特許 5964391 ｄｑ三相座標の電流位相を制御するモータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5964391

(24)【登録日】2016年7月8日

(45)【発行日】2016年8月3日

(54)【発明の名称】ｄｑ三相座標の電流位相を制御するモータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/06 20160101AFI20160721BHJP

【ＦＩ】

   H02P21/06

【請求項の数】4

【全頁数】22

(21)【出願番号】特願2014-222870(P2014-222870)

(22)【出願日】2014年10月31日

(65)【公開番号】特開2016-92918(P2016-92918A)

(43)【公開日】2016年5月23日

【審査請求日】2015年9月15日

【早期審査対象出願】

(73)【特許権者】

【識別番号】390008235

【氏名又は名称】ファナック株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100099759

【弁理士】

【氏名又は名称】青木 篤

(74)【代理人】

【識別番号】100092624

【弁理士】

【氏名又は名称】鶴田 準一

(74)【代理人】

【識別番号】100114018

【弁理士】

【氏名又は名称】南山 知広

(74)【代理人】

【識別番号】100165191

【弁理士】

【氏名又は名称】河合 章

(74)【代理人】

【識別番号】100151459

【弁理士】

【氏名又は名称】中村 健一

(72)【発明者】

【氏名】植松 秀俊

【審査官】 森山 拓哉

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００１−２２４１９５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０９０５４５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−０９４８２６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２１／００−２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御するモータ制御装置であって、
検出されたモータ速度と、トルク指令をトルク定数で除算して得られる値であるｑ軸電流指令初期値と、を用いて位相補正量を算出する位相補正量演算部と、
検出されたモータのロータ位相角に前記位相補正量を加算もしくは減算することで、補正後ロータ位相角を算出するロータ位相角補正部と、
前記補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する座標変換部と、
を備え、
前記位相補正量演算部は、
予め規定されたパラメータとして、速度係数Ｎ_A、第１の基準速度Ｎ_B、位相補正量の制限値Ｎ_L、電流係数Ｔ_A、および、基準電流率Ｔ_Bを記憶する記憶部と、
前記モータ速度をＮとしたとき、速度補正項を、

【数1】

に基づいて算出する速度補正項演算部と、
直流電力を交流電力に変換してこれをモータの駆動電力として供給するインバータが出力可能な最大電流に対する前記ｑ軸電流指令初期値の割合である初期ｑ軸電流指令率をＴ_rとしたとき、電流補正項を、

【数2】

に基づいて算出する電流補正項演算部と、
前記速度補正項と前記電流補正項とを乗算した値を、前記位相補正量として出力する出力部と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項2】

前記記憶部は、予め規定されたパラメータとして、基準電圧をさらに記憶し、
前記位相補正量演算部は、前記インバータの直流側で検出された直流電圧値と、前記記憶部に予め記憶された基準電圧と、を用いて、前記記憶部から読み出された前記速度係数、前記第１の基準速度、および前記位相補正量の制限値をそれぞれ補正する補正部を有する請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項3】

前記モータ速度を独立変数とする関数からなるｄ軸電流指令初期値を算出するｄ軸電流指令初期値演算部をさらに備え、
前記ｄ軸電流指令初期値演算部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩ_DA、第２の基準速度をＩ_DBとしたとき、前記ｄ軸電流指令初期値を、

【数3】

に基づいて算出する請求項１または２に記載のモータ制御装置。

【請求項4】

前記ロータ位相角補正部は、モータに流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角、または、モータのトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角、または、これら位相角の両方、を前記補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、前記座標変換部における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出する請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御するモータ制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）（以下、単に「モータ」と称することがある。）を電流ベクトル制御するモータ制御装置が知られている（例えば、非特許文献１参照。）。図１０は、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する一般的なモータ制御装置の制御ループを示すブロック図である。ｄｑ座標制御系において、ロータの磁極の方向をｄ軸に設定し、ｄ軸と電気的および磁気的に直交する軸をｑ軸に設定すると、ｄ軸電流は磁束を発生させるのに使われる励磁電流成分を表し、ｑ軸電流は負荷のトルクに対応した電機子電流成分を表す。図１０において、ｄ軸電流指令をｉ_d^*、ｑ軸電流指令をｉ_q^*、モータのｄ軸インダクタンスをＬ_d、モータのｑ軸インダクタンスをＬ_q、ステータ鎖交磁束をΨ_a、モータのｄ軸電圧をＶ_d、モータのｑ軸電圧をＶ_q、モータのｄ軸電流をｉ_d、モータのｑ軸電流をｉ_q、モータのイナーシャをＪ、係数をＫ_t、モータのロータの角速度をωとする。

【0003】

入力されたｄ軸電流指令ｉ_d^*およびｑ軸電流指令ｉ_q^*に従いモータ制御装置１００はモータを駆動するための駆動電力を出力する。これにより、モータにはｄ軸電圧Ｖ_dおよびｑ軸電圧Ｖ_qが印加され、ｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qが流れる。このとき、モータのｄ軸電圧Ｖ_d、モータのｑ軸電圧Ｖ_q、モータのｄ軸電流ｉ_dおよびモータのｑ軸電流ｉ_qの間で式１で表される電圧方程式が成り立つ。

