特許 5975114 無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5975114

(24)【登録日】2016年7月29日

(45)【発行日】2016年8月23日

(54)【発明の名称】無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法

(51)【国際特許分類】

   H04B 1/04 20060101AFI20160809BHJP

   H03F 3/217 20060101ALI20160809BHJP

【ＦＩ】

   H04B1/04 J

   H03F3/217

【請求項の数】29

【全頁数】29

(21)【出願番号】特願2014-554082(P2014-554082)

(86)(22)【出願日】2013年11月8日

(86)【国際出願番号】JP2013006584

(87)【国際公開番号】WO2014103132

(87)【国際公開日】20140703

【審査請求日】2015年5月19日

(31)【優先権主張番号】特願2012-281150(P2012-281150)

(32)【優先日】2012年12月25日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000004237

【氏名又は名称】日本電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100103894

【弁理士】

【氏名又は名称】家入 健

(72)【発明者】

【氏名】金子 友哉

(72)【発明者】

【氏名】堀 真一

(72)【発明者】

【氏名】椎熊 一実

【審査官】 佐藤 敬介

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２０１１／０７８１２０（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１２−２０５２１８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−０９４６６０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０７−０７９１８０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ １／０４

Ｈ０３Ｆ ３／２１７

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ベースバンド信号を変調して高周波信号を生成するベースバンド処理手段と、
前記高周波信号をΔΣ変調してΔΣ変調信号として出力する位相同期型ΔΣ変調手段と、
前記ベースバンド処理手段と分離して形成され、ΔΣ変調信号を増幅して無線送信する張り出し無線手段と、を備え、
前記位相同期型ΔΣ変調手段は、
前記高周波信号の振幅を検出して振幅信号を出力する振幅検出手段と、
前記高周波信号の位相を検出して位相信号を出力する位相検出手段と、
前記位相信号に基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成するパルス位相信号生成手段と、
前記振幅信号を前記パルス位相信号に同期してΔΣ変調するΔΣ変調手段と、
前記ΔΣ変調手段の出力信号と、前記パルス位相信号と、を混合して前記ΔΣ変調信号を生成する混合手段と、を有し、
前記張り出し無線手段は、
前記ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプを有し、
前記スイッチングアンプは、
前記ΔΣ変調信号に応じた第１及び第２制御信号をそれぞれ出力するハイサイドアンプ及びローサイドアンプと、
高電位側電源と外部出力端子との間に設けられ、前記第１制御信号に基づいてオンオフが制御されるハイサイドゲートと、
低電位側電源と前記外部出力端子との間に設けられ、前記第２制御信号に基づいて前記ハイサイドゲートと相補的にオンオフが制御されるローサイドゲートと、を備え、
前記ハイサイドアンプは、前記外部出力端子を電源として利用する入力スイッチングアンプを有する、無線通信装置。

【請求項2】

前記張り出し無線手段は、
前記スイッチングアンプの出力から所望の高周波信号を取り出す帯域通過フィルタをさらに有する請求項１に記載の無線通信装置。

【請求項3】

前記帯域通過フィルタは、通過帯域を変更可能なフィルタである、請求項２に記載の無線通信装置。

【請求項4】

前記位相同期型ΔΣ変調手段は、前記ベースバンド処理手段内に設けられている、請求項１〜３の何れか一項に記載の無線通信装置。

【請求項5】

前記位相同期型ΔΣ変調手段は、前記ベースバンド処理手段内に設けられ、
前記ベースバンド処理手段から出力された前記ΔΣ変調信号を前記張り出し無線手段に伝送する光ケーブルをさらに備えた請求項１〜３の何れか一項に記載の無線通信装置。

【請求項6】

前記ベースバンド処理手段は、
前記位相同期型ΔΣ変調手段から出力された前記ΔΣ変調信号を光信号に変換する第１ＯＥ変換手段をさらに備え、
前記張り出し無線手段は、
前記ベースバンド処理手段から前記光ケーブルを介して伝送された前記光信号を前記ΔΣ変調信号に変換する第２ＯＥ変換手段をさらに備えた、請求項５に記載の無線通信装置。

【請求項7】

前記ベースバンド処理手段は、
直流信号を生成する電源をさらに備え、
前記第１ＯＥ変換手段は、前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号を重畳して光信号に変換し、
前記第２ＯＥ変換手段は、前記ベースバンド処理手段から前記光ケーブルを介して伝送された前記光信号を前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号に変換し、
前記張り出し無線手段は、前記第２ＯＥ変換手段により変換された前記直流信号を電源にして動作する、請求項６に記載の無線通信装置。

【請求項8】

前記位相同期型ΔΣ変調手段は、前記ベースバンド処理手段内に設けられ、
前記ベースバンド処理手段から出力された前記ΔΣ変調信号をイーサネット規格で前記張り出し無線手段に伝送するイーサネットケーブルをさらに備えた請求項１〜３の何れか一項に記載の無線通信装置。

【請求項9】

前記ベースバンド処理手段は、
直流信号を生成する電源と、
前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号を重畳して重畳信号として出力する重畳手段と、をさらに備え、
前記張り出し無線手段は、
前記ベースバンド処理手段から前記イーサネットケーブルを介して伝送された前記重畳信号を前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号に分離して出力する分離手段をさらに備え、
前記張り出し無線手段は、前記分離手段により分離された前記直流信号を電源にして動作する、請求項８に記載の無線通信装置。

【請求項10】

前記ΔΣ変調手段は、３個以上の出力値を有する出力信号を生成し、
前記スイッチングアンプは、前記ΔΣ変調信号を当該ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルに増幅する、請求項１〜９のいずれか一項に記載の無線通信装置。

【請求項11】

前記ΔΣ変調手段は、外部制御信号に応じた数の出力値を有する出力信号を生成し、
前記スイッチングアンプは、前記ΔΣ変調信号を当該ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルに増幅する、請求項１〜９のいずれか一項に記載の無線通信装置。

【請求項12】

前記ハイサイドアンプは、
前記入力スイッチングアンプの出力を増幅して前記第１制御信号として出力する中継アンプをさらに有する、請求項１〜１１の何れか一項に記載の無線通信装置。

【請求項13】

前記中継アンプは、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列である、請求項１２に記載の無線通信装置。

【請求項14】

前記ハイサイドアンプは、
アノードが前記中継アンプの低電位側電源端子に接続され、カソードが前記入力スイッチングアンプの出力に接続されたダイオードと、
前記中継アンプの低電位側電源端子と前記外部出力端子との間に設けられたコンデンサと、をさらに有する、請求項１２又は１３に記載の無線通信装置。

【請求項15】

ＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備え、
前記中継アンプの高電位側電源端子及び低電位側電源端子は、それぞれ前記ＤＣ−ＤＣコンバータの２つの出力端子にそれぞれ接続される、請求項１２又は１３に記載の無線通信装置。

【請求項16】

前記ハイサイドアンプは、
アノードが前記中継アンプの低電位側電源端子に接続され、カソードが前記入力スイッチングアンプの出力に接続されたダイオードをさらに有する、請求項１５に記載の無線通信装置。

【請求項17】

前記入力スイッチングアンプは、
前記外部出力端子と前記ハイサイドゲートの制御端子との間に設けられた第１抵抗素子と、
前記ハイサイドゲートをオフするための電圧が供給される電圧供給端子と、前記ハイサイドゲートの制御端子と、の間に設けられ、前記ΔΣ変調信号に基づいてオンオフが制御される第１トランジスタと、を有する、請求項１〜１６のいずれか一項に記載の無線通信装置。

【請求項18】

請求項１〜１７の何れか一項に記載の無線通信装置を複数備えるとともに、
前記複数の無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の前記高周波信号の周波数、及び、前記複数の無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する制御手段をさらに備えた、無線通信システム。

【請求項19】

前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のそれぞれのデータ通信量に基づいて、前記複数の高周波信号の周波数、及び、前記複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する、請求項１８に記載の無線通信システム。

【請求項20】

前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数に切り替える、請求項１８又は１９に記載の無線通信システム。

【請求項21】

前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置の何れにも割り当てられていない周波数に切り替える、請求項１８又は１９に記載の無線通信システム。

【請求項22】

前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を広くするとともに、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を狭くする、請求項１８〜２１の何れか一項に記載の無線通信システム。

