特許 5978074 モータ駆動装置、及びこれを用いた圧縮機

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5978074

(24)【登録日】2016年7月29日

(45)【発行日】2016年8月24日

(54)【発明の名称】モータ駆動装置、及びこれを用いた圧縮機

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/05 20060101AFI20160817BHJP

【ＦＩ】

   H02P21/05

【請求項の数】7

【全頁数】24

(21)【出願番号】特願2012-193436(P2012-193436)

(22)【出願日】2012年9月3日

(65)【公開番号】特開2014-50285(P2014-50285A)

(43)【公開日】2014年3月17日

【審査請求日】2015年2月6日

(73)【特許権者】

【識別番号】515294031

【氏名又は名称】ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー（ホンコン）リミテッド

(74)【代理人】

【識別番号】110001807

【氏名又は名称】特許業務法人磯野国際特許商標事務所

(72)【発明者】

【氏名】隅田 悟士

(72)【発明者】

【氏名】樋爪 達也

(72)【発明者】

【氏名】能登原 保夫

(72)【発明者】

【氏名】岩路 善尚

【審査官】 マキロイ 寛済

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００８−２９５１２５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０５−２０７７９０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２１／０５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
以下に示す（Ａ）及び／又は（Ｂ）の制御を実行すること
を特徴とするモータ駆動装置。
（Ａ）前記第二電圧の機械周波数成分の位相と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差を位相差指令に一致させるように制御し、前記交流モータの機械周波数が増加するにつれて前記位相差指令を増加させて９０°に漸近させ、前記機械周波数が減少するにつれて前記位相差指令を０°に漸近させる。
（Ｂ）前記第二電圧の機械周波数成分の振幅と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比を振幅比指令に一致させるように制御し、前記交流モータの機械周波数が増加するにつれて前記振幅比指令を増加させて、前記機械周波数とd軸インダクタンスとの積に漸近させ、前記機械周波数が減少するにつれて前記振幅比指令を前記交流モータの抵抗値に漸近させる。

【請求項2】

前記（Ａ）の制御、又は、前記（Ａ）及び前記（Ｂ）の制御を行う場合において、
前記制御手段は、以下に示す（数式８）を用いて前記位相差指令θa*を算出し、前記機械周波数に対応して、前記位相差を前記位相差指令θa*に一致させるように制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。

【数8】

ただし、ωm：機械周波数、Ｌd：d軸インダクタンス、Ｒ：抵抗値

【請求項3】

前記（Ｂ）の制御、又は、前記（Ａ）及び前記（Ｂ）の制御を行う場合において、
前記制御手段は、以下に示す（数式９）を用いて前記振幅比指令Ｇa*を算出し、前記機械周波数に対応して、前記振幅比を前記振幅比指令Ｇa*に一致させるように制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。

【数9】

ただし、ωm：機械周波数、Ｌd：d軸インダクタンス、Ｒ：抵抗値

【請求項4】

直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
前記第二電圧から、前記交流モータの抵抗とd軸電流との積を差し引いた値を算出して第三電圧とし、
以下に示す（Ｃ）及び／又は（Ｄ）の制御を実行すること
を特徴とするモータ駆動装置。
（Ｃ）前記第三電圧の機械周波数成分の位相と、前記d軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差が、９０°となるように制御する。
（Ｄ）前記第三電圧の機械周波数成分の振幅と、前記d軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比が、前記交流モータの機械周波数とd軸インダクタンスとの積となるように制御する。

【請求項5】

直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
前記第二電圧から、前記交流モータの抵抗とd軸電流との積を差し引いた値を算出して第三電圧とし、
前記d軸電流の位相を９０°進めた電流と、前記交流モータの機械周波数と、d軸インダクタンスとの積を電流微分項電圧として算出し、
前記第三電圧と前記電流微分項電圧との差がゼロになるように制御する
ことを特徴とするモータ駆動装置。

【請求項6】

直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
ローパスフィルタを介した前記第二電圧の出力をフィルタ出力値とし、
前記ローパスフィルタの時定数を前記交流モータの電気的時定数とするとき、
前記フィルタ出力値と前記交流モータのd軸電流との位相差がゼロかつ振幅比が１となるように制御する
ことを特徴とするモータ駆動装置。

【請求項7】

請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の前記モータ駆動装置によって駆動される交流モータを駆動源とする
ことを特徴とする圧縮機。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、交流モータを駆動するモータ駆動装置などに関する。

【背景技術】

【0002】

交流モータの回転子の位置を、インバータの電流検出値によって推定し、さらに推定した前記位置に基づいて交流モータの駆動を制御する位置センサレス制御が知られている。位置センサレス制御によって駆動される交流モータは耐環境性に優れ、特に圧縮機を駆動する際に有用である。圧縮機の内部には高温の冷媒及び潤滑油が流入するため、位置センサを設置すると不具合が生じる可能性があるからである。

【0003】

ところで、圧縮機駆動用の交流モータを制御する場合、圧縮機の負荷トルクは圧縮行程に同期して脈動する。したがって、圧縮機の負荷トルクと逆位相のモータトルクを出力し、交流モータの速度変動を抑制するトルク脈動制御を行うことで、圧縮機の騒音や振動を抑制することが必要となる。

【0004】

例えば、特許文献１には、同期モータの三相交流電圧・電流に基づいて、回転子の位相を推定することが記載されている。
また、特許文献２には、電動機及び負荷のうち少なくともいずれか一方が発生する周期外乱成分を、軸誤差推定値に基づいて算出する周期外乱推定器を備えた同期電動機の制御装置について記載されている。特許文献２に記載のトルク脈動抑制制御では、軸誤差の推定値を運動方程式に代入することによって負荷トルクを推定し、負荷トルクの脈動成分をフーリエ解析により抽出し、これを打ち消すように出力電圧を積極的に変動させる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特許第３４１１８７８号公報

【特許文献2】特許第４２２１３０７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

特許文献１の技術では、同期モータの速度や負荷が一定であると仮定して、モータ電流の微分項（つまり、sＩdc，sＩqc）をゼロとみなしている。しかしながら、トルク脈動抑制制御を行うと、モータ電流が常に過渡状態となるため、電流微分値がゼロになるとは限らない。したがって、特許文献１に記載の技術のように電流微分値を無視すると、位置推定誤差が発生する可能性がある。すなわち、特許文献１に記載の技術では、同期モータのトルク脈動を適切に抑制できない可能性がある。