【0004】

【数1】

【0005】

また、モータの極対数をＰ_nとしたとき、モータのトルクＴは、式２で表されるトルク方程式で計算できる。

【0006】

【数2】

【0007】

また、図１０においては、モータに印加される電圧および電流をｄｑ座標系で表記したが、モータに実際に印加される電圧は三相座標系上の交流値である。すなわち、モータ制御装置によりモータには三相の交流電圧が印加され、この結果、モータには三相交流電流が流れる。電流ベクトル制御を行うモータ制御装置では、検出された三相交流のモータ電流を三相ｄｑ変換してｄ軸制御およびｑ軸制御を行い、これらｄ軸制御およびｑ軸制御により得られたｄ軸およびｑ軸についての各指令をｄｑ三相変換して三相交流の電圧指令を生成している。つまり、モータ制御装置は、その内部処理として、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する処理を伴う。図１１は、一般的なモータ制御装置におけるｄｑ−三相座標変換処理を説明するブロック図である。図１１において、モータ２を駆動するモータ制御装置は、ｄ軸制御器１０１、ｑ軸制御器１０２、ｄｑ三相変換部１０３、ＰＷＭインバータ部１０４、および三相ｄｑ変換部１０５を備える。

【0008】

入力されたｄ軸電流指令ｉ_d^*およびｑ軸電流指令ｉ_q^*に従い、制御器１０１および１０２は、ｄ軸電圧指令Ｖ_d^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q^*をそれぞれ生成する。ｄｑ三相変換部１０３は、ｄｑ座標系上のｄ軸電圧指令Ｖ_d^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q^*を、式３に従って三相座標系上の三相電圧指令Ｖ_u^*、Ｖ_v^*およびＶ_w^*に変換する。

【0009】

【数3】

【0010】

ＰＭＷインバータ部１０４は、三相電圧指令Ｖ_u^*、Ｖ_v^*およびＶ_w^*と所定のキャリア周波数を有する三角波キャリア信号とを比較し、ＰＷＭインバータ部１０４の主回路部（図示せず）内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭインバータ部１０４の主回路部は、例えばスイッチング素子およびこれに逆並列に接続されたダイオードのフルブリッジ回路からなる。ＰＷＭインバータ部１０４の主回路部は、内部のスイッチング素子のスイッチング動作がＰＷＭ制御信号により制御され、三相交流電圧Ｖ_u、Ｖ_vおよびＶ_wを出力する。モータ２に印加された三相交流電圧Ｖ_u、Ｖ_vおよびＶ_wにより、モータ２には三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wが流れるが、これを電流検出器（図示せず）により検出する。三相ｄｑ変換部１０５は、三相座標系上の三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wを、式４に従ってｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qに変換し、ｄ軸制御器１０１およびｑ軸制御器１０２にフィードバックする。

【0011】

【数4】

【0012】

ｄ軸制御器１０１は、入力されたｄ軸電流指令ｉ_d^*とフィードバックされたｄ軸電流ｉ_dとを用いてｄ軸電圧指令Ｖ_d^*を生成する。また、ｑ軸制御器１０２は、入力されたｑ軸電流指令ｉ_q^*とフィードバックされたｑ軸電流ｉ_qとを用いてｑ軸電圧指令Ｖ_q^*を生成する。

【0013】

また、非特許文献１に記載されているように、永久磁石により界磁制御を得る永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）では、巻線界磁型同期モータのように界磁磁束を直接制御できないが、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させる「弱め磁束制御」を用いることができる。弱め磁束制御によってモータ端子電圧を制限値Ｖ_om以下に抑える場合、ｄ軸電流として式５を用いればよいことが一般的に知られている。

【0014】

【数5】

【0015】

例えば、サーボモータのＤＱ変換による電流制御において、高速回転域まではｄ相には電流を流さずｑ相にのみ電流を流し、高速回転時にのみｄ相に無効電流を流し、この無効電流によってモータの端子電圧を下げることによって、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、高速域においても安定した回転を行う方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

【0016】

また例えば、永久磁石を持つ同期式電動機の制御において、電力増幅器に入力される交流の電源電圧、あるいは入力電圧を整流した直流のＤＣリンク電圧を測定し、この電源電圧に応じて無効電流（ｄ軸電流）を変化させ、あるいは、電流制御位相進め量を変化させることによって、無効電流制御や位相制御を入力電源電圧の変化に応じて直接的に行う方法が提案されている（例えば、特許文献２参照。）。

【0017】

また例えば、ＡＣサーボモータの駆動電流とロータ位相からｄ−ｑ変換によって界磁の作る磁束方向のｄ相電流と直交するｑ相電流を求め、ｄ相電流を零としｑ相電流を電流指令として直流方式で電流制御を行なう電流制御方式を用い、この直流方式の電流制御において、磁気飽和発生時に電流指令の有効成分であるｑ相電流指令の位相を進めることにより、磁気飽和の影響を抑制してトルクの低下を低減する方法が提案されている（例えば、特許文献３参照。）。

【0018】

また例えば、ｄｑ変換で制御されるサーボモータの電流制御において、電流ループの遅れに相当する角度を求めて補正角とし、この補正角を用いて位相角を補正し、補正した位相角を用いて、ｄｑ変換における三相からｄｑ座標系への座標変換、あるいはｄｑ座標系から３相への座標変換を行うことによって、電流ループの遅れを補償する方法が提案されている（例えば、特許文献４参照。）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0019】

【特許文献1】特開平９−８４４００号公報

【特許文献2】特開２００６−２０３９７号公報

【特許文献3】特開平９−２９８８９９号公報

【特許文献4】特開平９−２３７００号公報

【非特許文献】

【0020】

【非特許文献1】武田洋次、松井信行、森本茂雄、本田幸夫著、「埋込磁石同期モータの設計と制御」、株式会社オーム社、第１版第７刷、１６〜１７頁および２６〜２７頁、２００７年