【請求項23】

前記制御手段及び複数の前記ベースバンド処理手段は、近傍配置されている、請求項１８〜２２の何れか一項に記載の無線通信システム。

【請求項24】

ベースバンド処理手段において、
ベースバンド信号を変調して高周波信号を生成し、
前記高周波信号の振幅を検出して振幅信号を生成し、
前記高周波信号の位相を検出して位相信号を生成し、
前記位相信号に基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成し、
前記振幅信号を前記パルス位相信号に同期してΔΣ変調し、
ΔΣ変調した結果と、前記パルス位相信号と、を混合してΔΣ変調信号を生成し、
前記ベースバンド処理手段と分離して形成された張り出し無線手段において、
前記ΔΣ変調信号を増幅し、
増幅した前記ΔΣ変調信号を無線送信する、無線通信装置の制御方法であって、
前記ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプは、
前記ΔΣ変調信号に応じた第１及び第２制御信号をそれぞれ出力するハイサイドアンプ及びローサイドアンプと、
高電位側電源と外部出力端子との間に設けられ、前記第１制御信号に基づいてオンオフが制御されるハイサイドゲートと、
低電位側電源と前記外部出力端子との間に設けられ、前記第２制御信号に基づいて前記ハイサイドゲートと相補的にオンオフが制御されるローサイドゲートと、を備え、
前記ハイサイドアンプは、前記外部出力端子を電源として利用する入力スイッチングアンプを有する、無線通信装置の制御方法。

【請求項25】

複数の前記無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の前記高周波信号の周波数、及び、前記複数の無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅の、少なくとも何れかを制御する、請求項２４に記載の無線通信装置の制御方法。

【請求項26】

前記複数の無線通信装置のそれぞれのデータ通信量に基づいて、前記複数の高周波信号の周波数、及び、前記複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する、請求項２５に記載の無線通信装置の制御方法。

【請求項27】

前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数に切り替える、請求項２５又は２６に記載の無線通信装置の制御方法。

【請求項28】

前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置の何れにも割り当てられていない周波数に切り替える、請求項２５又は２６に記載の無線通信装置の制御方法。

【請求項29】

前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を広くするとともに、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を狭くする、請求項２５〜２８の何れか一項に記載の無線通信装置の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

携帯電話や無線ＬＡＮ等で利用される無線通信装置は、基地局装置（ベースバンド処理装置含む）から離れた場所に、当該基地局装置と光ケーブル等で接続された複数の張り出し無線装置を設置することにより、通信領域を拡大させている。さらに、近年では、トラフィックの急増に対応するため張り出し無線装置の増設を余儀なくされている。そのため、無線通信装置全体の低消費電力化及び各張り出し無線装置の小型化が求められている。

【0003】

ところで、無線通信装置の送信部最終段に設けられた電力増幅器は非常に多くの電力を消費することが知られている。したがって、電力増幅器の低消費電力化は、無線通信装置全体の消費電力化に非常に有効である。

【0004】

そのため、電力増幅器には、例えば、高い電力効率を持つと期待されるスイッチングアンプが採用される。スイッチングアンプは、パルス波形の入力信号を、その波形を維持しつつ電力増幅する。ここで、パルス波形信号は、１パルスで１ビットしか伝送できないため、スイッチングアンプの入力信号は、予め１ビット情報に変換されている必要がある。例えば、多ビット情報を１ビット情報に変換する回路としてΔΣ変調回路が用いられる。

【0005】

関連する技術が特許文献１及び特許文献２に開示されている。特許文献１及び特許文献２には、何れも、ΔΣ変調器と、当該ΔΣ変調器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、を備えた無線通信装置が開示されている。その他、特許文献３にも、ΔΣ変調器を備えた無線通信装置が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】米国特許第６９７７５４６Ｂ２号明細書

【特許文献2】欧州特許出願公開第２１８０６１０号明細書

【特許文献3】特開２００７−８８６１８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

しかし、関連する技術では、高周波信号波形の変化タイミングと、スイッチングアンプに入力されるパルス波形の変化タイミングと、が一致しないため、スイッチングアンプを構成するスイッチ素子のオンオフ遷移時に当該スイッチ素子に電流が流れてしまい、消費電力が増大してしまうという問題があった。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

【0008】

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、消費電力を低減することが可能な無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

一実施の形態によれば、無線通信装置は、ベースバンド信号を変調して高周波信号を生成するベースバンド処理部と、前記高周波信号をΔΣ変調してΔΣ変調信号として出力する位相同期型ΔΣ変調器と、前記ベースバンド処理部と分離して形成され、ΔΣ変調信号を増幅して無線送信する張り出し無線部と、を備え、前記位相同期型ΔΣ変調器は、前記高周波信号の振幅を検出して振幅信号を出力する振幅検出器と、前記高周波信号の位相を検出して位相信号を出力する位相検出器と、前記位相信号に基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成するパルス位相信号生成器と、前記振幅信号を前記パルス位相信号に同期してΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器の出力信号と、前記パルス位相信号と、を混合して前記ΔΣ変調信号を生成する混合器と、を有し、前記張り出し無線部は、前記ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプを有する。

【発明の効果】

【0010】

前記一実施の形態によれば、消費電力を低減することが可能な無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】実施の形態１にかかる無線通信装置の概略を示すブロック図である。

【図2】振幅検出器の具体的構成の一例を示す図である。

【図3】位相比較器の具体的構成の一例を示す図である。

【図4】混合器の具体的構成の一例を示す図である。

【図5】スイッチングアンプの具体的構成の一例を示す図である。

【図6】実施の形態１にかかる無線通信装置の動作を示すタイミングチャートである。

【図7】実施の形態１にかかる無線通信装置の詳細を示すブロック図である。

【図8】実施の形態１にかかる無線通信装置の第１変形例を示すブロック図である。

【図9】実施の形態１にかかる無線通信装置の第３変形例を示すブロック図である。

【図10】実施の形態１にかかる無線通信装置の第４変形例を示すブロック図である。

【図11】スイッチングアンプの第１変形例を示す図である。

【図12A】図１１に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。

【図12B】図１１に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。

【図13】スイッチングアンプの第２変形例を示す図である。

【図14A】図１３に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。

【図14B】図１３に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。

【図15】スイッチングアンプの第３変形例を示す図である。

【図16】スイッチングアンプの第４変形例を示す図である。

【図17】実施の形態２にかかる無線通信装置の構成例を示すブロック図である。

【図18】実施の形態２にかかる無線通信装置の変形例を示すブロック図である。

【図19】実施の形態３にかかる無線通信システムの構成例を示すブロック図である。

【図20】実施の形態３にかかる無線通信システムを模式的に示す図である。

【図21】実施の形態３にかかる無線通信システムに用いられる無線通信装置の具体例を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として実施の形態の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

【0013】

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、応用例、詳細説明、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。

【0014】

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（動作ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数等（個数、数値、量、範囲等を含む）についても同様である。

【0015】

＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１にかかる無線通信装置の概略を示すブロック図である。本実施の形態にかかる無線通信装置は、高周波信号に含まれる振幅信号γを、高周波信号に含まれる位相信号θに同期してΔΣ変調する位相同期型ΔΣ変調器を備える。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、スイッチングアンプ１２１に設けられたスイッチ素子のオンオフ遷移時の出力電流を少なくすることができるため、消費電力を低減することができる。以下、具体的に説明する。

【0016】

図１に示す無線通信装置１は、ベースバンド処理部１１と、張り出し無線部１２と、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とを接続する光ケーブル１３と、アンテナ１４と、を備える。なお、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とは分離して形成されており、光ケーブル１３を介して信号の受け渡しが行われる。

【0017】

（ベースバンド処理部１１）
ベースバンド処理部１１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１を備える。位相同期型ΔΣ変調器１１１は、ベースバンド信号を変調することで生成された高周波信号をΔΣ変調し、ΔΣ変調信号として出力する。

【0018】

（位相同期型ΔΣ変調器１１１）
位相同期型ΔΣ変調器１１１は、振幅検出器１１１１と、位相検出器１１１２と、パルス位相信号生成器１１１３と、ΔΣ変調器１１１４と、混合器（ミキサ）１１１５と、を備える。