【0007】

また、特許文献２に記載の技術を用いても、十分な脈動抑制効果を得られない可能性がある。これは、位置センサレス制御とトルク脈動抑制制御の単純な組み合わせでは位置推定誤差が発生するためである。位置推定誤差が発生すると、それに伴って負荷トルクの推定誤差が生じるため、出力電圧の変動量を最適化できず、十分な脈動抑制効果を得ることができない。

【0008】

そこで、本発明は、交流モータのトルク脈動を適切に抑制するモータ駆動装置などを提供することを課題とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

前記課題を解決するために、本発明は、制御手段が、電流検出手段から入力される電流値に基づいて、交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、以下に示す（Ａ）及び／又は（Ｂ）の制御を実行することを特徴とする。
（Ａ）前記第二電圧の機械周波数成分の位相と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差を位相差指令に一致させるように制御し、前記交流モータの機械周波数が増加するにつれて前記位相差指令を増加させて９０°に漸近させ、前記機械周波数が減少するにつれて前記位相差指令を０°に漸近させる。
（Ｂ）前記第二電圧の機械周波数成分の振幅と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比を振幅比指令に一致させるように制御し、前記交流モータの機械周波数が増加するにつれて前記振幅比指令を増加させて、前記機械周波数とd軸インダクタンスとの積に漸近させ、前記機械周波数が減少するにつれて前記振幅比指令を前記交流モータの抵抗値に漸近させる。
なお、詳細については、発明を実施するための形態において説明する。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、交流モータのトルク脈動を適切に抑制するモータ駆動装置などを提供できる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動装置の構成図である。

【図2】交流モータの電流及び電圧のベクトル図である。

【図3】モータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。

【図4】交流モータの機械周波数と位相差指令の相関図である。

【図5】交流モータの機械周波数と振幅比指令の相関図である。

【図6】トルク脈動抑制制御時の波形図であり、（ａ）は差分トルクΔτであり、（ｂ）はd軸変動電圧ΔＶdであり、（ｃ）はq軸変動電圧ΔＶqであり、（ｄ）はq軸電流Ｉqであり、（ｅ）はq軸電流の微分値sＩqであり、（ｆ）は（ｄ）の波形図における時刻ｔ３〜ｔ４の部分拡大図であり、（ｇ）は（ｅ）の波形図における時刻ｔ３〜ｔ４の部分拡大図である。

【図7】交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。

【図8】交流モータを高速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。

【図9】本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。

【図10】交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。

【図11】交流モータを高速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。

【図12】本発明の第３実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。

【図13】交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は差分電圧ΔＶであり、（ｄ）は軸誤差Δθである。

【図14】本発明の第４実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。

【図15】交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）はフィルタ値Ｉ_ＬＦであり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcであり、（ｅ）は（ｃ）の波形図における時刻０．９〜１の部分拡大図であり、（ｆ）は（ｄ）の波形図における時刻０．９〜１の部分拡大図である。

【図16】本発明の第５実施形態に係る圧縮機駆動装置を備えた冷凍空調システムの構成図である。

【図17】比較例に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。

【図18】比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。

【図19】比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを高速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。

【発明を実施するための形態】

【0012】

本発明を実施するための形態（以下、実施形態という）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。

【0013】

≪第１実施形態≫
＜モータ駆動装置の構成＞
図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置の構成図である。図１に示すモータ駆動装置１００は、インバータ１と、電流検出手段２と、インバータ制御装置３と、を備えている。なお、以下の記載では、交流モータ５の角速度を、便宜的に「周波数」と記すことがあるものとする。

【0014】

（インバータ）
インバータ１は、直流電源４から入力される直流電圧Ｖ_ＤＣを所定の三相交流電圧に変換し、交流モータ５に出力する電力変換器である。インバータ１は、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を有し、後記するＰＷＭ信号発生手段３８から入力されるＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることで、直流電圧Ｖ_ＤＣを三相交流電圧に変換する。
このように、インバータ１から三相交流電圧を印加することによって、交流モータ５に三相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを流入させ、回転磁界を発生させる。ちなみに、当該回転磁界によって回転する交流モータ５として、例えば、同期モータが挙げられる。

【0015】

インバータ１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を備える第１レグと、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を備える第２レグと、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を備える第３レグと、が互いに並列接続されている。また、それぞれのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、転流による破壊を防止するための還流ダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。
なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６として、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。

【0016】

（電流検出手段）
電流検出手段２は、交流モータ５の電機子巻線に流入する電流Ｉu，Ｉv，Ｉwをそれぞれ検出し、後記する３相／２軸変換手段３１に時々刻々と出力する。ちなみに、電流Ｉu，Ｉv，Ｉwのうち任意の２つを検出し、前記した２つの電流値から残りの電流値を推定してもよい。

【0017】

（インバータ制御装置）
インバータ制御装置３は、前記した電流検出手段２から入力される電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をインバータ１に出力する装置である。これによって、交流モータ５の駆動が制御される。
インバータ制御装置３は、例えばマイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。

【0018】

以下では、インバータ制御装置３の構成を、交流モータ５の特性と関連付けながら順次説明する。図２は、交流モータの電圧・電流の関係を示すベクトル図である。図２に示すＵ軸は、交流モータ５が備えるＵ相コイルの磁束方向を示している。
図２に示すd軸は交流モータ５の磁束方向を示し、d軸と直交するようにq軸をとっている。ちなみに、位置センサレス制御を行う場合、実際にd軸及びq軸がどの位置にあるか（つまり、交流モータ５の磁束がどの向きにあるか）は検出されない。したがって、推定されるd軸としてのdc軸、及び、推定されるq軸としてのqc軸を制御軸とし、このdc軸及びqc軸上で電流制御や速度制御を行う。
つまり、制御軸（dc軸、qc軸）とは、位置センサレス制御において制御系が推定する仮想的な軸である。

【0019】

図２に示すようにdc軸とd軸との位相差を軸誤差Δθとし、dc軸とＵ軸との位相差をdc軸位相θdcとする。交流モータ５の回転に同期してd軸は電気周波数ωで回転し、dc軸は周波数推定値ω1で回転する。ちなみに、電気周波数ωは、交流モータ５の電気系（電圧・電流）の周波数を意味する。また，後記する機械周波数ωmは、交流モータ５の機械系（回転軸やベアリング）が回転する際の周波数を意味する。
モータ電圧Ｖ1は、交流モータ５に印加される電圧であり、d軸方向の成分をd軸電圧Ｖdとし、q軸方向の成分をq軸電圧Ｖqとする。また、モータ電圧Ｖ1に関して、dc軸方向の成分をdc軸電圧Ｖdcとし、qc軸方向の成分をqc軸電圧Ｖqcとする。