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0021】

上述のように、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）では弱め磁束制御が行われるが、式５に示されるように計算式が複雑であり、演算処理に時間がかかる。

【0022】

したがって本発明の目的は、上記問題に鑑み、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する際の演算処理時間を短縮したモータ制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0023】

上記目的を実現するために、本発明においては、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御するモータ制御装置は、検出されたモータ速度とｑ軸電流指令初期値とを用いて位相補正量を算出する位相補正量演算部と、検出されたモータのロータ位相角に位相補正量を加算もしくは減算することで、補正後ロータ位相角を算出するロータ位相角補正部と、補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する座標変換部と、を備える。

【0024】

ここで、位相補正量演算部は、
予め規定されたパラメータとして、速度係数Ｎ_A、第１の基準速度Ｎ_B、位相補正量の制限値Ｎ_L、電流係数Ｔ_A、および、基準電流率Ｔ_Bを記憶する記憶部と、
モータ速度をＮとしたとき、速度補正項を、

【数6】

に基づいて算出する速度補正項演算部と、
直流電力を交流電力に変換してこれをモータの駆動電力として供給するインバータが出力可能な最大電流に対するｑ軸電流指令初期値の割合である初期ｑ軸電流指令率をＴ_rとしたとき、電流補正項を、

【数7】

に基づいて算出する電流補正項演算部と、
速度補正項と電流補正項とを乗算した値を、位相補正量として出力する出力部と、
を有する。

【0025】

また、記憶部は、予め規定されたパラメータとして、基準電圧をさらに記憶し、位相補正量演算部は、インバータの直流側で検出された直流電圧値と、記憶部に予め記憶された基準電圧と、を用いて、記憶部から読み出された速度係数、第１の基準速度、および位相補正量の制限値をそれぞれ補正する補正部を有するようにしてもよい。

【0026】

また、モータ制御装置は、モータ速度を独立変数とする関数からなるｄ軸電流指令初期値を算出するｄ軸電流指令初期値演算部をさらに備える。

【0027】

ｄ軸電流指令初期値演算部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩ_DA、第２の基準速度をＩ_DBとしたとき、ｄ軸電流指令初期値を、

【数8】

に基づいて算出する。

【0028】

また、ロータ位相角補正部は、モータに流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角、または、モータのトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角、または、これら位相角の両方、を補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、座標変換部における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。

【発明の効果】

【0029】

本発明によれば、ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する際の演算処理時間を短縮したモータ制御装置を実現することができる。従来より永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の制御には、負のｄ軸電流を用いる「弱め磁束制御」が用いられてきたが、弱め磁束制御に用いる計算式は複雑であり、演算処理に時間がかかる問題があった。これに対し、本発明によれば、弱め磁束制御特有の複雑な計算式を用いずに、ロータ位相角の補正に用いる位相補正量を制御パラメータとして用いて永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動制御するので、従来の弱め磁束制御に比べて演算処理内容が容易であり、したがって演算処理時間を短縮することができる。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1】本発明の第１の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。

【図2】補正済ロータ位相角を用いた三相ｄｑ座標変換処理を説明するベクトル図である。

【図3】図１に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。

【図4】従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。

【図5】本発明の第１の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。

【図6】本発明の第２の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。

【図7】図６に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。

【図8】従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。

【図9】本発明の第２の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。

【図10】ｄｑ三相座標変換を用いて三相交流のモータを制御する一般的なモータ制御装置の制御ループを示すブロック図である。

【図11】一般的なモータ制御装置におけるｄｑ−三相座標変換処理を説明するブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0031】

図１は、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。ここでは、一例として、モータ制御装置１の交流電源側（すなわち整流器５１の交流電源側）に商用三相の交流電源３が接続され、モータ制御装置１の交流モータ側（すなわちインバータ５２の交流モータ側）に三相の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）２（以下、単に「モータ」と称する。）が接続される場合について説明する。

【0032】

モータ制御装置１は、整流器５１と、整流器５１の直流側である直流リンクに接続されるインバータ（逆変換器）５２とを備える。また、直流リンクには直流コンデンサ５３が設けられる。なお、整流器５１およびインバータ５２の回路構成は本発明を限定するものではない。整流器５１は、例えばダイオード整流器やＰＷＭ整流器で構成される。インバータ５２は、例えばスイッチング素子およびこれに逆並列に接続されたダイオードのフルブリッジ回路からなるＰＷＭインバータとして構成される。このスイッチング素子の例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがある。

【0033】

本発明の第１の実施例によるモータ制御装置１は、検出されたモータ速度とｑ軸電流指令初期値とを用いて位相補正量を算出する位相補正量演算部１１と、検出されたモータ２のロータ位相角θに位相補正量φを加算もしくは減算することで、補正後ロータ位相角を算出するロータ位相角補正部１２と、補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のパラメータと三相座標系上とのパラメータとの間で座標変換する座標変換部１３と、を備える。座標変換部１３は、ｄｑ三相変換部１３−１および三相ｄｑ変換部１３−２を備える。