【0019】

（振幅検出器１１１１）
振幅検出器１１１１は、ベースバンド処理部１１にて生成された高周波信号に含まれる振幅信号γを検出する。以下、具体例を用いて詳細に説明する。

【0020】

図２は、振幅検出器１１１１の具体的構成の一例を示す図である。図２に示す振幅検出器１１１１は、ダイオードＤ１と、抵抗素子Ｒ１と、コンデンサＣ１と、を有する。ダイオードＤ１は、入力電圧の２乗に比例した電流を出力する。したがって、ダイオードＤ１は、高周波信号の振幅値が大きいほど、時間平均値の大きな電流を出力する。ダイオードＤ１の後段に設けられた抵抗素子Ｒ１及びコンデンサＣ１は、フィルタ回路を構成しており、ダイオードＤ１の出力電流に含まれるＤＣ成分のみを取り出す。このＤＣ成分はダイオードＤ１の出力電流の時間平均値に等しい。したがって、高周波信号の振幅値が大きくなるほど、ＤＣ成分は大きくなる。換言すると、ダイオードＤ１に入力される高周波信号の振幅値とダイオードＤ１の出力電流のＤＣ成分とは、単調増加の関係にあり、かつ、１対１の関係にある。このため、ダイオードＤ１の出力電流のＤＣ成分から高周波信号の振幅値の情報を抽出することが可能である。

【0021】

（位相検出器１１１２）
位相検出器１１１２は、ベースバンド処理部１１にて生成された高周波信号に含まれる位相信号θを検出する。以下、具体例を用いて詳細に説明する。

【0022】

図３は、位相検出器１１１２の具体的構成の一例を示す図である。図３に示す位相検出器１１１２は、コンパレータＣＭＰ１を有する。コンパレータＣＭＰ１は、入力信号が正の値の場合にＨレベルの出力信号を生成し、入力信号が負の値の場合にＬレベルの出力信号を生成する。ここで、高周波信号は、位相が０°〜１８０°の場合に正の値を示し、位相が１８０°〜３６０°の場合に負の値を示す。したがって、コンパレータＣＭＰ１は、高周波信号の位相が０°〜１８０°の場合にＨレベルの出力信号を生成し、高周波信号の位相が１８０°〜３６０°の場合にＬレベルの出力信号を生成する。

【0023】

（パルス位相信号生成器１１１３）
パルス位相信号生成器１１１３は、位相信号θに基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成する。以下、詳細に説明する。

【0024】

位相検出器１１１２に設けられたコンパレータＣＭＰ１の出力波形は、理想的には矩形波となる。しかし、実際には、コンパレータＣＭＰ１の出力側には寄生的な抵抗及び容量が存在するため、コンパレータの出力波形は正弦波に近づく。そこで、パルス位相信号生成器１１１３は、正弦波に近づいた位相信号θを再び矩形波信号に成形する。

【0025】

パルス位相信号生成器１１１３は、位相検出器１１１２と同様に、コンパレータのみを有する構成であってもよいが、寄生パラメータにより矩形波が正弦波に戻ることを避けるため、当該コンパレータの後段に高い利得のアンプをさらに有するのが好ましい。それにより、パルス位相信号生成器１１１３は、正弦波に近づいた位相信号θを再び矩形波信号に成形することが可能となる。

【0026】

（ΔΣ変調器１１１４）
ΔΣ変調器１１１４は、振幅信号γをパルス位相信号に同期してΔΣ変調する。以下、詳細に説明する。

【0027】

ΔΣ変調器１１１４は、パルス位相信号生成器１１１３からの信号周期を持ってサンプリング動作する。したがって、ΔΣ変調器１１１４は、振幅検出器１１１１からの振幅情報の持つ周波数成分より高い周波数でサンプリング動作し、入力信号が有する多ビット情報を１ビット情報に変換して出力する。なお、ΔΣ変調器１１１４で発生する量子化雑音は、ナイキスト周波数で最も高くなり、周波数が低くなるほど小さくなる性質がある。

【0028】

ΔΣ変調器１１１４を入力信号の周波数よりも高い周波数で動作させることにより、入力信号をナイキスト周波数よりも十分低い周波数領域に押し込めることが可能である。このように、ΔΣ変調器１１１４を入力信号の周波数よりも高い周波数で動作させることにより、入力信号が量子化雑音の影響を受けにくくなる。

【0029】

（混合器１１１５）
混合器１１１５は、ΔΣ変調器１１１４の出力信号とパルス位相信号とを混合してΔΣ変調信号を生成する。以下、具体例を用いて詳細に説明する。

【0030】

図４は、混合器１１１５の具体的構成の一例を示す図である。図４に示す混合器１１１５は、論理積回路ＡＮＤ１を有する。論理積回路ＡＮＤ１は、Σ変調器１１１４の出力信号がＨレベルの場合、パルス位相信号をそのままΔΣ変調信号として出力し、ΔΣ変調器１１１４の出力信号がＬレベルの場合、パルス位相信号に関わらずＬレベルのΔΣ変調信号を出力する。

【0031】

ベースバンド処理部１１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１から出力されたΔΣ変調信号を光信号に変換した後、光ケーブル１３を介して張り出し無線部１２に伝送する。

【0032】

（張り出し無線部１２）
張り出し無線部１２は、ベースバンド処理部１１から光ケーブル１３を介して伝送された光信号をΔΣ変調信号に変換した後、当該ΔΣ変調信号を増幅してアンテナ１４から無線送信する。張り出し無線部１２は、ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプ１２１を備える。

【0033】

（スイッチングアンプ１２１）
図５は、スイッチングアンプ１２１の具体的構成の一例を示す図である。図５に示すスイッチングアンプ１２１は、所謂Ｄ級アンプであって、ハイサイドゲート（スイッチ素子）１００−１と、ローサイドゲート（スイッチ素子）１００−２と、ハイサイドゲート１００−１を駆動するハイサイドドライバ（ハイサイドアンプ）２００−１と、ローサイドゲート１００−２を駆動するローサイドドライバ（ローサイドアンプ）２００−２と、を備える。本実施の形態では、ハイサイドゲート１００−１及びローサイドゲート１００−２がいずれもデプレッション型のＮチャネル電界効果トランジスタである場合を例に説明する。

【0034】

ハイサイドゲート１００−１では、ドレインが電源１０１−１に接続され、ソースが出力端子（外部出力端子）ＯＵＴに接続され、ゲートにハイサイドドライバ２００−１の出力（第１制御信号）が供給される。本実施の形態では、電源１０１−１が３０Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。ローサイドゲート１００−２では、ドレインが出力端子ＯＵＴに接続され、ソースがグランド（０Ｖ）に接続され、ゲートにローサイドドライバ２００−２の出力（第２制御信号）が供給される。

【0035】

ハイサイドゲート１００−１は、ハイサイドドライバ２００−１から出力された第１制御信号に基づいてオンオフする。ローサイドゲート１００−２は、ローサイドドライバ２００−２から出力された第２制御信号に基づいてハイサイドゲート１００−１と相補的にオンオフする。そして、スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート１００−１とローサイドゲート１００−２との間のノード（出力端子ＯＵＴ）から、ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベル（３０Ｖ又は０Ｖ）の増幅信号を出力する。つまり、スイッチングアンプ１２１は、ΔΣ変調信号のパルス波形を維持しつつ電力増幅する。

【0036】

（タイミングチャート）
図６は、無線通信装置１の動作を示すタイミングチャートである。具体的には、図６には、位相検出器１１１２から出力された位相信号θ、パルス位相信号生成器１１１３から出力されたパルス位相信号、ΔΣ変調器１１１４の出力信号（パルス振幅信号）、混合器１１１５の出力信号、及び、スイッチングアンプ１２１の出力電流が示されている。

【0037】

混合器１１１５の出力信号（ΔΣ変調信号）の状態遷移点（即ち、立ち上がりエッジ、立ち下りエッジ）は、パルス位相信号の状態遷移点と一致する。また、パルス位相信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジは、それぞれ位相信号θの０°及び１８０°に一致する。したがって、混合器１１１５の出力信号（ΔΣ変調信号）の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジは、高周波信号の位相０°及び１８０°に一致する。