【0020】

モータ電流Ｉ1は交流モータ５に流れる電流であり、d軸方向の成分をd軸電流Ｉdとし、q軸方向の成分をq軸電流Ｉqとする。そうすると、交流モータ５の動作は、以下に示す（数式１）の電圧方程式に従う。
なお、（数式１）において、Ｒ：交流モータ５の抵抗値、Ｌd：d軸インダクタンス、Ｌq：q軸インダクタンス、Ｋe：誘導起電力定数、s：微分演算子、ω：交流モータ５の電気周波数である。なお、前記したＲ，Ｌd，Ｌq，Ｋeは既知の値である。

【0021】

【数1】

【0022】

また、交流モータ５のモータトルクτmに関して、以下に示す（数式２）の関係が成り立つ。ちなみに、（数式２）においてＰm：交流モータ５の極対数である。

【0023】

【数2】

【0024】

図１に示すように、インバータ制御装置３は、３相／２軸変換手段３１と、軸誤差演算手段３２と、ＰＬＬ演算手段３３と、２軸／３相変換手段３４と、ベクトル抽出手段３５と、電圧変動演算手段３６と、電圧指令演算手段３７と、ＰＷＭ信号発生手段３８と、を備えている。

【0025】

３相／２軸変換手段３１は、電流検出手段２から入力される３相座標系の電流Ｉu，Ｉv，Ｉwと、ＰＬＬ演算手段３３によって推定されるdc軸位相θdcとに基づいて、制御系のdc軸電流Ｉdc及びqc軸電流Ｉqcを算出する。そして、３相／２軸変換手段３１は、算出したdc軸電流Ｉdc、及びqc軸電流Ｉqcを軸誤差演算手段３２に出力する。
軸誤差演算手段３２は、以下に示す（数式３）を用いて軸誤差Δθを算出し、算出した軸誤差ΔθをＰＬＬ演算手段３３に出力する。なお、（数式３）において、ω1：交流モータ５の周波数推定値である。

【0026】

【数3】

【0027】

ＰＬＬ（Phase Locked Loop）演算手段３３は、軸誤差演算手段３２から入力される軸誤差Δθを軸誤差指令値Δθ*に一致させるように、以下に示す（数式４）を用いて交流モータ５の周波数推定値ω1を算出する。そして、ＰＬＬ演算手段３３は、算出した周波数推定値ω1を電圧変動演算手段３６に出力する。なお、（数式４）においてωr*は周波数指令値であり、Ｋ_ＰＬＬはＰＬＬゲインである。

【0028】

【数4】

【0029】

さらに、ＰＬＬ演算手段３３は、以下に示す（数式５）を用いて交流モータ５のdc軸位相θdcを算出し、３相／２軸変換手段３１及び２軸／３相変換手段３４に出力する。

【0030】

【数5】

【0031】

電圧変動演算手段３６は、３相／２軸変換手段３１から入力されるdc軸電流Ｉdc及びqc軸電流Ｉqcと、ＰＬＬ演算手段３３から入力される周波数推定値ω1と、ベクトル抽出手段３５から入力される電圧指令Ｖd**と、に基づいて、変動電圧ΔＶd，ΔＶqを算出する。なお、電圧変動演算手段３６の詳細については、後記する。

【0032】

電圧指令演算手段３７は、定常電圧指令（Ｖd*，Ｖq*）と、変動電圧（ΔＶd，ΔＶq）とに基づいて、電圧指令（Ｖd**，Ｖq**）を算出する。
ちなみに、前記したd軸定常電圧指令Ｖd*、及びq軸定常電圧指令Ｖq*は、負荷トルクτLが脈動しないと仮定した場合の電圧指令である。これらは、通常のベクトル制御理論に基づいて算出できる。
d軸変動電圧ΔＶd、及びq軸変動電圧ΔＶqは、負荷トルクτLが脈動する場合、これを打ち消すための変動分の電圧である。d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧Ｖqの算出方法については、後記する。

【0033】

電圧指令演算手段３７は、算出した電圧指令（Ｖd**，Ｖq**）を、２軸／３相変換手段３４及びベクトル抽出手段３５に出力する。
ベクトル抽出手段３５は、電圧指令演算手段３７から入力されるd軸電圧指令Ｖd**及びq軸電圧指令Ｖq**のうち前者を抽出し、電圧変動演算手段３６にフィードバックする。

【0034】

d軸電圧指令Ｖd**、及びq軸電圧指令Ｖq**は、前記した定常電圧指令（Ｖd*，Ｖq*）と変動電圧（ΔＶd，ΔＶq）との和であり、最終的な電圧指令である。d軸電圧指令Ｖd**、及びq軸電圧指令Ｖq**は、デッドタイム誤差やスイッチングの遅れなどを無視すれば、図２に示すdc軸電圧Ｖdc、qc軸電圧Ｖqcと等しくなる。

【0035】

２軸／３相変換手段３４は、電圧指令演算手段３７から入力されるd軸電圧指令Ｖd**、及びq軸電圧指令Ｖq**と、ＰＬＬ演算手段３３から入力されるdc軸位相θdcとに基づいて、交流モータ５の３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwを算出する。
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号発生手段３８は、２軸／３相変換手段３４から入力される３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいてＰＷＭ制御を行う際の指令信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に出力する。
これによって、交流モータ５の位置センサレス制御及びトルク脈動抑制制御が実行される。

【0036】

＜電圧変動演算手段の構成＞
図３は、モータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。本実施形態に係るモータ駆動装置１００の特徴は、電圧変動演算手段３６を備えることによって、位置の推定精度に依存することなくトルク脈動を抑制する点にある。
電圧変動演算手段３６は、第一電圧演算手段３６ａと、第二電圧演算手段３６ｂと、位相差演算手段３６ｃと、電気／機械周波数換算手段３６ｄと、位相差指令演算手段３６ｅと、振幅比演算手段３６ｆと、振幅比指令演算手段３６ｇと、電圧変動調整手段３６ｊと、を有している。