【0034】

また、モータ制御装置１は、従来同様、制御器１４およびＰＷＭ制御信号生成部１５を備える。制御器１４は、入力されたｄ軸電流指令ｉ_d^*およびｑ軸電流指令ｉ_q^*と、後述する三相ｄｑ変換部１３−２から出力されたｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1とを用いてｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*をそれぞれ生成する。制御器１４におけるｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*の生成方法自体は本発明を限定するものではなく、例えば公知の方法で実現すればよい。ＰＷＭ制御信号生成部１５は、後述するｄｑ三相変換部１３−１から出力された三相電圧指令Ｖ_u^*、Ｖ_v^*およびＶ_w^*と所定のキャリア周波数を有する三角波キャリア信号とを比較し、インバータ５２内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ制御信号生成部１５におけるＰＷＭ制御信号の生成方法自体は本発明を限定するものではなく、例えば公知の方法で実現すればよい。

【0035】

次に、位相補正量演算部１１、ロータ位相角補正部１２、および座標変換部１３について説明する。

【0036】

本発明の第１の実施例では、ロータ位相角補正部１２は、座標変換部１３による座標変換処理に用いられるロータ位相角を予め補正するものであり、速度検出器１６によって検出されたモータ２のロータ位相角θに位相補正量φを加算もしくは減算することで補正後ロータ位相角を算出する。なお、位相補正量φの具体的な算出方法については後述する。

【0037】

本発明の第１の実施例におけるｄｑ三相変換部１３−１は、ロータ位相角補正部１２から出力された補正後ロータ位相角に基づいて、ｄｑ座標系上のｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*を三相座標系上の三相電圧指令Ｖ_u^*、Ｖ_v^*およびＶ_w^*に変換する。ここで、ｄｑ三相変換部１３−１におけるｄｑ三相座標変換処理で用いる補正後ロータ位相角は、速度検出器１６によって検出されたモータ２のロータ位相角θに位相補正量φが加算されることにより生成される。ｄｑ三相変換部１３−１におけるｄｑ三相座標変換処理は、このロータ位相角θを用いて式９にしたがって実行される。

【0038】

【数9】

【0039】

式９は三角関数の加法定理を適用すると式１０のように変形できる。

【0040】

【数10】

【0041】

ここで、式１１で表されるようなパラメータＶ_d1^*およびＶ_q1^*を導入する。

【0042】

【数11】

【0043】

式１０に式１１を代入することで式１２が得られる。

【0044】

【数12】

【0045】

式９と式１２とを比較すると、式９にしたがって実行されるｄｑ三相変換部１３−１におけるｄｑ三相座標変換処理は、式１２に示すようにｄ軸電圧指令Ｖ_d^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q^*を位相補正量φだけ進めたＶ_d1^*およびＶ_q1^*に対して実行されるものと等価であることがわかる。

【0046】

一方、本発明の第１の実施例における三相ｄｑ変換部１３−２は、ロータ位相角補正部１２から出力された補正後ロータ位相角に基づいて、電流検出器１７によって検出された三相座標系上の三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wをｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qに変換する。ここで、三相ｄｑ変換部１３−２における三相ｄｑ座標変換処理で用いる補正後ロータ位相角は、速度検出器１６によって検出されたモータ２のロータ位相角θから位相補正量φが減算されることにより生成される。三相ｄｑ変換部１３−２における三相ｄｑ座標変換処理は、このロータ位相角θを用いて式１３にしたがって実行される。

【0047】

【数13】

【0048】

式１３は三角関数の加法定理を適用すると式１４のように変形できる。

【0049】

【数14】

【0050】

位相補正量φに係る行列の逆行列を式１４の両辺に掛けると、式１４は式１５のように変形できる。

【0051】

【数15】

【0052】

ここで、式１６で表されるようなパラメータｉ_d1およびｉ_q1を導入する。

【0053】

【数16】

【0054】

式１５に式１６を代入することで式１７が得られる。

【0055】

【数17】

【0056】

式１３と式１７とを比較すると、三相座標系上の三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wに対して式１３に基づいて実行される三相ｄｑ変換部１３−２における三相ｄｑ座標変換処理により、式１７に示すようにｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qを位相補正量φだけ進めたｉ_d1およびｉ_q1が算出されたことがわかる。

【0057】

図２は、補正済ロータ位相角を用いた三相ｄｑ座標変換処理を説明するベクトル図である。ロータ位相角θを用いて三相座標系上の三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wを三相ｄｑ座標変換すると、ｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qが得られる。この場合、電流ベクトルはｉ_aとなる。一方、ロータ位相角θから位相補正量φを減算して得られた補正後ロータ位相角（すなわちロータ位相角θを位相補正量φだけ進めたもの）を用いて三相座標系上の三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wを三相ｄｑ座標変換すると、ｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1が得られる。この場合、電流ベクトルはｉ_a1となる。つまり、位相補正量φの大きさを変化させれば、これに応じてｄ軸電流ｉ_dの大きさも変化させることができることがわかる。そこで本発明では、この特性を利用して、ロータ位相角θの補正に用いる位相補正量φを、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動制御するための制御パラメータとして用いる。