【0038】

スイッチングアンプ１２１は、入力信号と等しいパルス波形の出力信号を生成する。ここで、スイッチングアンプ１２１からフィルタ（不図示）に供給される電流は、スイッチングアンプ１２１の出力信号に包含される高周波信号成分（電圧）を負荷（アンテナ１４）の抵抗値で割った値に近似的に等しい。即ち、スイッチングアンプ１２１からフィルタ（不図示）に供給される電流の波形と、高周波信号の波形と、は等しくなる。換言すると、スイッチングアンプ１２１の出力電流の位相と高周波信号の位相とは一致する。

【0039】

スイッチングアンプ１２１を構成するハイサイドゲート１００−１及びローサイドゲート１００−２のオンオフ遷移点は、混合器１１１５の出力信号（ΔΣ変調信号）の状態遷移点と一致することを考慮すると、ハイサイドゲート１００−１及びローサイドゲート１００−２のオンオフ遷移点におけるスイッチングアンプ１２１の出力電流の位相は０°又は１８０°である。即ち、ハイサイドゲート１００−１及びローサイドゲート１００−２のオンオフ遷移点においては、出力電流は瞬間的にゼロとなる。

【0040】

このように、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、高周波信号に含まれる振幅信号γを、高周波信号に含まれる位相信号θに同期してΔΣ変調する位相同期型ΔΣ変調器を備える。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、スイッチングアンプ１２１に設けられたスイッチ素子のオンオフ遷移時の出力電流を少なくすることができるため、消費電力を低減することができる。

【0041】

さらに、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１を張り出し無線部１２ではなくベースバンド処理部１１内に備えている。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、張り出し無線部１２を小型化することができる。

【0042】

なお、本実施の形態では、ΔΣ変調器１１１４が２個の出力値（Ｈ，Ｌ）を有する出力信号を生成する場合を例に説明したが、これに限られない。ΔΣ変調器１１１４は、３個以上の出力値を有する出力信号を生成する構成に適宜変更可能である。また、ΔΣ変調器１１１４は、外部制御信号に応じた数の出力値を有する出力信号を生成する構成にも適宜変更可能である。この場合、スイッチングアンプ１２１は、ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルの増幅信号を出力する。

【0043】

（無線通信装置１の具体的構成例）
図７は、無線通信装置１の詳細を示すブロック図である。なお、図７に示す無線通信装置１は、一例にすぎず趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更されてもよい。図７に示す無線通信装置１は、図１でも既に説明したように、ベースバンド処理部１１と、張り出し無線部１２と、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とを接続する光ケーブル１３と、アンテナ１４と、を備える。なお、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とは分離して形成されており、光ケーブル１３を介して信号の受け渡しが行われる。

【0044】

ベースバンド処理部１１は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１１２と、変調器（ＭＯＤ）１１３と、多重化器（ＭＵＸ）１１４と、フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）１１５と、ピーク抑制器（Ｐｅａｋ Ｒｅｄ）１１６と、位相同期型ΔΣ変調器（ＰＭＣ ＤＭＳ）１１１と、ＳｅｒＤｅｓ部１１７と、ＯＥ変換部（第１ＯＥ変換部）１１８と、復調器（ＤＥＭ）１１９と、を備える。

【0045】

張り出し無線部１２は、ＯＥ変換部（第２ＯＥ変換部）１２２と、ＳｅｒＤｅｓ部１２３と、スイッチングアンプ（ＳＷ ＡＭＰ）１２１と、フィルタ（帯域通過フィルタ）１２４と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２５と、混合器１２６と、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１２７と、自動利得制御フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ ＡＧＣ）１２８と、分離器（ＤＥＭＵＸ）１２９と、を備える。

【0046】

まず、図７に示す無線通信装置１の送信動作について簡単に説明する。
ベースバンド処理部１１において、ベースバンド制御部１１２は、ベースバンド信号を生成する。変調器１１３は、ベースバンド信号を変調して高周波信号として出力する。多重化器１１４は、高周波信号を多重化して出力する。フィルタ１１５は、多重化器１１４の出力の中から所望の周波数帯域のみを通過させる。ピーク抑制器１１６は、フィルタ１１５の出力の中から閾値電圧以上のものを抑圧して出力する。位相同期型ΔΣ変調器１１１は、多重化器１１４、フィルタ１１５及びピーク抑制器１１６を経由して変調器１１３から供給された高周波信号を、ΔΣ変調信号に変換して出力する。ＳｅｒＤｅｓ部１１７は、ΔΣ変調信号をシリアライズする。ＯＥ変換部１１８は、ＳｅｒＤｅｓ部１１７から出力されたΔΣ変調信号（電気信号）を光信号に変換する。この光信号は、光ケーブル１３を介して、張り出し無線部１２に伝送される。この場合の光信号は、前述した位相同期ΔΣ変調波であるためサンプリング周波数は高周波信号周波数と一致している。

【0047】

張り出し無線部１２において、ＯＥ変換部１２２は、ベースバンド処理部１１から光ケーブル１３を介して伝送された光信号をΔΣ変調信号（電気信号）に変換する。ＳｅｒＤｅｓ部１２３は、ΔΣ変調信号をデシリアライズする。スイッチングアンプ１２１は、ＳｅｒＤｅｓ部１２３から出力されたΔΣ変調信号のパルス波形を維持しつつ電力増幅する。フィルタ１２４は、高周波信号の周波数帯域に一致した通過帯域を有し、スイッチングアンプ１２１の出力信号に包含される高周波信号成分のみを選択的に通過させる。フィルタ１２４の後段にはアンテナ（負荷）１４が接続され、これにより高周波信号が再生される。再生された高周波信号は、アンテナ１４から空中に放射される（即ち、無線送信される）。

【0048】

次に、図７に示す無線通信装置１の受信動作について簡単に説明する。
張り出し無線部１２において、低雑音増幅器１２５は、アンテナ１４によって受信された高周波信号を低雑音で増幅する。混合器１２６は、低雑音増幅器１２５の出力信号をダウンコンバート（周波数変換）する。ＡＤコンバータ１２７は、混合器１２６の出力信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。自動利得制御フィルタ１２８は、ＡＤコンバータ１２７の出力信号に対してインタポレーション（interpolation）やデシメーション（decimation）といったフィルタリング処理を行う。分離器１２９は、自動利得制御フィルタ１２８の出力信号を分離化して出力する。ＳｅｒＤｅｓ部１２３は、分離器１２９の出力信号をシリアライズする。ＯＥ変換部１２２は、ＳｅｒＤｅｓ部１２３の出力信号（電気信号）を光信号に変換する。この光信号は、光ケーブル１３を介して、ベースバンド処理部１１に伝送される。

【0049】

ベースバンド処理部１１において、ＯＥ変換部１１８は、張り出し無線部１２から光ケーブル１３を介して伝送された光信号を電気信号に変換する。ＳｅｒＤｅｓ部１１７は、この電気信号をデシリアライズする。復調器１１９は、ＳｅｒＤｅｓ部１１７の出力信号を復調してベースバンド信号として出力する。復調器１１９から出力されたベースバンド信号はベースバンド制御部１１２に供給される。

【0050】

次に、図８〜図１０を参照して、図７に示す無線通信装置１の変形例を説明する。

【0051】

（無線通信装置１の第１変形例）
図８は、図７に示す無線通信装置１の第１変形例を無線通信装置１ａとして示す図である。図８に示す無線通信装置１ａは、図７に示す無線通信装置１と比較して、位相同期型ΔΣ変調器１１１をベースバンド処理部１１ではなく張り出し無線部１２内に備える。具体的には、位相同期型ΔΣ変調器１１１は、スイッチングアンプ１２１の直前に設けられる。図８に示す無線通信装置１ａのその他の構成及び動作については、図７に示す無線通信装置１と同様であるため、その説明を省略する。

【0052】

このように、位相同期型ΔΣ変調器１１１が張り出し無線部１２内に設けられた場合でも、消費電力は低減される。ただし、位相同期型ΔΣ変調器１１１がベースバンド処理部１１内に設けられた場合のほうが張り出し無線部１２の小型化に有利である。

【0053】

（無線通信装置１の第２変形例）
無線通信装置１の第２変形例として、フィルタ１２４を可変フィルタに置き換えてもよい。可変フィルタ１２４は、複数の通過帯域のうち何れかの通過帯域に切り替え可能なフィルタ、又は、通過帯域を変更可能なフィルタである。