【0037】

第一電圧演算手段３６ａは、以下に示す（数式６）を用いて第一電圧Ｖn1を算出する。ちなみに、周波数推定値ω1はＰＬＬ演算手段３３（図１参照）から入力され、qc軸電流Ｉqcは３相／２軸変換手段３１から入力される。また、q軸インダクタンスＬqは、既知の値である。

【0038】

【数6】

【0039】

第二電圧演算手段３６ｂは、以下に示す（数式７）を用いて第二電圧Ｖn2を算出する。ちなみに、電圧指令Ｖｄ**は、前記したベクトル抽出手段３５から入力される。
なお、（数式７）の変形において、前記した（数式６）の結果を用いるとともに、電圧指令Ｖd**が理想的にはdc軸電圧Ｖdcと等しいことを用いた。

【0040】

【数7】

【0041】

位相差演算手段３６ｃは、前記（数式７）によって求めた第二電圧Ｖn2の機械周波数成分の位相と、交流モータ５のdc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の位相との差である位相差θaを算出する。当該位相差θaは、例えば、フーリエ解析によって求めることができる。なお、dc軸電流Ｉdcは、３相／２軸変換手段３１（図１参照）から入力される。

【0042】

電気／機械周波数換算手段３６ｄは、ＰＬＬ演算手段３３（図１参照）から入力される周波数推定値ω1を極対数Ｐmで除算することによって、機械周波数ωmに換算する。前記したように、機械周波数ωmは、交流モータ５の機械系（回転軸やベアリング）が回転する際の周波数を意味している。

【0043】

位相差指令演算手段３６ｅは、以下に示す（数式８）を用いて位相差指令θa*を算出する。なお、機械周波数ωmは、電気／機械周波数換算手段３６ｄから入力される。また、d軸インダクタンスＬd、及び交流モータ５の抵抗Ｒは、既知の値である。

【0044】

【数8】

【0045】

振幅比演算手段３６ｆは、前記した第二電圧Ｖn2の機械周波数成分の振幅と、交流モータ５のdc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の振幅との比である振幅比Ｇaを算出する。
振幅比指令演算手段３６ｇは、以下に示す（数式９）を用いて、振幅比指令Ｇa*を算出する。

【0046】

【数9】

【0047】

第一差分演算手段３６ｈは、位相差演算手段３６ｃから入力される位相差θaと、位相差指令演算手段３６ｅから入力される位相差指令θa*との差分Δθaを算出し、電圧変動調整手段３６ｊに出力する。
第二差分演算手段３６ｉは、振幅比演算手段３６ｆから入力される振幅比Ｇaと、振幅比指令演算手段３６ｇから入力される振幅比指令Ｇa*との差分ΔＧaを算出し、電圧変動調整手段３６ｊに出力する。

【0048】

電圧変動調整手段３６ｊは、第一差分演算手段３６ｈから入力される差分Δθaと、第二差分演算手段３６ｉから入力される差分ΔＧaとに基づいて、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを算出する。
すなわち、電圧変動調整手段３６ｊは、位相差θaと位相差指令θa*との差分Δθaをゼロ、かつ、振幅比Ｇaと振幅比指令Ｇa*との差分ΔＧaをゼロとするように、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqの値を調整する。ちなみに、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqは、交流モータ５のトルク脈動を打ち消すために加算される値である。

【0049】

そして、電圧指令演算手段３７が（図１参照）、d軸定常電圧指令Ｖd*にd軸変動電圧ΔＶdを加える（和をとる）ことによって、d軸電圧指令Ｖd**を算出する。同様に、電圧指令演算手段３７が、q軸定常電圧指令Ｖq*にq軸変動電圧ΔＶqを加える（和をとる）ことで、q軸電圧指令Ｖq**を算出する。
このようにして、モータ駆動装置１００は、最終的な電圧指令（Ｖd**，Ｖq**）を所定時間ごとに逐次算出し、トルク変動抑制制御を実行する。

【0050】

ちなみに、前記した差分Δθａがゼロであり、かつ、差分ΔＧａがゼロである場合、第二電圧Ｖn2は、以下に示す（数式１０）によって一意に表わされる。

【数10】

【0051】

前記した（数式７）を（数式１０）に代入して整理すると、以下に示す（数式１１）が成り立つ。

【数11】

【0052】

トルク脈動抑制制御が実行される場合、交流モータ５の周波数成分のうち、トルク脈動周波数成分すなわち機械周波数成分が支配的となる。これは、摩擦などに起因して他の周波数成分も含まれるものの、交流モータ５のトルク変動を打ち消すようにトルク脈動抑制制御が実行されるためである。
したがって、s＝ｊωmを（数式１１）に代入すると、以下に示す（数式１２）が得られる。

【0053】

【数12】

【0054】

当該（数式１２）を、前記した（数式３）に代入すると、軸誤差Δθの分子はゼロになる（つまり、軸誤差Δθの値がゼロになる）。dc軸とd軸との位相差である軸誤差Δθをゼロとすることによって、トルク脈動抑制制御は達成される。
すなわち、差分Δθaをゼロとし、かつ、差分ΔＧaをゼロとすることによって、高精度なトルク脈動の抑制を行うことができる。

【0055】

図４は、交流モータの機械周波数と位相差指令の相関図である。図４に示す相関図の横軸は規格化した機械周波数ωm[pu]であり、縦軸は前記した位相差指令θa*[deg]である。以下では、物理量を規格化した場合の単位として、[pu]を用いる。
図４に示す実線は、前記した（数式８）から求めたものである。また、図４に示す○印はそれぞれ、後記する図７、図８に示すシミュレーション結果に対応する箇所である。

【0056】

図４に示す相関図、及び前記した（数式８）から、位相差指令θa*は次のような性質を有することがわかる。
（１）位相差指令θa*は、機械周波数ωmと正の相関関係にある。つまり、機械周波数ωmの値が大きくなるに従って、位相差指令θa*の値（＞０）も大きくなる。
（２）機械周波数ωmが高速になるにつれて、位相差指令θa*は９０°に漸近する。
（３）機械周波数ωmが低速になるにつれて、位相差指令θa*は０°に漸近する。
（４）機械周波数ωmが０[pu]の場合、位相差指令θa*は０°になる。

【0057】

図５は、交流モータの機械周波数と振幅比指令の相関図である。図５に示す相関図の横軸は規格化した機械周波数ωm[pu]であり、縦軸は前記した振幅比指令Ｇa*[pu]である。図５に示す実線は、前記した（数式９）から求めた。また、図５に示す○印はそれぞれ、後記する図７、図８に示すシミュレーション結果に対応する箇所である。