【0058】

すなわち、本発明の第１の実施例によれば、ロータ位相角補正部１２は、速度検出器１６によって検出されたロータ位相角θから位相補正量φを減算することで三相ｄｑ変換部１３−２のための補正後ロータ位相角を生成する。この補正後ロータ位相角を用いて、三相ｄｑ変換部１３−２は、式１７に従って電流検出器１７によって検出された三相座標系上の三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wをｄｑ座標系上のｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1に変換する。図２を参照して説明したように、補正後ロータ位相角を用いた三相ｄｑ変換処理により得られたｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1は、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態（換言すれば、位相補正しないロータ位相角θを用いた三相ｄｑ変換処理により得られたｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qと比べて位相補正量φだけ進んだ状態）にある。制御器１４は、入力されたｄ軸電流指令ｉ_d^*およびｑ軸電流指令ｉ_q^*と三相ｄｑ変換部１３−２から出力されたｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1とを用いてｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*をそれぞれ生成する。これらｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*は、ｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1同様、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態にある。また、ロータ位相角補正部１２は、速度検出器１６によって検出されたロータ位相角θに位相補正量φを加算することでｄｑ三相変換部１３−１のための補正後ロータ位相角を生成する。この補正後ロータ位相角を用いて、ｄｑ三相変換部１３−１は、式１２にしたがってｄｑ座標系上のｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*を三相座標系上の三相電圧指令Ｖ_u^*、Ｖ_v^*およびＶ_w^*に変換する。上述したようにｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*はロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態にあったが、式１２に基づくｄｑ三相変換処理を実行することにより、上記「ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態」が解消され、もとのロータ位相角θに戻った状態になる。この後、ＰＷＭ制御信号生成部１５は、ｄｑ三相変換部１３−１から出力された三相電圧指令Ｖ_u^*、Ｖ_v^*およびＶ_w^*と所定のキャリア周波数を有する三角波キャリア信号とを比較し、インバータ５２内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。インバータ５２は、ＰＷＭ制御信号生成部１５で生成されたＰＷＭ制御信号に基づき内部のスイッチング素子をスイッチング動作させて、直流リンク側から供給される直流電力を、モータ（永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ））２を駆動するための所望の電圧および所望の周波数の三相交流電力に変換する。これにより、モータ２は、インバータ５２により供給された電圧可変および周波数可変の三相交流電力に基づいて動作することになる。

【0059】

このように、三相ｄｑ変換部１３−２は、三相交流電流ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wに対して式１７に基づく三相ｄｑ変換処理を実行することで、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1を生成し、制御器１４は、これらｄ軸電流ｉ_d1およびｑ軸電流ｉ_q1をｄ軸電流指令ｉ_d^*およびｑ軸電流指令ｉ_q^*に追従させるためのｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*を生成し、そして、ｄｑ三相変換部１３−１は、ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだｄ軸電圧指令Ｖ_d1^*およびｑ軸電圧指令Ｖ_q1^*に対して式１２に基づくｄｑ三相変換処理を実行することで三相電圧指令Ｖ_u^*、Ｖ_v^*、およびＶ_w^*を生成する。つまり、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置１では、三相ｄｑ変換部１３−２における補正後ロータ位相角を用いた三相ｄｑ変換処理が実行されることにより、「ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態」が発生し、この状態の下で制御器１４によるｄｑ軸電圧指令生成処理が実行され、その後さらにｄｑ三相変換部１３−１における補正後ロータ位相角を用いたｄｑ三相変換処理が実行されることにより、上記「ロータ位相角θから位相補正量φだけ進んだ状態」が解消される。

【0060】

従来より永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の制御には、負のｄ軸電流を用いる「弱め磁束制御」が用いられてきたが、弱め磁束制御に用いる式５は複雑であり、演算処理に時間がかかる問題があった。これに対し、本発明によれば、弱め磁束制御特有の式５のような複雑な計算式を用いずに、ロータ位相角θの補正に用いる位相補正量φを制御パラメータとして用いて永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動制御するので、従来の弱め磁束制御に比べて演算処理内容が容易であり、したがって演算処理時間を短縮することができる。

【0061】

続いて、位相補正量φの具体的な算出方法について説明する。図３は、図１に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。位相補正量演算部１１は、記憶部２１、速度補正項演算部２２、電流補正項演算部２３および出力部２４を有する。

【0062】

記憶部２１は、予め規定されたパラメータとして、速度係数Ｎ_A、第１の基準速度Ｎ_B、位相補正量の制限値Ｎ_L、電流係数Ｔ_Aおよび基準電流率Ｔ_Bを記憶する。

【0063】

速度補正項演算部２２は、速度検出器１６によって検出されたモータ速度をＮとしたとき、速度補正項を、式１８に従って算出する。すなわち、式１８に示されるように、速度補正項演算部２２は、まずモータ速度Ｎから第１の基準速度Ｎ_Bを減算する。次いで速度補正項演算部２２は、この減算結果と０とのうちの大きい方の値に速度係数Ｎ_Aを乗算する。この乗算結果は、位相補正量の制限値Ｎ_Lをその上限値とし、すなわち、速度補正項演算部２２は、当該乗算結果と位相補正量の制限値Ｎ_Lとのうちの小さい方の値を、速度補正項として出力する。

【0064】

【数18】

【0065】

電流補正項演算部２３は、インバータ５２が出力可能な最大電流に対するｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*の割合（すなわちｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*をインバータ５２が出力可能な最大電流で除算して得られる値）である初期ｑ軸電流指令率をＴ_rとしたとき、電流補正項を、式１９に従って算出する。なお、初期ｑ軸電流指令率Ｔ_rおよび基準電流率Ｔ_Bは、インバータ５２から出力可能な最大電流がモータ２に流れるときを１とし、０から１の間の値をとるものとする。すなわち、式１９に示されるように、電流補正項演算部２２は、まず初期ｑ軸電流指令率Ｔ_rから基準電流率Ｔ_Bを減算した値と０とのうちの大きい方の値を抽出する。次いで電流補正項演算部２２は、当該抽出結果と１とのうちの小さい方の値に電流係数Ｔ_Aを乗算し、この乗算結果を電流補正項として出力する。