【0054】

ベースバンド処理部１１に設けられた位相同期ΔΣ変調器１１１のサンプリング周波数の変更に伴って、張り出し無線部１２に設けられた可変フィルタ１２４の通過帯域の周波数を変更することが可能になるため、ベースバンド処理部１１は、直接、無線周波数を発生及び制御することが可能になる。

【0055】

（無線通信装置１の第３変形例）
図９は、図７に示す無線通信装置１の第３変形例を無線通信装置１ｂとして示す図である。図９に示す無線通信装置１ｂは、図７に示す無線通信装置１と比較して、ＯＥ変換部１１８，１２２を備えず、かつ、光ケーブル１３に代えてイーサネットケーブル１３ａを備える。図９に示す無線通信装置１ｂのその他の構成及び動作については、図７に示す無線通信装置１と同様であるため、その説明を省略する。

【0056】

イーサネットケーブル１３ａは、ベースバンド処理部１１から出力されたΔΣ変調信号をイーサネット（登録商標）規格で張り出し無線部１２に伝送する。図９に示す無線通信装置１ｂは、図７に示す無線通信装置１と同等の効果を奏することができる。

【0057】

（無線通信装置１の第４変形例）
図１０は、図７に示す無線通信装置１の第４変形例を無線通信装置１ｃとして示す図である。図１０に示す無線通信装置１ｃは、図７に示す無線通信装置１と比較して、光ケーブル１３に代えて無線でベースバンド処理部１１から張り出し無線部１２にΔΣ変調信号を伝送する。

【0058】

ベースバンド処理部１１は、ＯＥ変換部１１８に代えて、無線送受信用の回路（変調器２１１、アップコンバータ２１２、パワーアンプ２１３、フィルタ２１４、低雑音増幅器２１５、ダウンコンバータ２１６、及び、復調器２１７）を備える。張り出し無線部１２は、ＯＥ変換部１２２に代えて、無線送受信用の回路（フィルタ２２１、低雑音増幅器２２２、ダウンコンバータ２２３、復調器２２４、変調器２２５、アップコンバータ２２６、パワーアンプ２２７）を備える。ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２との間の無線での送受信方法については、一般的な方法が用いられているため、詳細な説明を省略する。

【0059】

図１０に示す無線通信装置１ｃは、図７に示す無線通信装置１と同等の効果を奏することができる。

【0060】

次に、図１１〜図１６を参照して、スイッチングアンプ１２１の変形例を説明する。

【0061】

（スイッチングアンプ１２１の第１変形例）
図１１は、スイッチングアンプ１２１の第１変形例をスイッチングアンプ１２１ａとして示す図である。なお、図１１には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。

【0062】

スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート（スイッチ素子）１００−１と、ローサイドゲート（スイッチ素子）１００−２と、ハイサイドゲート１００−１を駆動するハイサイドドライバ（ハイサイドアンプ）２００−１と、ローサイドゲート１００−２を駆動するローサイドドライバ（ローサイドアンプ）２００−２と、を備える。本実施の形態では、ハイサイドゲート１００−１及びローサイドゲート１００−２がいずれもデプレッション型のＮチャネル電界効果トランジスタである場合を例に説明する。

【0063】

ハイサイドゲート１００−１では、ドレインが電源１０１−１に接続され、ソースが出力端子（外部出力端子）ＯＵＴに接続され、ゲートにハイサイドドライバ２００−１の出力（第１制御信号）が供給される。本実施の形態では、電源１０１−１が３０Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。ローサイドゲート１００−２では、ドレインが出力端子ＯＵＴに接続され、ソースがグランド（０Ｖ）に接続され、ゲートにローサイドドライバ２００−２の出力（第２制御信号）が供給される。

【0064】

ハイサイドドライバ２００−１は、抵抗素子（第１抵抗素子）２０３−１と、スイッチ素子としてのＮチャネル電界効果トランジスタ（第１トランジスタ；以下、単にトランジスタと称す）２０１−１と、を有する。なお、抵抗素子２０３−１とトランジスタ２０１−１とにより入力スイッチングアンプが構成される。抵抗素子２０３−１の一端は、出力端子ＯＵＴに接続され、抵抗素子２０３−１の他端は、トランジスタ２０１−１のドレインに接続される。トランジスタ２０１−１では、ソース（電圧供給端子）が電源２０２−１に接続され、ゲートにΔΣ変調信号が供給される。そして、ハイサイドドライバ２００−１は、抵抗素子２０３−１とトランジスタ２０１−１との間のノードから第１制御信号を出力する。なお、本実施の形態では、電源２０２−１が−５Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。また、本実施の形態では、抵抗素子２０３−１の抵抗値が２Ωである場合を例に説明する。

【0065】

ローサイドドライバ２００−２は、抵抗素子２０３−２と、スイッチ素子としてのＮチャネル電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタと称す）２０１−２と、を有する。なお、抵抗素子２０３−２とトランジスタ２０１−２とにより入力スイッチングアンプが構成される。抵抗素子２０３−２の一端は、電源２０４−２に接続され、抵抗素子２０３−２の他端は、トランジスタ２０１−２のドレインに接続される。トランジスタ２０１−２では、ソースが電源２０２−２に接続され、ゲートにΔΣ変調信号の反転信号が供給される。そして、ローサイドドライバ２００−３は、抵抗素子２０３−２とトランジスタ２０１−２との間のノードから第２制御信号を出力する。なお、本実施の形態では、電源２０４−２が０Ｖの電源電圧を生成し、電源２０２−２が−５Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。また、本実施の形態では、抵抗素子２０３−２の抵抗値が２Ωである場合を例に説明する。

【0066】

ハイサイドゲート１００−１は、ハイサイドドライバ２００−１から出力された第１制御信号に基づいてオンオフする。ローサイドゲート１００−２は、ローサイドドライバ２００−２から出力された第２制御信号に基づいてハイサイドゲート１００−１と相補的にオンオフする。そして、スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート１００−１とローサイドゲート１００−２との間のノード（出力端子ＯＵＴ）から、ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルの増幅信号を出力する。

【0067】

なお、上記したように、本実施の形態では、ハイサイドゲート１００−１及びローサイドゲート１００−２がいずれもデプレッション型のＮチャネル電界効果トランジスタである場合を例に説明している。したがって、ハイサイドゲート１００−１及びローサイドゲート１００−２は、例えば、ゲート−ソース間が同電位の場合にオンし、ゲート−ソース間が−５Ｖの場合にオフする。具体的には、ハイサイドゲート１００−１は、第１制御信号が３０Ｖの場合にオンし、−５Ｖの場合にオフする。ローサイドゲート１００−２は、第２制御信号が０Ｖの場合にオンし、−５Ｖの場合にオフする。

【0068】

続いて、図１２Ａ及び図１２Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ａの動作について説明する。

【0069】

まず、図１２Ａを参照して、スイッチングアンプ１２１ａがハイサイド側電圧（電源１０１−１の電源電圧３０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。

【0070】

スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイド側電圧を出力する場合、ハイサイドゲート１００−１をオンし、ローサイドゲート１００−２をオフする必要がある。そのため、ハイサイドドライバ２００−１は、トランジスタ２０１−１をオフしてハイサイドゲート１００−１のゲート−ソース間を同電位にすることで、ハイサイドゲート１００−１をオンする。この状態では、抵抗素子２０３−１には電流が流れないため、ハイサイドドライバ２００−１における消費電力は理想的にはゼロになる。一方、ローサイドドライバ２００−２は、トランジスタ２０１−２をオンしてローサイドゲート１００−２のゲート−ソース間を−５Ｖにすることで、ローサイドゲート１００−２をオフする。この状態では、抵抗素子２０３−２に電流が流れる。このとき、抵抗素子２０３−２での電圧降下は５Ｖで、電流値は２．５Ａになる。そのため、瞬間的に発生する消費電力は１２．５Ｗ程度に低く抑えられる。

【0071】

次に、図１２Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ａがローサイド側電圧（グランドの接地電圧０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。