【0058】

図５に示す相関図、及び前記した（数式９）から、振幅比指令Ｇa*は次のような性質を有することがわかる。
（１）振幅比指令Ｇa*は、機械周波数ωmと正の相関関係にある。つまり、機械周波数ωmの値が大きくなるに従って、振幅比指令Ｇa*の値（＞０）も大きくなる。
（２）機械周波数ωmが高速になるにつれて、振幅比指令Ｇa*の値は、機械周波数ωmとd軸インダクタンスＬdとの積ωm・Ｌdで線形近似できる。
（３）機械周波数ωmが低速になるにつれて、振幅比指令Ｇa*の値は、交流モータ５の抵抗値Ｒに漸近する。
（４）機械周波数ωmが０[pu]の場合、振幅比指令Ｇa*の値は、交流モータ５の抵抗値Ｒになる。

【0059】

図４、図５に示す各相関関係に基づいて、位相差指令θa*や振幅比指令Ｇa*をテーブル化又は線形近似するように電圧変動演算手段３６（図１参照）を設定することが好ましい。これによって、演算負荷を低減しつつ高精度な脈動抑制制御を実行できる。

【0060】

図６は、トルク脈動抑制制御時の波形図である。
図６に示すように、正弦波の負荷トルクτLを与えた状態において、時刻t１からトルク脈動抑制制御を開始した。
なお、制御系を安定化させるため、トルク脈動抑制制御を行う際のd軸変動電圧ΔＶd（図６（ｂ）参照）、q軸変動電圧ΔＶq（図６（ｃ）参照）の振幅を徐々に増加させた。図６（ａ）に示すように、時刻ｔ１以後、差分トルクΔτは打ち消され、徐々に減少した。

【0061】

そして、時刻ｔ２において差分トルクΔτはゼロになり（図６（ａ）参照）、d軸変動電圧ΔＶd、q軸変動電圧ΔＶqの振幅は一定となった（図６（ｂ）、図６（ｃ）参照）。なお、図６における各変数の振幅・位相は一例であり、実際には、交流モータ５のモータ定数Ｒ，Ｌd，Ｌq，Ｋe，又は慣性Ｊに依存する。

【0062】

図６（ｆ）は、図６（ｄ）に示すq軸電流Ｉqの時刻ｔ３〜ｔ４における部分拡大図であり、図６（ｇ）は、図６（ｅ）に示すq軸電流の微分値sＩqの時刻ｔ３〜ｔ４における部分拡大図である。
図６に示すように、時刻t１以後、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqの影響を受けて、q軸電流Ｉqも変動する。このとき、q軸電流Ｉqより９０°だけ位相が進んだq軸電流微分sＩqが発生する（d軸側に関しても同様である）。

【0063】

このようにトルク脈動抑制制御を行うことによって、モータ電流は常に過渡状態となる。本実施形態によれば、モータ電流が前記したような過渡状態であるにもかかわらず、結果的に負荷トルクの変動を打ち消すようにd軸電圧指令Ｖd**（＝Ｖd*＋ΔＶd）、q軸電圧指令Ｖq**（＝Ｖq*＋ΔＶq）を生成できる。これは、前記した（数式１０）〜（数式１２）によって明らかである。

【0064】

＜効果＞
本実施形態において電圧変動演算手段３６は、位相差θaが位相差指令θa*に一致し、振幅比Ｇaが振幅比指令Ｇa*に一致するようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。この演算過程において電流の微分値（sＩdc、ｓＩqc）は影響しない（（数式８）、（数式９）を参照）。
したがって、位置推定誤差Δθ（（数式３）を参照）に影響されることなく、高精度なトルク脈動制御を実行できる。また、前記したように電流の微分値を演算する必要がないため、電圧変動演算手段３６の処理負荷を低減できる。

【0065】

図７は、本実施形態に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを低速回転（機械周波数ωm1：図４、図５参照）させた場合の波形図である。なお、図７（ａ）〜（ｄ）の波形図は、横軸・縦軸ともに規格化している（後記する図８、図１０、図１１、図１３、図１５、図１８、図１９も同様）。
第２電圧Ｖn2の機械周波数成分の位相と（図７（ｃ）参照）、dc軸電流の機械周波数成分の位相（図７（ｄ）参照）と、の差分θa１*を前記した（数式８）から演算し、トルク脈動抑制制御を実行した。
これによって、負荷トルクτLが変動した場合でも（図７（ａ）参照）、これを打ち消すようにモータトルクτｍを与えるため（同図参照）、トルク変動Δτが略ゼロの状態が維持された（図７（ｂ）参照）。なお、図７（ａ）では、モータトルクτｍと負荷トルクτＬとが略一致した状態が継続している。

【0066】

図８は、本実施形態に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを高速回転（機械周波数ωm2＞ωm1：図４、図５参照）させた場合の波形図である。交流モータ５を高速に回転させた場合でも、前記した場合と同様にトルク変動Δτは略ゼロとなった（図８（ｂ）参照）。
ちなみに、図７・図８のシミュレーション結果と、図４・図５の特性とは一致しており、前記した（数式８）、（数式９）が正しいことが分かる。

【0067】

＜比較例＞
前記した特許文献２に記載の技術を比較例として説明する。当該比較例において交流モータ５の電流微分値をゼロとした場合、以下に示す（数式１３）が得られる。（数式１３）は、前記した（数式３）において電流微分値sＩdc＝０，sＩqc＝０としたものである。
ちなみに、電流微分値は、電流検出値をサンプリング時間で除すことにより求められ、また、不完全微分を用いても求められる。しかし、前者は検出ノイズに弱く、後者は遅れを生じるため、制御系を不安定化する可能性がある。ゆえに、これらを位置センサレス制御に適用しても、位置推定誤差を消去することは困難である。

【0068】

【数13】

【0069】

図１７は、比較例（特許文献２）に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。
電圧変動演算手段３６Ｋが有する差分トルク推定手段３６ｘは、（数式１３）を用いて算出される近似軸誤差Δθcを入力とし、以下に示す（数式１４）を用いて差分トルクΔτを算出する。なお、（数式１４）においてτm：モータトルク、τL：負荷トルクである。