【0066】

【数19】

【0067】

出力部２４は、速度補正項と電流補正項とを乗算した値を、位相補正量φとして出力する。

【0068】

式１８および式１９から分かるように、位相補正量φは、モータ速度Ｎを独立変数とする関数となる。また、ｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*は、入力された加速度指令に応じて時々刻々と変化する。したがって、位相補正量φは、モータ速度Ｎおよびｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*の大きさによって変化する値となる。ここで、ｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*はトルク指令をＴ_cmd、トルク定数をＫ_tとしたとき「ｉ_q0^*＝トルク指令Ｔ_cmd÷Ｋ_t」で表される。一方、式５に示されるように弱め磁界制御におけるｄ軸電流指令ｉ_d^*は、角速度ωおよびｑ軸電流ｉ_qを変数として含んでいる。そこで、本発明では、位相補正量演算部１１は、検出されたモータ速度Ｎとｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*とを用いて位相補正量φを算出する。なお、ｄ軸電流指令初期値ｉ_d0^*は、例えばｑ軸電流指令の初期値ｉ_q0^*＝０とした場合の式５から算出される値とする。この際、ｄ軸電流指令ｉ_d^*の初期値を０とした場合の、速度係数Ｎ_A、第１の基準速度Ｎ_B、位相補正量の制限値Ｎ_L、電流係数Ｔ_Aおよび基準電流率Ｔ_Bについては、「ｉ_d0^*×ｓｉｎφ」で計算されるｉ_d^*が、式５を用いる弱め磁界制御におけるｄ軸電流指令ｉ_d^*に近い値になるように、シミュレーションや実験をもとに適宜設定する。シミュレーションに基づく設定例については後述する。このようにして設定された各パラメータは記憶部２１に記憶される。入力されたｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*と、記憶部２１に記憶された速度係数Ｎ_A、第１の基準速度Ｎ_B、位相補正量の制限値Ｎ_L、電流係数Ｔ_Aおよび基準電流率Ｔ_Bとを用いて式１８および式１９にしたがって速度補正項および電流補正項を生成し、速度補正項と電流補正項とを乗算した値を位相補正量φとする。

【0069】

なお、上述のようにｄ軸電流指令ｉ_d^*の初期値ｉ_d0^*を０とした場合は、入力されたｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*に基づき生成された位相補正量φを用いた三相ｄｑ変換処理後に制御器１４にてｑ軸電流指令ｉ_q^*およびｄ軸電流指令ｉ_d^*を生成しようとすると、ｄ軸電流指令ｉ_d^*については、最大、「ｉ_d0^*×ｓｉｎφ」までしか生成できない。例えばｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*が０に近い値である場合に、大きなｄ軸電流指令ｉ_d^*を生成することができない。そこで、ｄ軸電流指令ｉ_d^*の初期値ｉ_d0^*については、０とするのではなく、モータ速度Ｎに依存した値に設定するのがより好ましい。このため、モータ制御装置１は、モータ速度Ｎを独立変数とする関数からなるｄ軸電流指令初期値ｉ_d0^*を算出するｄ軸電流指令初期値演算部（図示せず）をさらに備えるようにしてもよい。ｄ軸電流指令初期値演算部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩ_DA、第２の基準速度をＩ_DBとしたとき、ｄ軸電流指令ｉ_d^*の初期値を、式２０に従って算出する。すなわち、式２０に示されるように、ｄ軸電流指令初期値演算部は、まずモータ速度Ｎから第２の基準速度Ｉ_DBを減算する。次いでｄ軸電流指令初期値演算部は、この減算結果にｄ軸電流指令初期値係数Ｉ_DAを乗算した結果と０とのうちの大きい方の値を、ｄ軸電流指令ｉ_d^*の初期値ｉ_d0^*として出力する。

【0070】

【数20】

【0071】

次に上述の本発明の第１の実施例と従来の弱め磁束制御との比較について、シミュレーション結果に基づいて説明する。本発明の第１の実施例によるモータ制御装置および従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置ともに、４極対の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動するシミュレーション回路を構成した。本シミュレーションでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）および交流電源の各パラメータは、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置と従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置とで共通のものを用いた。すなわち、永久磁石同期モータの磁石によるステータ鎖交磁束Ψ_aを０．００１[Ｗｂ]、１相分のステータ巻線抵抗Ｒを０．５７[Ω]、１相分のｄ軸インダクタンスＬ_dを３．２[ｍＨ]、１相分のｑ軸インダクタンスＬ_qを３．２[ｍＨ]とした。また、交流電源は、４０［Ａ］、実効値２００［Ｖ］の三相交流とした。

【0072】

図４は、従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでは、ｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*を最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定し、非特許文献１に記載された式に基づきｄ軸電流指令ｉ_d^*およびトルクを算出した。

【0073】

図５は、本発明の第１の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでも、ｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*については最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定した。実際のところ、ｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*は、上述のように加速度指令に応じて時々刻々と変化する値である。本発明の第１の実施例における各パラメータについては図４に示した従来の弱め磁束制御についてのシミュレーション結果と近い値となるように適宜調整したところ、例えば、速度係数Ｎ_Aを２５．４［ｄｅｇ／ｋｒｐｍ］、第１の基準速度Ｎ_Bを２０００［ｒ／ｍｉｎ］、位相補正量の制限値Ｎ_Lを４２．２［ｄｅｇ］、電流係数Ｔ_Aを１．５、基準電流率Ｔ_Bを０．０５、ｄ軸電流指令初期値係数Ｉ_DAを３．１［Ａ／ｋｒｐｍ］、第２の基準速度Ｉ_DBを４０００［ｒｐｍ］に設定すると、従来の弱め磁束制御の制御特性にほぼ一致させることができた。ここでは、シミュレーション結果に基づくパラメータ設定について説明したが、永久磁石同期モータを駆動するモータ制御装置の実機モデルを構築して実際に永久磁石同期モータを駆動させて得られる実験結果に基づいてパラメータ設定をしてもよい。