【0072】

スイッチングアンプ１２１ａは、ローサイド側電圧を出力する場合、ローサイドゲート１００−２をオンし、ハイサイドゲート１００−１をオフする必要がある。そのため、ローサイドドライバ２００−２は、トランジスタ２０１−２をオフしてローサイドゲート１００−２のゲート−ソース間を同電位にすることで、ローサイドゲート１００−２をオンする。この状態では、抵抗素子２０３−２には電流が流れないため、ローサイドドライバ２００−２における消費電力は理想的にはゼロになる。一方、ハイサイドドライバ２００−１は、トランジスタ２０１−１をオンしてハイサイドゲート１００−１のゲート−ソース間を−５Ｖにすることで、ハイサイドゲート１００−１をオフする。この状態では、抵抗素子２０３−１に電流が流れる。ただし、このとき、抵抗素子２０３−１の一端に接続された出力端子ＯＵＴが０Ｖであるため、抵抗素子２０３−１での電圧降下は５Ｖで、電流値は２．５Ｖになる。そのため、瞬間的に発生する消費電力は１２．５Ｗ程度に低く抑えられる。

【0073】

このように、図１１に示すスイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート１００−１のソース（出力端子ＯＵＴ）を電源として利用することにより、抵抗素子２０３−１での電圧降下を小さくして消費電力を低減することができる。

【0074】

（スイッチングアンプ１２１の第２変形例）
図１３は、スイッチングアンプ１２１の第２変形例をスイッチングアンプ１２１ｂとして示す図である。なお、図１３には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。

【0075】

図１３に示すスイッチングアンプ１２１ｂでは、図１１に示すスイッチングアンプ１２１ａと比較して、ハイサイドドライバ２００−１及びローサイドドライバ２００−２の構成が異なる。

【0076】

具体的には、図１３に示すハイサイドドライバ２００−１は、図１１に示すハイサイドドライバ２００−１の構成に加え、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列（中継アンプ）２０５−１と、ダイオード２０６−１と、コンデンサ２０７−１と、をさらに備える。本実施の形態では、コンデンサ２０７−１の蓄電量が５Ｖである場合を例に説明する。

【0077】

インバータ列２０５−１は、抵抗素子２０３−１とトランジスタ２０１−１との間のノードの電圧を増幅して第１制御信号として出力する。なお、インバータ列２０５−１の高電位側電源端子は、ハイサイドゲート１００−１のソース（出力端子ＯＵＴ）に接続され、インバータ列２０５−１の低電位側電源端子は、ダイオード２０６−１のアノードに接続されている。ダイオード２０６−１のカソードは、抵抗素子２０３−１とトランジスタ２０１−１との間のノードに接続されている。コンデンサ２０７−１の一端は、インバータ列２０５−１の高電位側電源端子に接続され、コンデンサ２０７−１の他端は、インバータ列２０５−１の低電位側電源端子に接続されている。

【0078】

ここで、図１３に示すハイサイドドライバ２００−１は、インバータ列２０５−１の初段のインバータのサイズを小さくすることにより、高速動作を維持しつつ抵抗素子２０３−１の抵抗値を大きくすることができる。抵抗素子２０３−１の抵抗値を大きくすれば、トランジスタ２０１−１がオンしているときに抵抗素子２０３−１に流れる電流量が少なくなるため、消費電力の増大はさらに抑制される。

【0079】

さらに、図１３に示すハイサイドドライバ２００−１は、ダイオード２０６−１を備えることにより、ハイサイドドライバ２００−１の入力端子（即ち、トランジスタ２０１−１のゲート）の電圧が接地電圧０Ｖを下回ることを回避することができる。

【0080】

なお、図１３に示すハイサイドドライバ２００−１では、トランジスタ２０１−１がオンしている場合に、ダイオード２０６−１によってコンデンサ２０７−１への充電が行われ、トランジスタ２０１−１がオフしている場合に、コンデンサ２０７−１に蓄電された電荷によりインバータ列２０５−１に電力が供給される。

【0081】

一方、図１３に示すローサイドドライバ２００−２は、図１１に示すローサイドドライバ２００−２の構成に加え、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列（中継アンプ）２０５−２をさらに備える。また、図１３には、−５Ｖの電源電圧を生成する電源２０６−２がさらに示されている。

【0082】

インバータ列２０５−２は、抵抗素子２０３−２とトランジスタ２０１−２との間のノードの電圧を増幅して第２制御信号として出力する。なお、インバータ列２０５−２の高電位側電源端子は、グランドに接続され、インバータ列２０５−２の低電位側電源端子は、−５Ｖの電源電圧を生成する電源２０６−２に接続されている。

【0083】

ここで、図１３に示すローサイドドライバ２００−２は、インバータ列２０５−２の初段のインバータのサイズを小さくすることにより、高速動作を維持しつつ抵抗素子２０３−２の抵抗値を大きくすることができる。抵抗素子２０３−２の抵抗値を大きくすれば、トランジスタ２０１−２がオンしているときに抵抗素子２０３−２に流れる電流量が少なくなるため、消費電力の増大はさらに抑制される。

【0084】

続いて、図１４Ａ及び図１４Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ｂの動作について説明する。

【0085】

まず、図１４Ａを参照して、スイッチングアンプ１２１ｂがハイサイド側電圧（電源１０１−１の電源電圧３０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。

【0086】

スイッチングアンプ１２１ｂは、ハイサイド側電圧を出力する場合、ハイサイドゲート１００−１をオンし、ローサイドゲート１００−２をオフする必要がある。そのため、ハイサイドドライバ２００−１は、トランジスタ２０１−１をオフしてハイサイドゲート１００−１のゲート−ソース間を同電位にすることで、ハイサイドゲート１００−１をオンする。このとき、コンデンサ２０７−１に蓄電された５Ｖの電荷によりインバータ列２０５−１に電力が供給される。この状態では、抵抗素子２０３−１及びダイオード２０６−１には電流が流れず、また、インバータ列２０５−１での消費電力も状態遷移損失分（ｆＣＶ＾２）程度と低い。したがって、ハイサイドドライバ２００−１における消費電力は低く抑えられる。一方、ローサイドドライバ２００−２は、トランジスタ２０１−２をオンしてローサイドゲート１００−２のゲート−ソース間を−５Ｖにすることで、ローサイドゲート１００−２をオフする。この状態では、図１２Ａで説明したように、抵抗素子２０３−２での消費電力は低く抑えられる。また、上記したように、インバータ列２０５−２の初段のインバータサイズを小さくして抵抗素子２０３−２の抵抗値を大きくすることにより、抵抗素子２０３−２での消費電力はさらに低く抑えられる。

【0087】

次に、図１４Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ｂがローサイド側電圧（グランドの接地電圧０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。

【0088】

スイッチングアンプ１２１ｂは、ローサイド側電圧を出力する場合、ローサイドゲート１００−２をオンし、ハイサイドゲート１００−１をオフする必要がある。そのため、ローサイドドライバ２００−２は、トランジスタ２０１−２をオフしてローサイドゲート１００−２のゲート−ソース間を同電位にすることで、ローサイドゲート１００−２をオンする。この状態では、抵抗素子２０３−２には電流が流れず、また、インバータ列２０５−２での消費電力も状態遷移損失分（ｆＣＶ＾２）程度と低い。したがって、ローサイドドライバ２００−２における消費電力は低く抑えられる。一方、ハイサイドドライバ２００−１は、トランジスタ２０１−１をオンしてハイサイドゲート１００−１のゲート−ソース間を−５Ｖにすることで、ハイサイドゲート１００−１をオフする。この状態では、抵抗素子２０３−１に電流が流れる。ただし、このとき、図１２Ｂで説明したように、抵抗素子２０３−１での消費電力は低く抑えられる。また、上記したように、インバータ列２０５−１の初段のインバータサイズを小さくして抵抗素子２０３−１の抵抗値を大きくすることにより、抵抗素子２０３−１での消費電力はさらに低く抑えられる。

【0089】

このように、図１３に示すスイッチングアンプ１２１ｂは、ハイサイドゲート１００−１のソース（出力端子ＯＵＴ）を電源として利用することにより、抵抗素子２０３−１での電圧降下を小さくして消費電力を低減することができる。さらに、図１３に示すスイッチングアンプ１２１ｂは、インバータ列２０５−１，２０５−２を備えることにより、抵抗素子２０３−１，２０３−２の抵抗値を大きくすることができるため、消費電力をさらに低減することができる。

【0090】

（スイッチングアンプ１２１の第３変形例）
図１５は、スイッチングアンプ１２１の第３変形例をスイッチングアンプ１２１ｃとして示す図である。なお、図１５には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。

【0091】

図１５に示すスイッチングアンプ１２１ｃでは、図１１に示すスイッチングアンプ１２１ａと比較して、ハイサイドドライバ２００−１及びローサイドドライバ２００−２の構成が異なる。