【0070】

【数14】

【0071】

比較例に係る電圧変動調整手段３６ｙは、以下に示す（数式１５）を用いてd軸電圧変動ΔＶd、q軸電圧変動ΔＶqを算出する。なお、（数式１５）において、Ｊ：交流モータの慣性、ωm：交流モータの機械周波数である。

【数15】

【0072】

電圧変動調整手段３６ｙは、差分トルクΔτをゼロとするようにd軸変動電圧ΔＶd、q軸変動電圧ΔＶqを調整する。前記したように、トルク脈動抑制制御を実行するとq軸電流Ｉqが変動するため、q軸電流Ｉqよりも９０°だけ位相が進んだq軸電流微分sＩqが発生する（図６（ｆ）、図６（ｇ）参照）。
この結果、前記した（数式３）に対して、（数式１３）は位置推定誤差を生じる。当該位置推定誤差は、（数式１５）を通して差分トルクΔτの推定誤差を生じるため、比較例では、脈動抑制効果が弱まってしまう。

【0073】

図１８は、比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図である。図１８の区間Ａ１に示すように、第２電圧Ｖn2（図１８（ｃ）参照）と、dc軸電流Ｉdc（図１８（ｄ）参照）とが同期している。
図１９は、比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを高速回転（機械周波数ωm2＞ωm1）させた場合の波形図である。図１９についても、図１８と同様のことがいえる。
このように比較例では、第２電圧Ｖn2とdc軸電流Ｉdcとの位相差θa（図示せず）が、機械周波数ωmに関わらずゼロになる。この理由は、以下のようにして説明できる。

【0074】

当該比較例に限らず、従来のトルク脈動抑制制御では、前記した（数式３）の電流微分の項（つまり、sＩdc）を無視し、（数式１３）の分子をゼロへ漸近させるようにトルク脈動抑制制御を行っていた。すなわち、以下に示す（数式１６）に基づいて制御を行っていた。

【0075】

【数16】

【0076】

前記した（数式７）及び（数式１６）から、以下に示す（数式１７）が得られる。

【0077】

【数17】

【0078】

（数式１７）に示す交流モータ５の抵抗値Ｒは、実数である。したがって、第２電圧Ｖn2とdc軸電流Ｉdcとの位相差θaはゼロになる。
このように、比較例に係るトルク脈動抑制では、電流波形が常に過渡状態となるにも関わらず（つまり、電流微分sＩdcがゼロでないにも関わらず）、これを無視した制御を行っていた。したがって、差分トルクΔτの推定誤差が残り、トルク脈動が十分に抑制されない可能性があった（図１８（ｂ）、図１９（ｂ）を参照）。

【0079】

これに対して本実施形態では、比較例で説明した近似軸誤差Δθcを用いず、dc軸電圧Ｖdcやqc軸電流Ｉqcを直接的に用いて位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*を算出する（（数式８）、（数式９）を参照）。そして、位相差θaが位相差指令θa*に一致し、振幅比Ｇaが振幅比指令Ｇa*に一致するようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整することとした。
したがって、電流微分sＩdcなどを算出する必要がなくなるとともに、位置推定精度に依存することなく高精度なトルク脈動抑制制御を行うことができる。さらに、微分演算を行う必要がなくなるため、ノイズの影響や応答遅れを回避しつつ、電圧変動演算手段３６の処理負荷を低減できる。

【0080】

≪第２実施形態≫
第２実施形態は、第１実施形態で説明した第一電圧演算手段３６ａ及び第二電圧演算手段３６ｂに代えて第三電圧演算手段３６ｋを備える点が異なる。また、第２実施形態は、第一差分演算手段３６ｈに位相差指令として９０°を入力し、第二差分演算手段３６ｉに振幅比指令としてωm・Ｌdを入力する点が第１実施形態と異なる。したがって、当該異なる部分について説明し、第１実施形態と重複する部分については説明を省略する。

【0081】

図９は、本実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。図９に示す第三電圧演算手段３６ｋは、以下に示す（数式１８）を用いて第三電圧Ｖn3を算出する。

【0082】

【数18】

【0083】

ここで、（数式１８）の変形において、前記した（数式７）を用いた。位相差演算手段３６ｃは、第三電圧Ｖn3の機械周波数成分の位相と、dc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の位相との位相差θaを算出する。
振幅比演算手段３６ｆは、第三電圧Ｖn3の機械周波数成分の振幅と、dc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の振幅との振幅比Ｇaを算出する。
電圧変動調整手段３６ｊは、位相差θaが９０°、かつ、振幅比Ｇaが機械周波数ωmとd軸インダクタンスＬdとの積ωm・Ｌdとなるまで、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。
上記構成の動作原理を説明する。位相差θaが９０°、かつ、振幅比Ｇaが積ωm・Ｌdとなるとき、第三電圧Ｖn3は、以下に示す（数式１９）によって一意に表わされる。

【0084】

【数19】

【0085】

（数式１８）及び（数式１９）から、第１実施形態で説明した（数式１１）が成り立つ。前記したとおり、（数式１１）が成り立てば、トルク脈動抑制制御は達成される。
図１０は、交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図であり、図１１は、交流モータを高速回転（機械周波数ωm2＞ωm1）させた場合の波形図である。図１０（ｃ）と図１０（ｄ）、図１１（ｃ）と図１１（ｄ）に示すように、第三電圧Ｖn3は、機械周波数ωmに関係なくdc軸電流よりも位相が９０°進んでいることが分かる。

【0086】

＜効果＞
本実施形態によれば、位相差指令θa*を９０°で固定化し、振幅比指令Ｇa*をωm・Ｌｄで線形化できる。そして、（数式１８）を用いて演算した第三電圧Ｖn3に基づいてd軸変動電圧ΔＶd、q軸変動電圧ΔＶqを算出する。ちなみに、当該算出は乗算及び減算で足りる。

【0087】

一方、前記した第１実施形態では、（数式８）の位相差指令θa*、（数式９）の振幅比指令Ｇa*を演算する際、逆正接関数および根号を含む演算を行う必要があった。
したがって、本実施形態は、第１実施形態と比較して演算負荷を低減しつつ、高精度なトルク脈動抑制制御を実行できる。