【0074】

以上説明したように、本発明の第１の実施例によれば、当該パラメータ設定を適切に設定することにより、従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。

【0075】

続いて、本発明の第２の実施例について説明する。図６は、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置を示すブロック図である。また、図７は、図６に示すモータ制御装置における位相補正量演算部を示すブロック図である。第２の実施例は、上述の第１の実施例においてさらに、モータ２の駆動電力を供給するインバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応できるようにしたものである。

【0076】

一般に、整流器５１とインバータ５２とを接続するＤＣリンクにおける直流電圧（換言すれば直流コンデンサ５３の直流電圧）は、交流電源３の電圧変動や、整流器５１およびインバータ５２内で発生する電圧降下、インバータ５２によるモータ側から直流側に回生される電力の大きさなどによって変化する。そこで、第２の実施例では、インバータ５２の直流側において電圧検出器１８によって検出された直流電圧値Ｖ_dcを位相補正量演算部１１にフィードバックし、直流電圧値Ｖ_dcに応じてｄ軸電流指令初期値ｉ_d0^*を変化させる。具体的には、位相補正量演算部１１内に設けられた補正部２５は、フィードバックされた直流電圧値Ｖ_dcを用いて、記憶部２１から読み出された速度係数Ｎ_A、第１の基準速度Ｎ_Bおよび位相補正量の制限値Ｎ_Lをそれぞれ補正する。また、記憶部２１は、予め規定されたパラメータとして、基準電圧Ｖ_Bをさらに記憶しておく。なお、位相補正量演算部１１および電圧検出器１８以外の回路構成要素については図１および図３に示す回路構成要素と同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略し、ここでは、位相補正量演算部１１についてより詳細に説明する。

【0077】

補正部２５は、記憶部２１から読み出された速度係数Ｎ_Aを、式２１に従って補正し、補正後の速度係数Ｎ_A’を生成する。式２１においてＮ_AVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「速度係数についての電圧依存係数」である。

【0078】

【数21】

【0079】

補正部２５は、記憶部２１から読み出された第１の基準速度Ｎ_Bを、式２２に従って補正し、補正後の第１の基準速度Ｎ_B’を生成する。式２２においてＮ_BVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「第１の基準速度についての電圧依存係数」である。

【0080】

【数22】

【0081】

補正部２５は、記憶部２１から読み出された位相補正量の制限値Ｎ_Lを、式２３に従って補正し、補正後の位相補正量の制限値Ｎ_L’を生成する。式２３においてＮ_LVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「位相補正量の制限値についての電圧依存係数」である。

【0082】

【数23】

【0083】

速度補正項演算部２２は、補正後の速度係数Ｎ_A’補正後の第１の基準速度Ｎ_B’および補正後の位相補正量の制限値Ｎ_L’を用いて、速度補正項を式１８に従って算出する。電流補正項演算部２３は、電流補正項を式１９に従って算出する。出力部２４は、速度補正項と電流補正項とを乗算した値を、位相補正量φとして出力する。上述した補正後の速度係数Ｎ_A’、 補正後の第１の基準速度Ｎ_B’および補正後の位相補正量の制限値Ｎ_L’ はインバータ５２の直流側において電圧検出器１８によって検出された直流電圧値Ｖ_dcを独立変数とする関数であるので、出力部２４から出力される位相補正量φは、インバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応したものとなる。このように第２の実施例によれば、インバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応した位相補正量φを作成するので、第１の実施例と比較して、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけさせることができる。ｄ軸電流指令ｉ_d^*の初期値を０とした場合の、記憶部２１に記憶される係数Ｎ_AV、Ｎ_BVおよびＮ_LV、ならびに基準電圧Ｖ_Bについては、式５を用いる弱め磁界制御におけるｄ軸電流指令ｉ_d^*に近い値になるように、シミュレーションや実験をもとに適宜設定すればよい。シミュレーションに基づく設定例については後述する。

【0084】

また、既に説明したように、上述の第１の実施例では、ｄ軸電流指令部は、予め規定されたｄ軸電流指令初期値係数をＩ_DA、第２の基準速度をＩ_DBとしたとき、ｄ軸電流指令ｉ_d^*の初期値ｉ_d0^*を、式２０に従って算出したが、第２の実施例において、式２０における第２の基準速度Ｉ_DBについても、フィードバックされた直流電圧値Ｖ_dcを用いて補正するようにしてもよい。この場合、補正部２５は、第２の基準速度Ｉ_DBを式２４に従って補正し、補正後の第２の基準速度Ｉ_DB’を生成する。式２４においてＩ_DBVは、予め規定されたパラメータとして記憶部２１に記憶された「ｄ軸電流指令初期値についての電圧依存係数」である。

【0085】

【数24】

【0086】

このように式２４に基づき第２の基準速度をインバータ５２の直流側の電圧の変動にも対応したものとして設定すれば、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけさせることができる。