【0092】

具体的には、図１５に示すハイサイドドライバ２００−１は、図１１に示すハイサイドドライバ２００−１の構成に加え、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列（中継アンプ）２０５−１をさらに備える。また、スイッチングアンプ１２１の外部にはＤＣ−ＤＣコンバータ４００が設けられている。本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００が５Ｖの出力電圧を生成する場合を例に説明する。

【0093】

インバータ列２０５−１は、抵抗素子２０３−１とトランジスタ２０１−１との間のノードの電圧を増幅して第１制御信号として出力する。なお、インバータ列２０５の高電位側電源端子は、ハイサイドゲート１００−１のソース（出力端子ＯＵＴ）及びＤＣ−ＤＣコンバータ４００の一方の出力端子に接続され、インバータ列２０５−１の低電位側電源端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の他方の出力端子に接続されている。

【0094】

図１５に示すハイサイドドライバ２００−１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００からの電力供給により、電源の安定性を向上させることができる。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００については、公知の構成を利用できるため、その説明を省略する。

【0095】

ここで、図１５に示すハイサイドドライバ２００−１は、インバータ列２０５−１の初段のインバータのサイズを小さくすることにより、高速動作を維持しつつ抵抗素子２０３−１の抵抗値を大きくすることができる。抵抗素子２０３−１の抵抗値を大きくすれば、トランジスタ２０１−１がオンしているときに抵抗素子２０３−１に流れる電流量が少なくなるため、消費電力の増大はさらに抑制される。

【0096】

図１５に示すローサイドドライバ２００−２については、図１３に示すローサイドドライバ２００−２と同様であるため、その説明を省略する。

【0097】

（スイッチングアンプ１２１の第４変形例）
図１６は、スイッチングアンプ１２１の第４変形例をスイッチングアンプ１２１ｄとして示す図である。なお、図１６には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。

【0098】

図１６に示すスイッチングアンプ１２１ｄは、図１５に示すスイッチングアンプ１２１ｃと比較して、インバータ列２０５−１の低電位側電源端子と、抵抗素子２０３−１及びトランジスタ２０１−１間のノードと、の間に、ダイオード２０６−１をさらに備える。スイッチングアンプ１２１ｄのその他の構成及び動作については、スイッチングアンプ１２１ｃと同様であるため、その説明を省略する。

【0099】

図１６に示すスイッチングアンプ１２１ｄは、図１５に示すスイッチングアンプ１２１ｃと同等の効果を奏することができる。さらに、図１６に示すスイッチングアンプ１２１ｄは、ダイオード２０６−１を備えることにより、ハイサイドドライバ２００−１の入力端子（即ち、トランジスタ２０１−１のゲート）の電圧が接地電圧０Ｖを下回ることを回避することができる。

【0100】

上気したスイッチングアンプ１２１ａ〜１２１ｄに設けられたローサイドドライバ２００−２は、インバータ列２０５−２を備えていても備えていなくてもどちらでもよい。また、スイッチングアンプ１２１ａ〜１２１ｄでは、インバータ列２０５−１，２０５−２の代わりに一般的なアンプが用いられてもよい。

【0101】

＜実施の形態２＞
図１７は、実施の形態２にかかる無線通信装置１ｄの詳細を示すブロック図である。図１７に示す無線通信装置１ｄは、図７に示す無線通信装置１と比較して、直流信号を生成する電源２１８をさらに備える。

【0102】

ベースバンド処理部１１において、ＯＥ変換部１１８は、ΔΣ変調信号及び電源２１８からの直流信号を重畳して光信号に変換する。張り出し無線部１２において、ＯＥ変換部１２２は、ベースバンド処理部１１から光ケーブル１３を介して伝送された光信号をΔΣ変調信号及び直流信号に変換する。そして、張り出し無線部１２は、ＯＥ変換部１２２により変換された直流信号を電源にして動作する。

【0103】

それにより、無線通信装置１ｄは、張り出し無線部１２に電源を設ける必要が無くなるため、当該張り出し無線部１２をさらに小型化することが可能になる。

【0104】

（無線通信装置１ｄの変形例）
図１８は、図１７に示す無線通信装置１ｄの変形例を無線通信装置１ｅとして示す図である。図１８に示す無線通信装置１ｅは、図１７に示す無線通信装置１ｄと比較して、ＯＥ変換部１１８，１２２に代えてバイアスティー２１９，２２０を備え、かつ、光ケーブル１３に代えてイーサネットケーブル１３ａを備える。

【0105】

ベースバンド処理部１１において、バイアスティー（重畳部）２１９は、ΔΣ変調信号及び電源２１８からの直流信号を重畳して重畳信号として出力する。張り出し無線部１２において、バイアスティー（分離部）２２０は、ベースバンド処理部１１からイーサネットケーブル１３ａを介して伝送された重畳信号をΔΣ変調信号及び直流信号に分離して出力する。そして、張り出し無線部１２は、バイアスティー２２０により分離された直流信号を電源にして動作する。

【0106】

それにより、無線通信装置１ｅは、張り出し無線部１２に電源を設ける必要が無くなるため、当該張り出し無線部１２をさらに小型化することが可能になる。

【0107】

以上のように、上記実施の形態にかかる無線通信装置は、位相同期型ΔΣ変調器を用いて、高周波信号に含まれる振幅信号γを、高周波信号に含まれる位相信号θに同期してΔΣ変調している。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、スイッチングアンプ１２１に設けられたスイッチ素子のオンオフ遷移時の出力電流を少なくすることができるため、消費電力を低減することができる。

【0108】

さらに、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１を張り出し無線部１２ではなくベースバンド処理部１１内に備えている。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、張り出し無線部１２を小型化することができる。

【0109】

なお、関連する技術では、所望の変調精度を得るために、高周波信号に対しΔΣ変調器のサンプリング周波数を十分に高くする必要があった。例えば、特許文献３に開示された構成では、高周波信号に対してΔΣ変調器のサンプリング周波数を好適には１０倍程度、少なくとも２倍以上とする必要があった。それにより、張り出し無線部（１２）とベースバンド処理部（１１）とを接続する手段（例えば、光モジュール）が伝送する信号周波数は高くなってしまっていた。その結果、光モジュールのコストが増大したり、消費電力が大きくなったりするなどの問題があった。一方、本実施の形態にかかる無線通信装置１では、そのような問題は生じない。

【0110】

＜実施の形態３＞
図１９は、実施の形態３にかかる無線通信システム２の構成例を示すブロック図である。上記したように、無線通信装置１は、キャリア周波数に応じた周波数のクロック信号（パルス位相信号生成器１１１３の出力信号）に同期して動作するため、張り出し無線部１２のキャリア周波数をベースバンド処理部１１から直接制御して決定することが可能である。そこで、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の無線周波数（高周波信号の周波数）、及び、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅（帯域リソース）、の少なくとも何れかを制御することにより、平均的なトラフィック容量を向上させている。以下、具体的に説明する。

【0111】

図１９に示す無線通信システム２は、ｎ（ｎは２以上の整数）個の無線通信装置１（以下、無線通信装置１＿１〜１＿ｎとも称す）と、制御部２１と、を備える。無線通信装置１＿１〜１＿ｎは、それぞれ、ベースバンド処理部１１＿１〜１１＿ｎと、張り出し無線部１２＿１〜１２＿ｎと、を有する。

【0112】

なお、無線通信システム２には、Ｃ−ＲＡＮ(Cloud Radio Access NetworkまたはCentralized Radio Access Network)方式の無線通信技術が採用されている。具体的には、制御部２１及びベースバンド処理部１１＿１〜１１＿ｎは、近傍配置（集中配置）されている。それにより、無線通信システム２は、複数のベースバンド処理部により一部の構成要素が共用されるため、複数のベースバンド処理部を分散配置した場合よりもコストを低減することができる。また、無線通信システム２は、セルを跨ってベースバンドのリソースを制御することができるため、複数のベースバンド処理部を分散配置して、ベースバンド処理部と張り出し無線部とが存在するセル内に閉じたリソース制御を行う場合よりもトラフィック容量を向上させたり、不図示のコアネットワークに対する負荷を軽減することができる。つまり、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、Ｃ−ＲＡＮ方式において一般的な有利な効果を奏することができる。以下、制御部２１及びベースバンド処理部１１＿１〜１１＿ｎを纏めて集中配置ベースバンド処理部２０とも称する。

