

【0062】

図４（ｂ）で示すMode1を選択した場合も同様である。すなわち、Mode1を選択した場合には、下記条件式（９）を満足する最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}と、最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を位相シフトＰＷＭ制御に使用する。なお、下記条件式（９）を満たす最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}と、最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}は、下記（１０）（１１）（１２）式で表される。また、下記（１０）（１１）（１２）式において、I_minは上記（６）式で表される値である。

【0063】

【数15】

【0064】

【数16】

【0065】

【数17】

【0066】

【数18】

【0067】

図５は、Mode0を選択した場合において、従来の位相シフトＰＷＭ制御を採用した時の電圧電流波形（ａ）と、本願発明者が提案した位相シフトＰＷＭ制御を採用した時の電圧電流波形（ｂ）を比較したものである。このように、本願発明者が提案した位相シフトＰＷＭ制御を採用することにより、従来と比較して効率が８６．５％から９５％に向上し、ピーク電流が８０Ａから６８Ａまで低下（つまり損失が低下）していることが見出された。

【0068】

以上のようなＤＡＢコンバータ１の動作原理を踏まえて、以下ではＤＡＢコンバータ１の電力変換動作について説明する。
まず、モードセレクタ１５は、一次側単相ブリッジ回路１１の入力電圧Ｖ_１及び入力電流Ｉ_１と、二次側単相ブリッジ回路１４の出力電圧Ｖ_２との計測結果を用い、上述した動作原理（図３参照）に従ってモード及びスイッチング周波数Ｆｓを決定し、その決定結果をスイッチングパターン計算器１６に出力する。例えば、モードセレクタ１５は、Mode0を選択した場合、スイッチング周波数Ｆｓを２０ｋＨｚとし、Mode1を選択した場合、スイッチング周波数Ｆｓを４０ｋＨｚとする。

【0069】

スイッチングパターン計算器１６は、モードセレクタ１５にて決定されたモードがMode0の場合には、上記（８）式に基づいて最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出し、モードセレクタ１５にて決定されたモードがMode1の場合には、上記（１０）（１１）（１２）式に基づいて最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及び最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を算出する。
このスイッチングパターン計算器１６は、最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}の計算結果を加算器１９に出力すると共に、最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及びスイッチング周期Ｔ（＝１／Ｆｓ）の計算結果をＰＷＭ信号発生器２０に出力する。

【0070】

一方、電圧ＰＩ制御器１７は、二次側単相ブリッジ回路１４の出力電圧Ｖ_２の計測結果が、上位制御装置から入力される出力電圧目標値Ｖ_２refと一致するような操作量（電流目標値Ｉ_１ref）をＰＩ演算によって求め、この電流目標値Ｉ_１refを電流ＰＩ制御器１８に出力する。

【0071】

電流ＰＩ制御器１８は、一次側単相ブリッジ回路１１の入力電流Ｉ_１の計測結果が、電圧ＰＩ制御器１７から入力される電流目標値Ｉ_１refと一致するような操作量（補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}）をＰＩ演算によって求め、この補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}を加算器１９に出力する。

【0072】

加算器１９は、スイッチングパターン計算器１６から入力される最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}と、電流ＰＩ制御器１８から入力される補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}とを加算し、その加算値をＰＷＭ信号発生器２０へ出力する。スイッチングパターン計算器１６から出力される最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}には計算による誤差が含まれているため、このように、クローズドループ（フィードバックループ）によって求めた補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}を最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}に加算して補正することで、より精度の高い最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}を求めることができる。

【0073】

ＰＷＭ信号発生器２０は、加算器１９から得られる補正用位相シフト量Δｔ_{φ−ｂａｒ}を加算後の（補正後の）最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}と、スイッチングパターン計算器１６から得られる最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}及びスイッチング周期Ｔに基づいて、一次側単相ブリッジ回路１１及び二次側単相ブリッジ回路１４の各スイッチング素子をオン／オフ制御するためのＰＷＭ信号を生成して、一次側単相ブリッジ回路１１及び二次側単相ブリッジ回路１４に出力する。なお、二次側単相ブリッジ回路１４に出力するＰＷＭ信号は、最適ゼロ電圧区間ｔ_{ｚ−ｂａｒ}＝０とする。

【0074】

このような位相シフトＰＷＭ制御により、一次側単相ブリッジ回路１１及び二次側単相ブリッジ回路１４の各スイッチング素子がスイッチング動作（ＺＶＳ動作）し、二次側単相ブリッジ回路１４の出力電圧Ｖ_２が出力電圧目標値Ｖ_２refと一致するように、一次側単相ブリッジ回路１１の入力電圧Ｖ_１の電力変換が行われる。

【0075】

以上説明したように、本実施形態では、インダクタ電流波形の幾何学的問題に基づく簡単な部分最適アプローチによって、第１モード（Mode0）が選択された場合には条件式（７）を、第２モード（Mode1）が選択された場合には条件式（９）を満足する最適ゼロ電圧区間及び最適位相シフト量を算出するので、従来のような複雑な損失モデルを用いてＺＶＳタイミングの最適解を計算することなく、簡易な計算によって、ソフトスイッチングの条件を満たしつつ、真の損失最小とはならないが、低損失化を実現することが可能となる。

【0076】

なお、本発明は上記実施形態に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
例えば、スイッチングパターン計算器１６によって計算される最適位相シフト量ｔ_{φ−ｂａｒ}の精度が高い場合には、必ずしもクローズドループ回路（電圧ＰＩ制御器１７、電流ＰＩ制御器１８及び加算器１９）は必要ではない。
また、図２（ａ）及び図２（ｂ）で例示して説明した本発明による部分最適ＰＷＭ簡易式による計算方法において、二次側単相ブリッジ回路１４はゼロ電圧区間ｔ_ｚ＝０に固定して、一次側単相ブリッジ回路１１側を部分最適簡易式によるＰＷＭ制御する方法を説明したが、二次側単相ブリッジ回路１４のゼロ電圧区間t_ｚは、tz＝０にfixすることを限定するものではない。二次側単相ブリッジ回路１４のゼロ電圧区間t_ｚは、ゼロでない所定幅に固定してもよい。

【符号の説明】

【0077】

１…ＤＡＢコンバータ（直流電力変換装置）、１１…一次側単相ブリッジ回路、１２…インダクタ、１３…高周波絶縁トランス、１４…二次側単相ブリッジ回路、１５…モードセレクタ（モード選択手段）、１６…スイッチングパターン計算器（スイッチングパターン計算手段）、１７…電圧ＰＩ制御器（電圧ＰＩ制御手段）、１８…電流ＰＩ制御器（電流ＰＩ制御手段）、１９…加算器（加算手段）、２０…ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ信号発生手段）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】