【0088】

≪第３実施形態≫
第３実施形態は、第２実施形態で説明した位相差演算手段３６ｃ及び振幅比演算手段３６ｆに代えて、電圧変動演算手段３６Ｂが差分電圧演算手段３６ｐを備える点と、９０度進み手段３６ｍ及び電流微分項電圧演算手段３６ｎを備える点が異なる。また、第２実施形態では、電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分Δθa，ΔＧaであったのに対し、第３実施形態では電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分電圧ΔＶである点が異なる。したがって、当該異なる部分について説明し、第２実施形態と重複する部分については説明を省略する。

【0089】

図１２は、本実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。
９０度進み手段３６ｍは、dc軸電流Ｉdcの位相を９０°進めた電流Ｉdc'を出力する。信号Ｉdc'は、以下に示す（数式２０）で表わされる。

【0090】

【数20】

【0091】

電圧変動調整手段３６ｊは、入力信号が第２実施形態と異なるが、その機能自体は第２実施形態の場合と同様である。電流微分項電圧演算手段３６ｎは、以下に示す（数式２１）の電流微分項電圧Ｖndを算出する。ここで、（数式２１）の変形には、前記した（数式２０）を用いた。

【0092】

【数21】

【0093】

電圧変動調整手段３６ｊは、第三電圧Ｖn3と電流微分項電圧Ｖndとの差分電圧ΔＶがゼロになるまでd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。差分電圧ΔＶは、以下に示す（数式２２）で表わされる。ここで、（数式２２）の変形には、前記した（数式１８）及び（数式２１）を用いた。

【0094】

【数22】

【0095】

（数式２２）で算出される差分電圧ΔＶがゼロとなるとき、（数式１１）が成り立つことは明らかである。前記したとおり、（数式１１）が成り立てば、トルク脈動抑制制御は達成される。
図１３は、交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図である。図１３に示す時刻ｔ１からトルク脈動抑制制御を開始した。図１３（ｂ）に示すように、時間が経過するにつれて差分電圧ΔＶがゼロに漸近し、トルク脈動が抑制されていることが分かる。

【0096】

＜効果＞
本実施形態では、差分電圧ΔＶのみをゼロにするように調整すれば、高い脈動抑制効果を得られるという特長がある。これは、前記した（数式２２）の差分電圧ΔＶが、第１実施形態で説明した（数式３）の分子と等しい、すなわち軸誤差Δθと比例関係にあるからである。
図１３においても差分電圧ΔＶ（図１３（ｃ）参照）は、軸誤差Δθ（図１３（ｄ）参照）と比例関係になっていることが分かる。両者がこのような比例関係にあるため、電圧変動調整手段３６ｊは、図１７で説明した比較例の電圧変動調整手段３６Ｋを、その構成を変更することなく適用できる。したがって、制御系の設計を簡略化・短縮化できる。

【0097】

≪第４実施形態≫
第４実施形態は、第１実施形態と比較して、電圧変動演算手段３６Ｃがローパスフィルタ３６ｑを備える点が異なる。また、第１実施形態では、電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分Δθaであったのに対し、第４実施形態では電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分電流ΔＩである点が異なる。したがって、当該異なる部分について説明し、第１実施形態と重複する部分については説明を省略する。

【0098】

図１４は、本実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。
ローパスフィルタ３６ｑは、第２電圧Ｖn2を用いて、以下に示す（数式２３）のフィルタ出力値Ｉ_ＬＦを算出する。

【0099】

【数23】

【0100】

差分電流演算手段３６ｒは、ローパスフィルタ３６ｑからのフィルタ出力値Ｉ_ＬＦと、交流モータ５のｄｃ軸電流Ｉdcとの差分を算出し、差分電流ΔＩとして電圧変動調整手段３６ｊに出力する。
なお、差分電流ΔＩは、以下に示す（数式２４）で表わされる。ここで、（数式２４）の変形には、前記した（数式７）及び（数式２３）を用いた。

【0101】

【数24】

【0102】

電圧変動調整手段３６ｊは、差分電流算出手段から入力される差分電流ΔＩの値がゼロになるまで、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。すなわち電圧変動調整手段３６ｊは、ローパスフィルタ３６ｑの時定数（Ｌd／Ｒ）を交流モータ５の電気的時定数とするとき、前記したフィルタ出力値Ｉ_ＬＦと交流モータ５のdc軸電流Ｉdcとの位相差がゼロかつ振幅比が１となるように制御する。

【0103】

（数式２４）に示す差分電流ΔＩがゼロとなるとき、第１実施形態で説明した（数式１１）が成り立つことは明らかである。前記したように、（数式１１）が成り立てばトルク脈動抑制制御は達成される。
図１５は、交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図である。図１５に示す時刻ｔ１からトルク脈動抑制制御を開始した。図１５（ｃ）、図１５（ｄ）に示すように、時刻ｔ１から時間が経過するにつれて、フィルタ値Ｉ_ＬＦとdc軸電流Ｉdcとが同期することが分かる。特に時刻０．９以後においては、前記二者は、略完全に同期している。

【0104】

＜効果＞
本実施形態では、ローパスフィルタ３６ｑによってフィルタリングされた電流を用いて差分電流ΔＩを算出し、この差分電流ΔＩのみを電圧変動調整手段３６ｊに入力する。したがって、第１実施形態と比較して、電圧変動調整手段３６ｊの演算負荷が小さくなる。なお、フィルタ時定数Ｌd／Ｒが小さくなるように設定することで、応答遅れを防止できる。

【0105】

≪第５実施形態≫
本実施形態では、前記各実施形態（例えば、第１実施形態）に係るモータ駆動装置１００によって駆動される圧縮機６１について説明する。なお、一例として、冷凍空調システム６の冷媒回路に圧縮機６１を設置する場合について説明する。
図１６は、本実施形態に係る圧縮機駆動装置を備えた冷凍空調システムの構成図である。
冷凍空調システム６は、圧縮機６１と、室外熱交換器６２と、膨張弁６３と、室内熱交換器６４と、が環状に配管で接続された構成となっている。

【0106】

圧縮機６１は、配管ａ１を介して吸入した低温低圧の冷媒を圧縮して高温高圧の冷媒とし、配管ａ２を介し室外機６２に向けて吐出する。なお、当該圧縮機６１には、前記したモータ駆動装置１００によって駆動される交流モータ５が設置されている。
室外熱交換器６２は、圧縮機６１から流入する高温高圧の冷媒と、ファン（図示せず）から送られてくる外気とを熱交換するものである。室外熱交換器６２を通流する冷媒は外気に放熱し、凝縮する。