【0113】

制御部２１は、無線通信装置１＿１〜１＿ｎのそれぞれのデータ通信量や周波数利用状況の情報等に基づいて、無線通信装置１＿１〜１＿ｎのそれぞれに対して割り当てられる複数の無線周波数、及び、無線通信装置１＿１〜１＿ｎのそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する。

【0114】

例えば、制御部２１は、無線通信装置１＿１〜１＿ｎのうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置（例えば、携帯電話からのアクセスが多い無線通信装置）に対して割り当てられている無線周波数を、データ通信量が所定値未満の無線通信装置（例えば、携帯電話からのアクセスが少ない無線通信装置）に対して割り当てられている無線周波数に切り替える。あるいは、制御部２１は、無線通信装置１＿１〜１＿ｎのうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている無線周波数を、複数の無線通信装置１＿１〜１＿ｎの何れに対しても割り当てられていない無線周波数に切り替える。それにより、無線通信システム２は、アクセスの集中している無線通信装置の無線周波数を、他の無線通信装置にてほとんど使用されていない無線周波数に切り替えることができるため、平均的なトラフィック容量を向上させることができる。

【0115】

また、制御部２１は、無線通信装置１＿１〜１＿ｎのうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を広くするとともに、無線通信装置１＿１〜１＿ｎのうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を狭くする。それにより、無線通信システム２は、帯域幅を効率よく使用できるようになるため、平均的なトラフィック容量を向上させることができる。さらに、無線通信システム２は、データ通信量が少ない場合に帯域幅を縮小するため、消費電力の増大を抑制することができる。

【0116】

図２０は、図１９に示す無線通信システム２を模式的に示す図である。図２０の例では、張り出し無線部１２＿１，１２＿２がセルＡの領域内に設けられ、張り出し無線部１２＿３，１２＿４がセルＢの領域内に設けられている。セルＡ，Ｂは、それぞれ屋外の領域であってもよいし、屋内の領域（例えば、建屋内の各フロア）であってもよい。図２０に示すように、本実施の形態にかかる無線通信システム２では、同じセルに属する無線通信装置間の無線周波数及び帯域幅の制御のみならず、異なるセルに属する無線通信装置間の無線周波数及び帯域幅の制御が行われていることがわかる。

【0117】

なお、無線通信システム２に設けられた各無線通信装置１は、割り当てられる無線周波数及び帯域幅が切り替わることを考慮して、張り出し無線部１２に設けられたフィルタ１２４を可変フィルタにしておくことが好ましい。なお、可変フィルタとは、例えば、複数の無線周波数のうち何れかの無線周波数を通過帯域として切り替え又は変更可能なフィルタのことである。あるいは、可変フィルタとは、例えば、通過帯域幅を切り替え可能又は変更可能なフィルタのことである。さらには、可変フィルタとは、無線周波数及び通過帯域幅の何れも切り替え又は変更可能なフィルタのことである。

【0118】

図２１は、無線通信システム２に設けられた各無線通信装置１の具体例を無線通信装置１ｆとして示す図である。図２１に示す無線通信装置１ｆは、図７に示す無線通信装置１と比較して、フィルタ１２４に代えて、可変フィルタとして選択回路１３０，１３１及びフィルタ１２４ａ，１２４ｂを備える。

【0119】

選択回路１３０及びフィルタ１２４ａは、スイッチングアンプ１２１の後段に設けられている。フィルタ１２４ａは、異なる通過帯域を有する複数のフィルタの集合体である。選択回路１３０は、フィルタ１２４ａに含まれる複数のフィルタの中から、割り当てられた無線周波数及び帯域幅に応じたフィルタを選択する。また、選択回路１３１及びフィルタ１２４ｂは、低雑音増幅器１２５の後段に設けられている。フィルタ１２４ｂは、異なる通過帯域を有する複数のフィルタの集合体である。選択回路１３１は、フィルタ１２４ｂに含まれる複数のフィルタの中から、割り当てられた無線周波数及び帯域幅に応じたフィルタを選択する。

【0120】

図２１に示す無線通信装置１ｆのその他の構成及び動作については、図７に示す無線通信装置１の場合と同様であるため、その説明を省略する。

【0121】

このように、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の無線周波数（高周波信号の周波数）、及び、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅（帯域リソース）、の少なくとも何れか制御することにより、平均的なトラフィック容量を向上させたり、消費電力の増大を抑制したりすることができる。

【0122】

また、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、上記したように、キャリア周波数に応じた周波数のクロック信号に同期して動作する複数の無線通信装置１を備える。それにより、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、各無線通信装置１に割り当てられる無線周波数及び帯域幅を、キャリア周波数を変更するだけで速やかに変更することができる。このような制御は、周波数限定される高周波回路（例えば、分布定数線路、容量素子、インダクタ等のアナログ回路により構成されたアンプ等）を張り出し無線部内に有する無線通信装置、を複数備えた無線通信システムでは、実現できない。仮に、周波数限定されるアンプを各張り出し無線部内に複数設けて無線周波数を可変にしたとしても、回路の再構成（例えば、ベースバンドでの帯域制限フィルタ特性を再構成するため、張り出し装置内のＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）の再起動を伴う再コンフィグレーション実行）によりサービスの一時中断が必要となってしまう。

【0123】

本実施の形態では、無線通信システム２が、無線通信装置１を複数備えた場合を例に説明したが、これに限られない。無線通信システム２は、無線通信装置１に代えて無線通信装置１ａ〜１ｅの何れかを複数備えた構成に適宜変更可能である。なお、無線通信装置１ａ〜１ｅの何れかが用いられた場合でも、無線通信装置１が用いられた場合と同様に、割り当てられる無線周波数及び帯域幅が切り替わることを考慮して、各張り出し無線部１２に設けられたフィルタ１２４を可変フィルタにしておくことが好ましい。

【0124】

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

【0125】

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

【0126】

この出願は、２０１２年１２月２５日に出願された日本出願特願２０１２−２８１１５０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

【符号の説明】

【0127】

１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ 無線通信装置
１＿１〜１＿ｎ 無線通信装置
２ 無線通信システム
１１ ベースバンド処理部
１１＿１〜１１＿ｎ ベースバンド処理部
１２ 張り出し無線部
１２＿１〜１２＿ｎ 張り出し無線部
１３ 光ケーブル
１３ａ イーサネットケーブル
１４ アンテナ
２０ 集中配置ベースバンド処理部
２１ 制御部
１００−１ ハイサイドゲート
１００−２ ローサイドゲート
１０１−１，２０２−１，２０２−２，２０４−２ 電源
１１１ 位相同期型ΔΣ変調器
１１２ ベースバンド制御部
１１３，２１１，２２５ 変調器
１１４ 多重化器
１１５ フィルタ
１１６ ピーク抑制器
１１７，１２３ ＳｅｒＤｅｓ部
１１８，１２２ ＯＥ変換部
１１９，２１７，２２４ 復調器
１２１，１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃ，１２１ｄ スイッチングアンプ
１２４，１２４ａ，１２４ｂ フィルタ
１２５ 低雑音増幅器
１２６ 混合器
１２７ ＡＤコンバータ
１２８ 自動利得制御フィルタ
１２９ 分離器
１３０，１３１ 選択回路
２００−１ ハイサイドドライバ
２００−２ ローサイドドライバ
２０１−１，２０１−２ トランジスタ
２０３−１，２０３−２ 抵抗素子
２０５−１，２０５−２ インバータ列
２０６−１ ダイオード
２０７−１ コンデンサ
２１２，２２６ アップコンバータ
２１３，２２７ パワーアンプ
２１４，２２１ フィルタ
２１５，２２２ 低雑音増幅器
２１６，２２３ ダウンコンバータ
２１８ 電源
２１９，２２０ バイアスティー
４００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１１１ 振幅検出器
１１１２ 位相検出器
１１１３ パルス位相信号生成器
１１１４ ΔΣ変調器
１１１５ 混合器
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 抵抗素子
Ｃ１ コンデンサ
ＣＭＰ１ コンパレータ
ＡＮＤ１ 論理積回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12A】

【図12B】

【図13】

【図14A】

【図14B】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】