【0087】

次に上述の本発明の第２の実施例と従来の弱め磁束制御との比較について、シミュレーション結果に基づいて説明する。本シミュレーションでは、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置および従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置ともに、４極対の永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を駆動するシミュレーション回路を構成した。また、本シミュレーションでは、第１の実施例のシミュレーション同様、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）および交流電源の各パラメータは、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置と従来の弱め磁束制御を用いたモータ制御装置とで共通のものを用いた。すなわち、永久磁石同期モータの磁石によるステータ鎖交磁束Ψ_aを０．００１[Ｗｂ]、１相分のステータ巻線抵抗Ｒを０．５７[Ω]、１相分のｄ軸インダクタンスＬ_dを３．２[ｍＨ]、１相分のｑ軸インダクタンスＬ_qを３．２[ｍＨ]とした。また、交流電源は、４０［Ａ］、実効値２００［Ｖ］の三相交流とした。

【0088】

図８は、従来の弱め磁束制御によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでは、ｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*を最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定し、電圧検出器１８によって検出される直流電圧Ｖ_dcを２８２［Ｖ］から２６０［Ｖ］まで変化させ、非特許文献１に記載された式に基づきｄ軸電流指令ｉ_d^*およびトルクを算出した。

【0089】

図９は、本発明の第２の実施例によるモータ制御装置のシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は位相補正量を示し、（Ｂ）はモータの回転数に対するｄ軸電流指令を示し、（Ｃ）はモータの回転数に対するトルクを示す。本シミュレーションでも、ｑ軸電流指令初期値ｉ_q0^*については最大電流に対して１０％から１００％まで１０％刻みに設定し、電圧検出器１８によって検出される直流電圧Ｖｄｃを２８２［Ｖ］から２６０［Ｖ］まで変化させた。本発明の第２の実施例における各パラメータについては、図８に示した従来の弱め磁束制御についてのシミュレーション結果と近い値となるように適宜調整したところ、例えば、速度係数についての電圧依存係数Ｎ_AVを０［ｄｅｇ／ｋｒｐｍ／Ｖ］、第１の基準速度についての電圧依存係数Ｎ_BVを３０．７［ｒｐｍ／Ｖ］、位相補正量の制限値についての電圧依存係数Ｎ_LVを０［ｄｅｇ／Ｖ］、係数Ｉ_DBVを３０．７［ｒｐｍ／Ｖ］に設定し、それ以外のパラメータについては第１の実施例と同様に設定すると、従来の弱め磁束制御の制御特性にほぼ一致させることができた。ここでは、シミュレーション結果に基づくパラメータ設定について説明したが、永久磁石同期モータを駆動するモータ制御装置の実機モデルを構築して実際に永久磁石同期モータを駆動させて得られる実験結果に基づいてパラメータ設定をしてもよい。

【0090】

以上説明したように、本発明の第２の実施例によれば、当該パラメータ設定により、従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。

【0091】

なお、一般にモータ制御装置１内の電流制御ループには指令と実際の出力との間に時間遅れが存在する。そこで、上述した第１および第２の実施例の第１の変形例として、モータ２に流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角を、補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、座標変換部１３における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。これにより、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。

【0092】

また、一般に、交流モータに供給する電流を大きくすると、モータ内部の磁気回路において磁気飽和が発生し、この磁気飽和により、大きな供給電流にもかかわらずトルク定数が低下して所望のトルクを得ることが困難となるという問題が発生することが知られている。この問題に対応するために、ｑ軸電流指令の位相を進めることによってモータのトルクを最大化する方法がある（例えば、特許文献３）。そこで、上述した第１および第２の実施例の第２の変形例として、モータ２のトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角を、補正後ロータ位相角に対してさらに加算もしくは減算することで、座標変換部１３における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。これにより、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。

【0093】

またさらに、上述した第１の変形例および第２の変形例は併せて実現してもよい。すなわち、モータ２に流れる電流が電流指令に従うように制御する電流制御ループが有する時間遅れに対応する位相角およびモータのトルクを最大化するのに必要なｑ軸電流指令の位相進みに対応する位相角の両方を補正後ロータ位相角にさらに加算もしくは減算することで、座標変換部１３における座標変換で用いられる新たなる補正後ロータ位相角を算出するようにしてもよい。これにより、より正確に従来の弱め磁束制御の制御特性に近づけることができる。

【0094】

なお、上述した位相補正量演算部１１、ロータ位相角補正部１２、座標変換部１３（ｄｑ三相変換部１３−１および三相ｄｑ変換部１３−２、制御器１４、ＰＷＭ制御信号生成部１５、速度補正項演算部２２、電流補正項演算部２３、出力部２４、ならび補正部２５は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらの手段をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、モータ制御装置１内の演算処理装置はこのソフトウェアプログラムに従って動作することで上述の各部の機能が実現される。また、既存のモータ制御装置にこれら手段に係るソフトウェアプログラムを当該モータ制御装置内の演算処理装置に追加的にインストールすることで本発明を適用することも可能である。

【符号の説明】

【0095】

１ モータ駆動装置
２ モータ
３ 交流電源
１１ 位相補正量演算部
１２ ロータ位相角補正部
１３ 座標変換部
１３−１ ｄｑ三相変換部
１３−２ 三相ｄｑ変換部
１４ 制御器
１５ ＰＷＭ制御信号生成部
１６ 速度検出器
１７ 電流検出器
１８ 電圧検出器
２１ 記憶部
２２ 速度補正項演算部
２３ 電流補正項演算部
２４ 出力部
２５ 補正部
５１ 整流器
５２ インバータ
５３ 直流コンデンサ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】