【0107】

膨張弁６３は、配管ａ３を介して室外機６２から流入する中温高圧の冷媒を膨張させ、低温低圧の冷媒とする。室内熱交換器６４は、配管ａ４を介して流入する低温低圧の冷媒と、送風ファン（図示せず）によって供給される室内空気とを熱交換するものである。室内熱交換器６４を通流する冷媒は、室内空気から吸熱して蒸発し、配管ａ５を介して圧縮機６１に還流する。一方、冷媒に放熱した室内空気は、送風ファンによって室内に送り出される。これによって、冷房運転を行うことができる。
ちなみに、圧縮機６１の下流側に、冷媒の通流する向きを切り換える四方弁（図示せず）を設けてもよい。当該四方弁を切り換えることによって冷媒が通流する向きを変え、暖房運転を行うこともできる。

【0108】

＜効果＞
圧縮機６１では、圧縮行程に同期して交流モータ５の負荷トルクτLが脈動する。前記した比較例では、位置推定誤差に起因して脈動抑制効果が弱まるという問題があった。
これに対して本実施形態では、位置推定値を用いることなく電圧・電流の位相差・振幅比に基づいて出力電圧の変動量を最適化する。したがって、位置推定誤差に対する感度（依存度）を低減し、脈動抑制効果を大幅に高めることができる。その結果、圧縮機６１の振動や騒音を、従来と比較して大幅に低減できる。

【0109】

≪変形例≫
以上、本発明に係るモータ駆動装置１００について各実施形態により説明したが、本発明の実施態様はこれに限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
例えば、第１実施形態では、（数式８）、（数式９）を用いて位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*を演算する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、インバータ制御装置３の演算性能が不十分である場合、位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*のうち、いずれか一方を用いても脈動抑制効果を得ることができる。前記した（数式８）の位相差指令θa*は逆正接関数、（数式９）の振幅比指令Ｇa*は根号を含むため、加算・減算と比較すると演算負荷が高い。
位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*のうちいずれか一方を用いると、両方を用いる場合と比較して演算負荷を低減できる。

【0110】

また、第２実施形態では、第三電圧Ｖn3の位相とdc軸電流Ｉdcの位相との位相差θaが９０°、かつ、第三電圧Ｖn3の振幅とdc軸電流Ｉdcの振幅との振幅比Ｇaが積ωm・Ｌdとなるまで、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する場合について説明したが、これに限らない。
すなわち、位相差θaが９０°となるようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する（つまり、振幅比Ｇaを算出しない）こととしてもよい。
また、振幅比Ｇaが機械周波数ωmとd軸インダクタンスＬdとの積ωm・Ｌdとなるようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する（つまり、位相差θaを算出しない）こととしてもよい。
この場合、第２実施形態よりも演算負荷を低減させつつ、トルク脈動抑制制御を実行できる。

【0111】

また、前記各実施形態では、圧縮機６１のトルク脈動周波数と、機械周波数ωmとの比が１である場合について説明したが、これに限らない。すなわち、交流モータ５の駆動対象となる機器の構造を考慮して、トルク脈動周波数と機械周波数ωmとの比を適宜変更することが好ましい。
例えば、減速比ｋの変速機（図示せず）を備えた圧縮機６１を駆動する場合、前記した（数式８）及び（数式９）のωmを、改めてωm／ｋで置き換えることが好ましい。
また、高次のトルク脈動周波数成分を抑制する場合も同様である。例えば、ｎ次のトルク脈動周波数を抑制する場合には、（数式８）及び（数式９）のωmを改めてｎ・ωmで置き換えることが好ましい。

【0112】

また、前記各実施形態では、交流モータ５として同期モータを用いる場合について説明したが、これに限らない。すなわち、交流モータ５として誘導モータを用いても、前記各実施形態と同様の方法で、高精度なトルク脈動抑制制御を実行できる。

【0113】

また、前記各実施形態では、交流モータ５を位置センサレスで制御する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、ホール素子などの位置センサを用いた場合にも適用できる。位置センサを用いる場合、前記した軸誤差演算手段３２（図１参照）は不要となり、d軸電圧Ｖd、q軸電圧Ｖq、d軸電流Ｉd、q軸電流Ｉqを直接的に求めることができる。
これを第１実施形態に適用する場合、インバータ制御装置３は、電流検出手段２から入力される電流値に基づいて、交流モータ５の電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、前記第一電圧と交流モータ５のd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、以下に示す（Ａ）及び／又は（Ｂ）の制御を実行する。
（Ａ）前記第二電圧の機械周波数成分の位相と、交流モータ５のd軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差が、交流モータ５の機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。
（Ｂ）前記第二電圧の機械周波数成分の振幅と、交流モータ５のd軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比が、交流モータ５の機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。

【0114】

このように位置センサを用いる場合は、第２実施形態〜第５実施形態にも適用できる。ちなみに、前記各実施形態では、推定される「d軸」として「dc軸」、推定される「q軸」として「qc軸」のように記載した。

【0115】

また、第５実施形態では、モータ駆動装置１００によって駆動される交流モータ５を、冷凍空調システム６の圧縮機６１に設置する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、交流モータ５を用いたあらゆる機器及びシステムに適用できる。

【符号の説明】

【0116】

１００ モータ駆動装置
１ インバータ
２ 電流検出手段
３ インバータ制御装置（制御手段）
３１ ３相／２軸変換手段
３２ 軸誤差演算手段
３３ ＰＬＬ演算手段
３４ ２軸／３相変換手段
３５ ベクトル抽出手段
３６，３６Ａ，３６Ｂ，３６Ｃ 電圧変動演算手段（制御手段）
３６ａ 第一電圧演算手段
３６ｂ 第二電圧演算手段
３６ｃ 位相差演算手段
３６ｄ 電気／機械周波数換算手段
３６ｅ 位相差指令演算手段
３６ｆ 振幅比演算手段
３６ｇ 振幅比指令演算手段
３６ｈ 第一差分演算手段
３６ｉ 第二差分演算手段
３６ｊ 電圧変動調整手段
３６ｋ 第三電圧演算手段
３６ｍ ９０度進み手段
３６ｎ 電流微分項電圧演算手段
３６ｐ 差分電圧演算手段
３６ｑ ローパスフィルタ
３６ｒ 差分電流演算手段
３７ 電圧指令演算手段
３８ ＰＷＭ信号発生手段
４ 直流電源
５ 交流モータ
６１ 圧縮機
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】